将是稳定的。在图10a的曲线图化）和（C)中看到该 样的使用，其分别绘出了偶模和奇模在稳定数值的Cp和Cs的换能器增益。奇模增益沿着 稳定区域的右边缘最大化，而偶模增益在稳定区域的顶部处最大化。在一个示例性实施例 中，最优点是大约Cp= -0. 75pF和Cs= -2.65pF，与图7和图8中示出的相同。
[0072] 图1化提供了与针对图10a的上述描述相同的曲线图，但是化S被选取为等于-75 欧姆。需要注意当化S等于-75欧姆时不存在针对两种模态产生稳定性的Cp和Cs的数值 (只能让偶模稳定）。另一方面，如果化S被选择为等于-300欧姆（参见图10c)，则仍可W 通过适当地选择Cp和Cs的数值而针对两种模态产生图9b的天线的稳定实施例。如所示 的，随着负电阻的绝对值趋近于0,电路对于奇模而言变得不稳定。针对两种模态首次获得 稳定性的化s的精确数值将取决于两个单极天线A1和A2的尺寸和结构。
[0073] 如图11所示，可W实现针对2元件天线阵列的自阻抗/互阻抗补偿网络。S个 Linvill负阻抗转换器（NIC)电路将正模型电路（每个包括可变电阻器和可变电容器） 转换为它们的等效体。串联电路是开路稳定（0C巧结构而互元件（mu化al-element)电 路是短路稳定（SC巧结构。Cs、Cp和化S已经讨论过；优选地，添加负电阻器Rs来抵消 电路引入的任何寄生串联电阻。该串联电阻的主要贡献者是晶体管的有限跨导（finite transconductance)gm;Linvi11电路在0CS和SCS结构中分别增加2/gm电阻和-2/gm电 阻。在优选实施例中，Rs、Cs、Cp和化S是可调整/可变化的使得它们可W被配置为它们自 身的最优数值，不需考虑制造公差和其他未知量；但是，本发明的范围还包括其中一个或多 个组件数值固定的所有情况。此外，对于本领域的普通技术人员显而易见的是，图11中的 NPN晶体管可W替换为PNP、N阳T或PFET晶体管。
[0074] 串联/互阻抗补偿网络已设计用于IBM8HPBiCMOS工艺，图12中示出了详细的示 意图。电路包含在Vdd= 5V和接地之间的四个分支。优选地，每个分支负载由电流镜（NPN 晶体管的底端行）驱动的2mA静态电流。当下降大约1.6V时，有源负载（PM0S晶体管的顶 端行）对NIC呈现高阻抗。串联NI"Rs、Cs)在NPN晶体管的顶端行实现，包括2个交叉 禪合对。可变电容和电阻分别通过背靠背的变容二极管和线性区（linear-region)PFET实 现，通过调整电压来进行控制。在反馈回路中的DC阻塞电容器防止电路闭锁，通过连接集 电极和基极的高阻抗网络将晶体管自偏。该些网络包括从集电极连接到基极W在上电期间 或在遭受大信号时防止器件崩溃的二极管。此外，在每个NIC的集电极之间的反并联二极 管防止电路在上电期间闭锁。在图12中，Vvs控制串联电容Cs，化S控制串联电阻Rs，Vvp 控制并联电容CpW及化P控制串联电阻化s。
[00巧]互元件NIC通过从底部起第二行的中间2个NPN来实现，其中可变电容和电阻分 别通过背靠背的变容二极管和线性区NFET来实现。两者都通过调整电压来控制。第二行 的外部的（连接二极管的）NPN只提供用于偏置网络的压降。显而易见的是，串联和元件间 NIC共享相同的偏置电流。该排列具有最小化电路寄生现象和功率损耗的优点。
[0076] 图12的电路已使用化denceSpectre对稳定性和换能器增益进行了仿真。瞬态 仿真预示在类似图10所示的约束中电路的稳定操作。仿真相比不匹配情况下的换能器增 益的改善在图13中示出。该网络改善了从lO-lOOMHz的增益〉10地。
[0077] 基于具有两个单极发射元件的图9a的天线的结果，增加与负电容器Cp串联的负 电阻可使得偶模和奇模激励稳定。相信该个概念可W通过插入与负电容器-Cc串联的负电 阻-Rc来扩展到图化、图3a和图4a的Adcock阵列W同样改善它们的稳定性。建议的是上 述分析可用于确定2元件天线（如图9a中的）的化S的合理数值的开始点，图化、图3a和 图4a(例如）的Adcock阵列被视作是图9a的2元件阵列的扩展（针对化S确定的合理数 值被用于图2b、图3a和图4a的阵列中的-Rc)。图14示出了 8元件Adcock阵列，其具有 与最接近的相邻发射元件10的基极禪接的串联的负电容器-Cc和负电阻器-Rc。当然，负 电阻器-Rs可W与负的连接的电容器-Cs(如有使用）串联放置。同样地，相信与图5a的 实施例中的-Cc电容器串联连接负电阻器W及与图化的实施例中的5Cc电容器串联连 接负电阻器也能够改善该些实施例的奇模稳定性。
[007引此处所附的附录A和B是提供额外信息的两篇技术论文（在被本申请要求优先权 的临时申请的日期之后发表）。附录A和B通过引用合并于此。
[0079] 稳定性的设计从简单开始，最小化组成NFC的反馈回路内的电路寄生现象和过 量时延。可分析阵列的稳定性，首先，将天线阵列建模为a)有理函数阵列或b)宽带频率 域数据，之后，a)抽取全网络矩阵（包括天线阵列、NFC、波束赋形网络、接收器等）的极 点或b)使用归一化的行列式函数（参见1994年10月"ThirdInternationalWorkshop onIntegratedNonlinearMicrowaveandMillimiterwaveCircuitsA.Platzker和 W.Struble的"Rigorousdeterminationofthestabilityoflinearn-nodecircuits fromnetworkdeterminantsandtheappropriateroleofthestabilityfactorKof theirreducedtwo-ports")。方法a)适用于NFC的零极点模型，方法a)和方法b)都适 用于晶体管实现的NFC。
[0080] 该得出了本发明的优选实施例的描述的结论。其他各种天线类型的结构在本发明 的范围内，包括但不限于：单极和偶极天线的线性结构；偶极、单极和螺旋天线的=角形、 方形和六边形结构。因此，上述本发明的一个或多个实施例的说明已经针对示出和说明的 目的呈现。其不意在是穷举或限制本发明为所公开的具体形式。根据上述启示可W有许多 其他修改和变型。本发明的范围意在由所附权利要求而不是该详细说明来限定。
[0081] 本文所述的所有元件、部件和步骤是优选地包括。应当理解的是，对于本领域普通 技术人员显然的是，任意该些元件、部件和步骤可W由其他元件、部件或步骤替换或者可W 一起删除。
[0082]本文公开了至少下列内容；包含两个或更多发射元件的天线，在发射元件的端处 最接近的相邻发射元件和非福斯特电路连接，使得在更宽的宽带上该元件的互电抗比起如 果非福斯特电路被省略掉所获取的减少更多。
[0083]构巧、
[0084] 本文还公开了下列构思：
[0085] 构思1.一种包含两个或更多发射元件的天线阵列，其中最接近的相邻发射元件 在所述发射元件的端部之间和非福斯特电路连接，使得在更宽的宽带上所述最接近的相邻 发射元件之间的互电抗相比非福斯特电路被省略的情况下所得的互电抗得到减小。
[0086] 构思2.根据构思1所述的天线，其中所述发射元件是单极型天线。
[0087] 构思3.根据构思1所述的天线，其中所述发射元件是偶极型天线。
[0088] 构思4.根据前述构思任一所述的天线，进一步包括与每个发射元件串联连接的 非福斯特电路，使得每个发射元件的自电抗在所述更宽的带宽上被抵消。
[0089] 构思5.根据前述构思任一所述的天线，进一步包括去禪网络。
[0090] 构思6.根据前述构思任一所述的天线，进一步包括波束赋形网络。
[0091] 构思7.根据前述构思任一所述的天线，其中所述非福斯特电路在所述发射元件 的端部处构成负电容器。
[0092] 构思8.根据构思1-6任一所述的天线，其中所述非福斯特电路在所述发射元件的 端部处构成负电容器和负电阻器的串联电路。
[0093] 构思9.一种用于将具有两个被驱动的天线元件的天线阵列与具有两个输出的和 差网络禪接的天线网络，所述和差网络包括=个负电容器，所述=个负电容器中的第一个 和第二个的每一个被串联禪接在所述和差网络的一个输出和所述两个被驱动的天线元件 的一个之间，所述=个负电容器中的第=个被禪接在所述两个被驱动的天线元件之间。
[0094] 构思10.根据构思9所述的天线网络，进一步包括与所述S个负电容器中的第S 个串联禪接在所述两个被驱动的天线元件之间的第一负电阻器。
[0095] 构思11.根据构思10所述的天线网络，进一步包括第二和第S负电阻器，其中第 二和第=负电阻器中的每一个与所述=个负电容器中的第一个和第二个中的一个串联禪 接，所述=个负电容器中的第一个和第二个的每一个被串联禪接在所述和差网络的一个输 出和和所述两个被驱动的天线元件的一个之间。
[0096] 构思12.-种改善天线系统的奇模的稳定性的方法，所述天线系统使用一个或多 个负电容器将相邻的被驱动的元件彼此禪接，所述方法包括插入与将相邻的被驱动的元件 彼此禪接的负电容器中的每一个串联的负电阻器。
[0097] 构思13.根据构思12所述的方法，其中所述负电阻器具有绝对值足够大的值W确 保在信号分析中所有零点在其S平面的左半部分中。
[009引附录A"非福斯特单极阵列"
[009引非福斯特单极阵列
[0100]CarsonR.White
[0101]HRLL油oratories,liX
[0102] Malibu,CA,USA
[0103]crwhite咖rl.com
[0104] 摘要-天线阵列使得波束赋形和多输入多输出（MIMO)方案成为可能，但是由于元 件尺寸和间隔的减小而影响性能。用于电小2元件单极阵列的非福斯特匹配网络被提出来 克服无源匹配的性能限制。全波仿真和稳定性分析显示所提议的网络是稳定的并且偶模和 奇模的电抗可W使用理想负电容器和负电阻器在宽的带宽上同时抵消。
[0105]I.简介
[0106] 天线阵列使得各种波束赋形和多输入多输出（MIM0)方案成为可能。但是，在紧凑 型移动平台上实施该些技术具有挑战性，该是因为通常所需的空间是A/4至A/2(A是波 长）元件尺寸且间隔通常不可得，特别是低于IGHz。当间隔少于A/4,波束赋形变得超方向 性[1]一一导致高品质因数Q及使用无源匹配技术时其相关的带宽和效率之间的权衡一一 MIM0由于互禪变得有问题巧]。去禪网络将具有互禪的阵列转换为具有独立波束的阵列 巧]，[4]，使得紧凑型MIM0和自适应波束赋形带有不是波束的函数的端口阻抗。但是，无源 去禪网络无法解决超方向性图的高Q问题。
[0107] 非福斯特电路（NFC)通过使用负电容抵消单极天线的电容来减少数量级的天线 的Q[5]，在接近10倍带宽上实现10地的增益改善[6]。但是，NFC是有条件地稳定，任意 采用它们的尝试必须考虑整个网络的稳定性。本论文将非福斯特匹配扩展到紧凑型2元件 单极阵列（图1)，首先描述拓扑结构，之后分析稳定性。
[010引 II.天线和匹配网络
[0109]在x-y平面中相同元件的2元件阵列由和差网络分解成两个独立的模态。在本研 究中，Ai和A2是15厘米长的相隔3cm布置的单极天线（图1)。在IGHzW下，在x-y平面 中偶模和奇模分别具有全方向性和图8的图形。只有禪接到两种模态时实现该阵列的全部 功能。该是一个挑战，因为奇模具有非常高的Q;Ai和A2不同相，所W福射在远场中破坏性 地干扰，导致低福射电阻，而电抗指示略微减少（图2