专利名称：多电平变换方法及其采用的多电平电路的制作方法
技术领域：
本发明属于电力半导体拓扑电路及PWM(脉冲宽度调制)控制领域，特别是大功率及超大功率应用中的多电平变换方法及其采用的多电平电路。
背景技术：
高电压和高开关频率电力电子应用系统所导致的电磁干扰、器件开关损耗等是当前大功率及超大功率应用的主要障碍(参见文献[1])，是当前必须解决的关键问题。为了降低相关的电磁干扰和开关损耗，可采用以改进电路拓扑结构方式为代表的软开关技术，但会导致电路结构复杂化。而采用现有的多电平变换(Multilevel Converter)方法也只能在一定程度上降低相关的电磁干扰问题。
多电平技术发展至今，出现了以下三种类型的拓扑结构级联型、二极管钳位型、飞跃电容型多电平逆变器。将这三类多电平拓扑结构与选择性谐波消除法(Selective HarmonicElimination，SHE)的思想相结合已成为优化PWM方法研究的热点。相关的研究也反映于文献[1]所提出的基于H-桥拓扑结构的不对称多电平输出，以及文献[2]提出的将不对称五电平逆变器与传统的两电平全桥逆变器级联而获得的不对称多电平拓扑结构。以上不对称多电平输出的特点是输出电压幅度的调节模块化。针对逆变器输出电压比调节模块化的不足，文献[3]提出理论上不对称电压比连续调节的通用拓扑结构，来实现电路输出电压波形的连续调幅。
然而目前尚未出现应用不对称多电平技术来降低开关损耗及其相关电磁干扰的优化分析研究，这是当前大功率及超大功率应用领域亟待解决的技术问题。
有关文献[1].Du Z.，Tolbert，L.M.；Chiasson，J.N.；Hui LiLow switching frequencyactive harmonic elimination in multilevel converters with unequal dc voltages.Industry Applications Conference，2005.Fourteenth IAS Annual Meeting.ConferenceRecord of the 200 Volume 1，2-6 Oct.2005 pp92-98[2].丁凯，邹云屏，吴智超，金红元，刘飞，王成智，张允新型三相混合不对称九电平逆变器研究，中国电机工程学报2005 Vol.25 No.1135-41[3].齐悦，杨耕，窦月轩，徐文立PWM控制下多电平混合逆变电路的脉宽调制及拓扑分析，电工技术学报，2003 Vol.18 No.213-26发明内容本发明目的是提出一种多电平变换方法，以降低高电压和高开关频率电力电子应用系统中的电磁干扰和开关损耗。
为实现上述目的，建立以选择性谐波控制为约束条件和剩余电压谐波含量为优化目标函数的优化PWM数学模型；对优化PWM数学模型进行优化求解，获得优化输出的电平幅度比k和PWM调制的开关角；根据电平幅度比k设置多电平电路，根据开关角控制多电平电路输出。
而且，建立优化PWM数学模型时，采用傅立叶分析方法建立PWM调制的独立开关角和电平幅度比k与选择性谐波控制的PWM关系。
而且，采用选择性谐波消除法的初始值作为迭代初值，用MATHCAD计算程序的优化函数Block-Minimize函数对优化PWM数学模型进行优化求解。
而且，当0＜k＜1时，多电平电路的拓扑结构为一种双极性四阶不对称电平拓扑结构，包括主直流电源组、辅助直流电源组及两个桥臂电路，每个桥臂电路包括第一开关器件、第二开关器件、第一续流二极管、第二续流二极管和二极管，第一开关器件和第二开关器件串联，第一开关器件、第二开关器件分别与第一续流二极管、第二续流二极管并联，二极管和辅助电源组串联构成支路，该支路的二极管端与第一开关器件和第二开关器件的中点连接，支路的辅助电源端与主直流电源组的电压中性点连接，主直流电源组与辅助直流电源的容量比值采用对优化PWM数学模型进行优化求解得到的电平幅度比k；当k＝0时，多电平电路的拓扑结构为双极性三阶电平拓扑结构；当k＝1时，多电平电路的拓扑结构为双极性二阶电平拓扑结构。
本发明还提供了多电平变换方法所采用的多电平电路，采用双极性四阶不对称电平拓扑结构，由主直流电源组、辅助直流电源组及两个桥臂电路构成，每个桥臂电路包括第一全控型器件、第二全控型器件、第一续流二极管、第二续流二极管和二极管，第一全控型器件和第二全控型器件串联，第一全控型器件、第二全控型器件分别与第一续流二极管、第二续流二极管并联，二极管和辅助电源组串联构成支路，该支路的二极管端与第一全控型器件和第二全控型器件的中点连接，支路的辅助电源端与主直流电源组的电压中性点连接，主直流电源组与辅助直流电源的容量比值采用对优化PWM数学模型进行优化求解得到的电平幅度比k。
而且，具有两相或三相支路，每个支路采用相同的双极性四阶不对称电平拓扑结构，并且共用主直流电源组和辅助直流电源组。
本发明提供的多电平变换方法改进了现有优化PWM方法的固有特性，从而大幅度地降低开关损耗及相关的电磁干扰，而且它涵盖了双极性二阶、双极性三阶和双极性四阶不对称电平拓扑结构，是一种具有通用性的PWM电力提供方案。本发明的电路拓扑结构开关频率只有传统二阶电平电路拓扑结构的一半，在具体电路应用中开关元件动作一次的电压变换率du/dt减小为二阶逆变器的一半，可大幅度降低与之相关电磁干扰问题，开关器件的效率高，因而更适合高压、大容量的应用场合。尤其是本发明提供的不对称四阶电平拓扑结构的多电平电路，与现有的基于H-桥结构的不对称多平逆变器电路相比，所需要的全控型器件减少50％；而且可产生7阶电平的逆变器负载线电压输出，与现有的双极性二阶、三阶逆变器能分别产生3阶和5阶逆变器线电压输出相比，本发明提供的不对称四阶电平拓扑结构的多电平电路能够产生更好的PWM调制效果。
图1是本发明的双极性四阶不对称电平拓扑结构示意图；图2是四阶不对称电平输出三相逆变电路电路图；图3a是改进型SHE方法的输出波形图；图3b是改进型OPUS方法的输出波形图；图3c是改进型SHE方法的逆变器负载线电压7阶电平输出波形图；图4是本发明的优化PWM数学模型示意图；图5是优化PWM数学模型中电平幅度比k与不同拓扑电路的关系示意图；图6a是四阶不对称电平拓扑结构输出电压积分的复平面示意图；图6b是三阶电平拓扑结构输出电压积分的复平面示意图；图6c是二阶电平拓扑结构输出电压积分的复平面示意图；图7是本发明应用实施例原理示意图。
具体实施例方式
为了便于理解本发明，首先提供本发明的解决思路(1)本发明首先构造一种不对称四阶电平输出的逆变器电路拓扑结构，本文称为四阶不对称电平拓扑，以该拓扑为基础建立一个三相桥式不对称四阶电平输出的逆变器电路，用作分析基础；(2)为了达到降低开关损耗和电磁干扰的目的，需要对多电平输出进行优化，本发明选用了基于选择性谐波控制的优化PWM方法，以便最终产生不对称优化PWM输出电压；(3)因为选用了基于选择性谐波控制的优化PWM方法，所以建立选择性谐波控制与变量自由度数的分配关系，即进一步明确优化方案；(4)根据三相桥式不对称四阶电平输出的逆变器电路输出进行分析，获得优化PWM方法的数学模型，本发明称为优化PWM数学模型。进行多电平变换时，根据数学模型来获得控制参数，然后进行优化控制，即可达到本发明的目的。
所谓电路拓扑结构，是对电路连接方式的更科学的表达，在一种电路拓扑结构的基础上可以变化出具体的不同电路。因为是一种抽象的联系，用来构造本发明的分析基础非常恰当。所谓数学模型，是针对于现实世界的某一特定对象，为了一个特定的目的，根据特有的内在规律，做出必要的简化和假设，运用适当的数学工具，概括或近似地表述出来的一种数学结构。数学模型方法是处理科学理论问题的一种经典方法，本发明正是采用了这种方法。
具体解决过程步骤如下(1)目标为建立三相桥式不对称四阶电平输出的逆变器电路本发明提出了一种不对称四阶电平输出的逆变器电路拓扑，参见附图1。在多电路变换技术中，开关器件有全控型器件、半控型器件、复合型器件，这些器件功能相同。目前全控型器件的控制最为简便，无需外围电路的辅助，因此本发明直接采用全控型器件作为开关器件，以便进行分析。与普通的三阶电平逆变器拓扑结构不同的是，采用双极性电压值为±Ud/2及电压值为±kUd/2(0＜k＜1)的两组直流电源供电，设定双极性电压值为±Ud/2的直流电源组为主直流电源组，双极性电压值为±kUd/2的直流电源组为辅直流电源组。k是两组电源输出电压的比值，即电平幅度比。辅电源分别串联在箝位二极管与主电源中性点O之间。电路拓扑主要由4只全控型器件S1、S2、S3和S4组成，上桥臂电路包括第一全控型器件S3、第二全控型器件S4，下桥臂电路包括第一全控型器件S1、第二全控型器件S2。设定全控型开关器件开关的开通状态用“1”描述，开关关断状态用“0”描述。其工作原理参考附图1和表1当逆变器的输出端分别分时通过上、下桥臂中串联的两个开关器件与主电源接通，则逆变器输出端的电压分别为Ud/2、-Ud/2。当逆变器的输出端分别分时通过上桥臂的第一全控型器件S3或下桥臂中的第二全控型器件S2与辅助电源(kUd/2)接通，同时关断某一条支路中剩余的开关型器件，为了避免S3、S2同时导通的危险，需基于对负载电流的方向进行判断来分别确定S3或S2开通，则逆变器输出端的电压分别为kUd/2、-kUd/2。四阶不对称输出电平逆变器输出电压状态见表1第二列。
表1双极性四阶不对称电平拓扑结构输出表
以上述电路拓扑建立一个三相桥式不对称四阶电平输出的逆变器电路。电路结构参见图2，电路有三个分支，输出端点分别用1、2、3标记，各分支的器件用a、b、c下标区分。分支中的每个桥臂由两个全控型器件串联构成，全控型器件标记为Syz(y＝a，b，c，z＝1，2，3，4)。全控型器件都分别并联了续流二极管，续流二极管标记为Dyz(y＝a，b，c，z＝1，2，3，4)。特别的是在两个串联的全控型器件的中点，通过二极管将辅助电源与主直流电源的中性点O相连接。例如，图2中最左边一条支路的上、下两桥臂分别通过箝位二极管Daa4或Daa1经过辅助电源再与主电源中性点O相连接。其他两条支路的构成与此相似，采用箝位二极管Dbb4、Dbb1、Dcc4和Dcc1。
以上述逆变器电路的最左边一条支路为例简要说明其工作原理如下当Sa4和Sa3(或Da4和Da3)导通，Sa2和Sa1关断，逆变器输出端点1和主电源中性点O间的电位差是Ud/2；当Sa2和Sa1(或Da2和Da1)导通，Sa4和Sa3关断，逆变器输出端点1(其他两条支路输出端点标为2、3)和中性点O间的电位差是-Ud/2；当Sa3(Da3)导通，开关器件Sa4、Sa2和Sa1关断，逆变器输出端点1和主电源中性点O间的电位差是kUd/2；当Sa1(Daa1)导通，Sa4、Sa3和Sa2关断，逆变器输出端点1和主电源中性点O间的电位差是-kUd/2。实际上为了避免Sa3和Sa2同时导通的危险，需对负载电流的方向进行判断，即当负载电流流向负载方向时，Sa3(Daa4)导通；而当负载电流流出负载方向时，Sa1(Daa1)导通。即通过箝位二极管Daa4或Daa1的导通，把负载端1与辅助电源接通。从而负载端分时分别获得kUd/2和-kUd/2的电压输出。
(2)目标为不对称优化PWM输出电压的产生目前关于优化脉冲波形产生的典型应用是选择性谐波消除法(SHE方法)，本发明主要借鉴现有的这种SHE方法进行分析。最近文献[4]提出了一种基于不对称开关角的优化OPUS-PWM方法(Optimal Pulse pattern with Unsymmetrical Switching angles，OPUS)，其特点是针对二阶电压输出波形，保留现有优化脉冲波形半波周期镜面对称的特点，放弃四分之一周期偶对称的特点，从而获得双倍于现有优化波形可控自由度数目的独立开关角，实现对特定谐波的幅度和相位的直接控制。为说明问题方便起见，定义现有SHE方法的优化脉冲波形在半波周期内独立的开关角数为自由度数q＝3，将上述现有SHE方法的优化波形产生思想应用于本文提出的逆变器拓扑结构电路，可得到图3a中归一化的改进型SHE方法的优化脉冲电压波形2u10/Ud及其相应的开关函数f1(ωt)，u10表示某一相(比如图2中最左边的一条支路输出电压)电路的中性点相电压输出。参见图3b，改进型OPUS方法的优化波形产生与此类似。根据以上四阶不对称电平逆变器电路的工作原理说明，其单相中性点电压脉冲波形的输出详见图3a、3b。
(3)目标为选择性谐波控制与变量自由度数的分配关系采用基于改进型SHE方法时，在基于四阶不对称电平输出的优化电压脉冲波形的半波周期内(图3a)，其开关角的自由度数q是3，对开关角自由度的分配原则是一个自由度控制一次谐波电压的幅度。与现有SHE方法的优化波形相比，图3a中的电压波形还增加了一个可控的输出电平不对称的可控自由度k(k是低、高两种输出电平的比值，即电平幅度比，因此事先设定k不大于1)，以建立关于剩余谐波含量的最小化目标函数，即优化目标函数g(α，β，k)(为了表达统一，用α和β标记开关角，事实上因为只需控制电压幅度的开关角，此处α开关角与β开关角意义等同)。同理对图3b中相电压波形内变量自由度的分配与此相类似，不同的是改进型OPUS方法中需要两个自由度来分别控制一次谐波的幅度和相位，优化目标函数g(α，β，k)中的α开关角与β开关角分别表示控制电压的幅度和相位的开关角。具体的谐波控制与变量自由度分配关系见表2，表2中分别列出了两种方法的基波、5次谐波、7次谐波控制及优化目标函数g(α，β，k)控制的开关角数目。比较图3a和图3b的波形可知，图3a是图3b的特殊情形。因此为了建立通用的优化PWM数学模型，需要针对图3b的脉冲电波形进行分析研究。
表2选择性谐波控制与自由度的分配关系表
(4)目标是通用谐波控制数学模型的建立数学模型可以表现为一种变量相依关系，即函数关系。在本发明所要建立的数学模型中，关于PWM方法的变量主要是控制开关器件通断的开关角和电平幅度比k。
在图3b所示半波周期内的四阶不对称电平输出电压波形，器件通、断各6次，由共计6个独立的开关角所控制，即定义独立开关角的自由度数为6。其中2个自由度分别控制某一次谐波的幅度、相位。具体实施时根据开关器件的工作频率和控制效果的不同，可以定义设置更多的开关角。本发明定义了6个控制波形的开关角，具体分析说明如下首先由于输出电压波形具有半波周期镜面对称，则偶次谐波的含量为零。由于考虑三相逆变电路的线电压输出，则可只考虑6N±1(N∈Z)次谐波，例如1、5、7、11、13……次谐波。所以本发明定义的其余4个自由度数分别控制低阶的5次和7次谐波的幅度和相位。应用傅立叶分析方法，建立三相脉冲电压周期波形中PWM调制的独立开关角和电平幅度比k与选择性谐波控制的PWM关系如下对图3b中的电压波形采用Fourier级数表示如下u(ωt)=Σn=1,5,7∞(ansin(nωt)+bncos(nωt))---(a)]]>an，bn分别是n次谐波电压的正弦、余弦分量，如附图3a、3b中的a1，b1，a2，b2，a3，b3。
n次谐波电压的相位θn现定义为θn＝tan-1(an/bn)(b)n次谐波的电压调制度Mn定义为式(c)，其中 为n次谐波的电压幅值，2Ud/π是方波脉宽调制方法的最大基波含量作为参考电压量。
Mn=U^n/(2Ud/π)---(c)]]>对图3(b)所示的逆变器输出电压波形采用Fourier分析后，得到下面关于PWM调制中的变量自由度与选择性谐波幅度及其相位的约束关系式(d)。其中(d)式右边中的Mn为n次谐波的电压调制度，θn为n次谐波的相位。
cos(α1)-cos(α2)+cos(α3)+cos(β1)-cos(β2)+cos(β3)-2k/(1+k)＝2M1cos(θ1)/(1+k)-sin(α1)+sin(α2)-sin(α3)+sin(β1)-sin(β2)+sin((β3)＝2M1sin(θ1)/(1+k)cos(5α1)-cos(5α2)+cos(5α3)+cos(5β1)-cos(5β2)+cos(5β3)-2k/(1+k)＝2·5M5cos(θ5)/(1+k)-sin(5α1)+sin(5α2)-sin(5α3)+sin(5β1)-sin(5β2)+sin((5β3)＝2·5M5sin(θ5)/(1+k)cos(7α1)-cos(7α2)+cos(7α3)+cos(7β1)-cos(7β2)+cos(7β3)-2k/(1+k)＝2·7M7cos(θ7)/(1+k)-sin(7α1)+sin(7α2)-sin(7α3)+sin(7β1)-sin(7β2)+sin((7β3)＝2·7M7sin(θ7)/(1+k)(d)约束关系式(d)在图6中简化表达为F(α1，α2，α3，β1，β2，β3，k)＝f(Mn，θn)n∈[1，5，7]另外与现有的优化波形相比，图3a中的电压波形还增加了一个令输出电平不对称的可控自由度——电平幅度比k，因而可建立如下的关于开关角α，β及自由度k的优化目标函数g(α，β，k)(e)，从而完成本发明PWM调制方法的数学模型建立。即该PWM调制方法通过对所建立的基于选择性谐波控制作为约束条件(d)以及剩余谐波含量作为优化目标函数(e)的数学求解来实现。其中优化目标函数中的α开关角与β开关角标记为αi，βi(i＝1，2，3)，以i下标便于标记区分对基波、5次谐波、7次谐波进行控制的独立开关角。优化PWM数学模型的原理示意图参见附图4。
g(α,β,k)=Σn=2∞(u^26n-1+u^26n+1)---(e)]]>对于多于6个自由度开关角情形的优化分析，其优化PWM数学模型的建立依次相类推。
若给定拟控制的基波、5次、7次谐波的幅度和相角这6个自变量，确立关于变量自由度与因变量开关角αi，βi(i＝1，2，3)和k的6个约束关系式(d)以及关于主要剩余谐波含量的优化目标函数(e)的数学模型，采用现有SHE方法的初始值作为迭代初值(初始值的选取见文献[5]、[6])，应用MATHCAD计算程序的优化函数Block-Minimize函数，对本文所建立的优化PWM数学模型进行优化求解，可以获得经过优化的输出电平幅度比k和优化PWM调制的开关角αi，βi(i＝1，2，3)。
通过分析可知，现有的二阶、三阶电平输出的优化脉冲波形分别对应k＝1、k＝0的两种特殊波形。由于SHE方法对谐波的输出相位没有具体要求，因而可看成是OPUS方法的特例。优化PWM数学模型中相应的电平幅度比k与不同拓扑电路的关系见表3和附图5。
表3电路拓扑分析表
基于上述分析，本发明提供了最终的解决方案一种多电平变换方法，建立以选择性谐波控制为约束条件和剩余电压谐波含量为优化目标函数的优化PWM数学模型；对优化PWM数学模型进行优化求解，获得优化输出的电平幅度比k和PWM调制的开关角；根据电平幅度比k设置多电平电路，根据开关角控制多电平电路输出。本发明采用基于选择性谐波控制的优化PWM(Pulse Width-Modulation，脉冲宽度调制)方法进行多电平变化，该方法能大幅度降低开关频率及与之相关的电磁干扰。
具体实施时，根据选择性谐波控制要求和剩余电压谐波含量建立优化PWM数学模型的过程可以参见上文的解决思路，本发明简略总结如下根据具体实施时的工作频率和需要达到的优化效果选定开关角；采用傅立叶分析方法建立PWM调制的独立开关角和电平幅度比k(此时包含了电路拓扑为双极性二阶、三阶可能性，因此事先限制0≤k≤1)与选择性谐波控制的PWM关系，即列出关于PWM调制中的变量自由度与选择性谐波幅度及其相位的约束关系式；建立关于剩余谐波含量的最小化目标函数，即列出关于开关角及电平幅度比k的优化目标函数；结合上述约束关系式和优化目标函数完成优化PWM数学模型。
对优化PWM数学模型进行优化求解则可以借助运算平台，例如由MathSoft公司推出的一种交互式数值系统MATHCAD，在输入一个数学公式、方程组、矩阵之后，计算机能直接给出结果，而无须去考虑中间计算过程。本发明直接应用了MATHCAD计算程序的优化函数Block-Minimize函数，具体实施可参考MATHCAD软件使用说明。本发明选用了现有选择性谐波消除法(即现有SHE方法)的初始值作为迭代初值，主要是考虑到求解数据的收敛性效果，具体实施时也采用其他数据作为迭代初值。
通过对具体的优化PWM数学模型进行优化求解，从而得到优化后的电平幅度比k，进而可以获得优化的多电平电路结构。电平幅度比k的意义是主直流电源组与辅助直流电源的容量比值，根据电平幅度比k设置多电平电路，则掘k值不同有三种电路拓扑，当0＜k＜1时，多电平电路的拓扑结构为一种双极性四阶不对称电平拓扑结构，包括主直流电源组、辅助直流电源组及两个桥臂电路构成，它包括两个桥臂电路，每个桥臂电路包括第一开关器件、第二开关器件、第一续流二极管、第二续流二极管和二极管，第一开关器件和第二开关器件串联，第一开关器件、第二开关器件分别与第一续流二极管、第二续流二极管并联，二极管和辅助电源组串联构成支路，该支路的二极管端与第一开关器件和第二开关器件的中点连接，支路的辅助电源端与主直流电源组的电压中性点连接，主直流电源组与辅助直流电源的容量比值采用对优化PWM数学模型进行优化求解得到的电平幅度比k；当k＝0时，多电平电路的拓扑结构为双极性三阶电平拓扑结构；当k＝1时，多电平电路的拓扑结构为双极性二阶电平拓扑结构。
本发明采用全控型器件作为开关器件，结合附图5具体描述如下(1)当0＜k＜1时，多电平电路的拓扑结构为一种双极性四阶不对称电平拓扑结构，包括主直流电源组、辅助直流电源组、两个桥臂电路，每个桥臂电路包括第一全控型器件S1/S3、第二全控型器件S2/S4、第一续流二极管、第二续流二极管和二极管，第一全控型器件S1/S3和第二全控型器件S2/S4串联，第一全控型器件S1/S3、第二全控型器件S2/S4分别与第一续流二极管、第二续流二极管并联，二极管和辅助电源组串联构成支路，该支路的二极管端与第一全控型器件S1/S3和第二全控型器件S2/S4的中点连接，支路的辅助电源端与主直流电源组的电压中性点连接，主直流电源组与辅助直流电源的容量比值采用对优化PWM数学模型进行优化求解得到的电平幅度比。
(2)当k＝0时，多电平电路的拓扑结构为一种双极性三阶电平拓扑结构，包括直流电源组、两个桥臂电路，每个桥臂电路包括第一全控型器件S1/S3、第二全控型器件S2/S4、第一续流二极管、第二续流二极管和二极管，第一全控型器件S1/S3和第二全控型器件S2/S4串联，第一全控型器件S1/S3、第二全控型器件S2/S4分别与第一续流二极管、第二续流二极管并联，二极管一端与第一全控型器件S1/S3和第二全控型器件S2/S4的中点连接，另一端与直流电源组的电压中性点连接。这种电路拓扑结构与现有的三阶电平电路拓扑相同。
(3)当k＝1时，多电平电路的拓扑结构为一种双极性二阶电平拓扑结构，包括直流电源组、第一全控型器件S1、第二全控型器件S2、第一续流二极管和第二续流二极管，第一全控型器件S1和第二全控型器件S2串联，第一全控型器件S1、第二全控型器件S2分别与第一续流二极管、第二续流二极管并联，第一全控型器件S1和第二全控型器件S2的中点与直流电源组的电压中性点连接。这种电路拓扑结构与现有的二阶电平电路拓扑相同。
以上电路拓扑的结构特性中各全控型器件作用等同，因此简单地在附图中将各电路拓扑的全控型器件都标记为Si(i＝1，2，3，4)。P表示高电位，L表示低电位，O为主直流电源组/直流电源组的电位中点。具体实施时，通过计算出的k来确定与优化目标函数对应的最优电路拓扑结构，从而获得最优的PWM调制效果。
虽然本发明的技术方案包括了双极性二阶、三阶、四阶电路拓扑，是一种具有通用性的多电平变换方法。但双极性四阶不对称电平拓扑结构是对现有二阶、三阶电平电路的改进，是最具有优化效果和实用意义的电路拓扑。该拓扑结构通过增加一组容量较小的优化辅助双极性直流电源(±kUd/2)供电，可产生7阶电平的逆变器负载线电压输出，参见图3c展示的具体7阶电平的电压输出形式。而为了消除相同的谐波次数，比如5次，7次等谐波，采用现有的双极性二阶、三阶逆变器为例，分别只能产生3阶和5阶逆变器线电压输出。不同的拓扑结构其可能的空间电压状态矢量也不同，具体见图6a(k＝0.5时)、6b、6c，表3第5列中标注了空间电压矢量长度的数目，括号内的数字表示可能的有效空间电压矢量长度的数目。比如四阶不对称电平拓扑结构，分析可知逆变器负载中性点相电压输出是四阶电平，该拓扑结构具有64种可能的空间电压状态矢量，其中具有24种有效的空间电压矢量长度。由于四阶不对称电平拓扑结构具有比现有的双极性二阶和双极性三阶电平拓扑更多的空间电压状态矢量和有效的空间电压矢量长度，因而本发明的优化PWM方法能够改进现有优化PWM方法的固有特性。
为了提供最简便最优化的多电平电路，本发明采用双极性四阶不对称电平拓扑结构，包括主直流电源组、辅助直流电源组、两个桥臂电路，每个桥臂电路包括第一全控型器件、第二全控型器件、第一续流二极管、第二续流二极管，第一全控型器件和第二全控型器件串联，第一全控型器件、第二全控型器件分别与第一续流二极管、第二续流二极管并联，二极管和辅助电源组串联构成支路，该支路的二极管端与第一全控型器件和第二全控型器件的中点连接，支路的辅助电源端与主直流电源组的电压中性点连接，主直流电源组与辅助直流电源的容量比值采用对优化PWM数学模型进行优化求解得到的电平幅度比k。在此基础上改进的多电平电路，具有三相支路，每个支路采用相同的双极性四阶不对称电平拓扑结构，三相支路共用主直流电源组和辅助直流电源组。(具体实施时也可以采用两相支路，与三相支路的电路构成原理相同，控制方法相类似。)上述电路与本发明最初建立以用作分析基础的电路拓扑和三相逆变器电路相对应，结构完全相同，可参见附图1和附图2，不再赘述。区别仅在于分析时的k值为假设，而具体实施时的多电平电路k值已通过对本发明提出的数学模型进行优化求解所确定，显然此时0＜k＜1。根据本发明的多电平变化方法，k值可具体对应二阶、三阶、四阶的多电平电路，由于二阶、三阶电平电路是现有技术，本发明仅提出保护以双极性四阶不对称电平拓扑结构为基础的多电平电路。将求解得到的优化开关角应用于相应的逆变器电路，实现了一个周期内每个特定开关转换时刻和不对称电压输出波形幅度的控制。仿真试验证实本发明提供的多电平电路可用以解决大功率电力电子器件的开关损耗以及相关的电磁干扰问题。
值得注意的是，由于本发明的多电平电路只对主直流电源组与辅助直流电源的容量比值有要求，电源组的具体构成不限。而现有多电平变化技术所采用的电源为级联式结构，需要由2的数次方个电源单元构成。可见本发明的多电平电路具有实现简便的优点。而且作为最简便的技术方案，本发明采用了全控型器件，其他种类的开关器件是等同替换手段。
本发明的潜在应用前景是灵活交流输电系统、大功率机车牵引以及超大型轮船动力推动系统。具体实施时在上述不对称四阶电平电路基础上加以改进即可，例如静止同步串联补偿器(Static Synchronous Series Compensator，SSSC)。静止同步串联补偿器的工作原理是电压逆变器通过电力变压器串联于电力系统中，并且电压逆变器采用不对称四阶电平电路，通过改进型OPUS方法只向电网注入特定的同幅度和相反相位的谐波电压，从而实现对谐波电压的补偿，而对电压基波含量以及其它特定的谐波则按照谐波抑制原理进行零含量注入。其中对基波电压零含量注入对提高系统的直流电压利用率、降低逆变器系统容量、提高系统性能价格比具有重要的意义。串联补偿器应用实施例参见附图7理想电力系统电源(idealpower grid)向常规负载(non-idealload)、敏感性用户(sensitive customer)提供电力，ΔUN表示由于电力系统的源阻抗引起的谐波电压降，而ΔUC表示由串联补偿器(SeriesCompensator)所注入的补偿电压。
有关文献 Zhang Hui.，Braun Michael“A new partly unsymmetrical PWM technique forharmonic compensation”10th European Conference on Power Electronics andApplications(EPE)Toulouse.2003[5]Patel H.S.，Hoft R.G.“Generalized techniques of harmonic eliminationand voltage control in thyristor inverterpart I-Harmonic elimination”IEEETrans.Ind.Appl.Vol.IA-9，No.3，May/June 1973310~317[6]Patel H.S.，Hoft R.G.“Generalized techniques of harmonic eliminationand voltage control in thyristor inverterpart II-Voltage control techniques，”IEEE Trans.Ind.Appl.Vol.IA-10，No.3，Sep./Oct.1974666~67权利要求
1.一种多电平变换方法，其特征是建立以选择性谐波控制为约束条件和剩余电压谐波含量为优化目标函数的优化PWM数学模型；对优化PWM数学模型进行优化求解，获得优化输出的电平幅度比k和PWM调制的开关角；根据电平幅度比k设置多电平电路，根据开关角控制多电平电路输出。
2.如权利要求1所述的多电平变换方法，其特征是建立优化PWM数学模型时，采用傅立叶分析方法建立PWM调制的开关角和电平幅度比k与选择性谐波控制的PWM关系。
3.如权利要求1所述的多电平变换方法，其特征是采用选择性谐波消除法的初始值作为迭代初值，用MATHCAD计算程序的优化函数Block-Minimize函数对优化PWM数学模型进行优化求解。
4.如权利要求1或2或3所述的多电平变换方法，其特征是当0＜k＜1时，多电平电路的拓扑结构为一种双极性四阶不对称电平拓扑结构，包括主直流电源组、辅助直流电源组及两个桥臂电路构成，每个桥臂电路包括第一开关器件、第二开关器件、第一续流二极管、第二续流二极管和二极管，第一开关器件和第二开关器件串联，第一开关器件、第二开关器件分别与第一续流二极管、第二续流二极管并联，二极管和辅助电源组串联构成支路，该支路的二极管端与第一开关器件和第二开关器件的中点连接，支路的辅助电源端与主直流电源组的电压中性点连接，主直流电源组与辅助直流电源的容量比值采用对优化PWM数学模型进行优化求解得到的电平幅度比k；当k＝0时，多电平电路的拓扑结构为双极性三阶电平拓扑结构；当k＝1时，多电平电路的拓扑结构为双极性二阶电平拓扑结构。
5.如权利要求1所述的多电平变换方法所采用的多电平电路，其特征是采用双极性四阶不对称电平拓扑结构，由主直流电源组、辅助直流电源组及两个桥臂电路构成，每个桥臂电路包括第一全控型器件、第二全控型器件、第一续流二极管、第二续流二极管和二极管，第一全控型器件和第二全控型器件串联，第一全控型器件、第二全控型器件分别与第一续流二极管、第二续流二极管并联，二极管和辅助电源组串联构成支路，该支路的二极管端与第一全控型器件和第二全控型器件的中点连接，支路的辅助电源端与主直流电源组的电压中性点连接，主直流电源组与辅助直流电源的容量比值采用对优化PWM数学模型进行优化求解得到的电平幅度比。
6.如权利要求5所述的多电平电路，其特征是具有两相或三相支路，每个支路采用相同的双极性四阶不对称电平拓扑结构，并且共用主直流电源组和辅助直流电源组。
全文摘要
本发明提供一种多电平变换方法，建立以选择性谐波控制为约束条件和剩余电压谐波含量为优化目标函数的优化PWM数学模型；对优化PWM数学模型进行优化求解，获得优化输出的电平幅度比k和PWM调制的开关角；根据电平幅度比k设置多电平电路，根据开关角控制多电平电路输出。这种方法能大幅降低开关频率及与之相关的电磁干扰，而且涵盖多种电平拓扑结构，是一种具有通用性的PWM电力提供方案。本发明还提供了一种采用双极性四阶不对称电平拓扑结构的多电平电路，可产生7阶电平的逆变器负载线电压输出，PWM调制性能好，降低开关频率及与之相关的电磁干扰的效果更佳。
文档编号H02M7/48GK1901348SQ20061001972
公开日2007年1月24日 申请日期2006年7月27日 优先权日2006年7月27日
发明者张慧, 程永光, 张平 申请人:武汉大学