专利名称：电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种把直流电源功率提供给负载电路的电源装置，将电源电压转换成所要求的直流或交流电压。
本发明中，负载电路包括一个高强度放电灯、一个白炽灯、一个卤素灯或类似的灯，其阻抗在电源起动瞬间(也即在紧接启动负载以后)较小，然后即进入稳定照明或负载运行。
把直流电源转换而得到的所要求的直流电压或交流电压提供给负载电路的电源装置中，我们可以容易地认识到，当有效地对上述转换起作用的开关元件的开关运行中出现的损耗被尽可能减小时，电路运行可得到改善，电源装置的尺度可被减至最小。
美国专利号为5，068，578的专利中公开了一种结构，这种结构在升高直流电压后，一方波电压通过一低频逆交器被提供给负载。在欧洲专利号为059，053的专利文献中描述了一种控制结构，这种控制结构作为升压装置的控制结构，用来使输出电压保持恒定，从而减小电源波动。另外，美国专利号为5，151，631的美国专利中，公开了一种在提高直流电压后，用高频逆变器把高频电压施加到负载上去的方法。
本案的情况，以高亮度放电灯或白炽灯为负载的负载阻抗，在起动和稳定运行或照明期间的关系表明，该阻抗值在稳定照明期间要比起动期间高;而在起动和稳定照明期间供给升压装置的电源功率的关系表明，在起动阶段需要比稳定照明时期提供更大的电源功率。因而所产生的流到升压装置开关元件的电流，在启动时必须比在稳定点火期间大。为了用同样的控制运行方法，使电路的输出电压即使在启动时也像稳态照明期间那样具有较低波动，必须用一个具有大电容值的电容作为一输出装置，并在启动和稳态照明之间，变换控制切换频率以及占空比，或诸如此类办法，从而产生整个电源装置的尺寸增大、所需控制电路变复杂、尤其是切换损耗也增大的问题。
然而，任一前述结构(特别是美国专利号为5，151，631所述的结构)都未能解决上述问题。
本发明的目的在于克服上述问题，从而提供一种能够或者显著提高电路运行效率的电源装置，这种电源装置能够在电压变换装置(特别在升压装置中的开关装置处)减小开关损耗，从而最大限定地减小电源装置的尺寸。
按照本发明，上述目标是用一种电源装置来实现的，其中，带有电源控制高频开关装置的电压转换装置用来使供电至少在启动负载时高于负载的稳态运行期间的供电，连接至直流压源，电容元件与电压转换装置的输出端相连，含有负载的负载电路与电容元件并联连结，并具有启动时的负载阻抗低于稳态运行期间的负载阻抗，其特征是，高频开关装置由具有一控制常数的控制装置控制，此控制常数至少在负载启动以后以及负载的稳态运行期间保持恒定，当电容元件处于低于预定值的电压下时，关断高频开关装置。
本发明的其他目的及优点在阅读了本发明下述说明并结合附图对本发明的较佳实施例的详细描述后，将会变得清楚起来。
图1A是本发明所述电源装置的一个实施例电路方框图;
图1B和1C是图1A所示装置的器件处的电压波形图;
图2是图1A所示装置的更具体电路图;
图3的(a)至(e)是图2所示电路相应器件处的波形图;
图4和图5是本发明所述器件的进一步实施例电路示意图;
图6的(a)至(e)是图5所示电路器件的波形;
图7至图10是本发明更进一步实施例的电路图;
图11是图10所示电路相应部件处的波形(a)至(e);
图12是本发明另一实施例的电路图;
图13是图12所示电路中相应部件处的波形(a)至(e);
图14是用于图12所示实施例中采用的启动装置工作状态的电路图;
图15是图12所示实施例中电压转换装置工作状态的电路图;
图16是图12所示实施例的一种最佳工作状态的详细电路图;
图17是本发明又一种实施例的电路图;
图18是图17所示电路相应部件处的波形(a)至(g);
图19A是本发明另一种实施例的电路图;
图19B是用于图19A所示电路的启动装置工作状态电路图;
图20至图24是本发明所述电源器件另一种实施例的电路图;
图25是图24所示电路相应部件处的波形(a)至(g);以及图26是用于图24所示电路中开关装置的控制装置工作原理电路图。
本发明将结合附图所示各种实施例进行描述，应该理解的是这些所示实施例不应被视为是对本发明的限制，本发明应在权利要求的范围内包括各种变更、改进以及可能的等同结构。
参见图1A，本发明所述电源装置的一种实施例包括用作直流/直流转换器的电压转换装置11，DC/DC转换器与一直流电压源VS相连，电压转换装置11包含一由源控制高频开关装置Q，其作用是在向后文中将要描述的负载提供电源时，在起动负载时比在负载稳态运行时可获得更大的电源功率。电压转换装置11的输出端与电容C相连，一包含上述负载的负载电路12并联与电容器相连，从而使负载阻抗在启动时低于负载稳态运行期间的负载阻抗。在这种情况下，这种结构使控制常数，即在负载的启动时以及稳态运行期间，开关元件初线线圈一侧的振荡频率和占空比，由电压转换装置11大体上保持为常数。另外，控制电路13与电压转换装置11和负载电路12相连，此控制电路13包括检测装置，当电容器C上的电压在启动时呈现出图1C所示的脉动电压，与图1B所示直流电压源VS上的电源电压VS相反，检测到的脉动电压低于某一预定值时，此检测装置提供一输出，用来关断开关装置Q。本例中，应该理解，在需要的情况下，控制电路13的一部分或全部可以包括在电压转换装置11或负载电路12内。
图1A所示的电源装置，可以显著地减小开关装置开关运行时出现的任何损耗，开关装置是处于高频运行的，因此负载电路的运行效率得到改善，而电源装置的结构得以简单化，从而这种结构可以有效地使整个电源装置小型化。这里，最好将由检测装置检测到的脉动电压预定值设置到接近零值。
图2是图1A所示实施例的一个更具体的电路结构，其中，与直流电压源VS相连的电压转换装置11包括一变压器T，变压器T的初级线圈n1与开关装置Q0(最好采用MOSFET)相连，而变压器T的次级线圈n2通过用作整流装置的二极管D1与电容C相连，开关装置Q0关断时，二极管D1按电容C充电的方向进行整流。另外，包括有负载LD的、跨接在电容C上的负载电路12与由电阻R1和R2组成的串联电路相连，R1与R2的插入用作检测装置，电容C处脉动电压的分压输出由电阻R1和R2提供给控制电路13。通常电容器C使用相当大电容值，用来获取恒定电压输出，但在本发明中，使用一个并不与恒定电压输出相适配的电容器，其电容值低于几个微法，脉动电压被故意保留，因为它将被予以利用。
控制电路13中，从用作检测装置的电阻R1和R2得到的分压脉动电压被提供到一平均电路3a，作为电容器C的电压Vc的平均分压电压值被提供到一误差放大器3b，这里，平均电路3a的输出电压VO的差值电压以及参考电压Vref1起作用，此差值电压在比较器3d处与从电压/频率转换器3c处得到的三角波输出电压相比较，开关装置Q0通过驱动电路14由比较器3d的比较输出驱动，这种控制能够把电容电压Vc的平均电压VO保持在一预定电压值上。
现在再专门地来看看上面的情况，由电阻R1和R2得到的分压通过由冲息多谐振荡器3e的输出接通开关元件SW1，被提供到另一比较器3f，与另一参考电压Vref2进行比较，冲息多谐振荡器3e受比较器3d的输出上升沿激励并产生一预定周期的输出。比较器3f的输出由积分器3g积分，随后，从另一参考电压Vref3得到的差值被送到另一误差放大器3h，此差值被提供给电压/频率转换器3c。这里，参考电压Vref2被用来对电压Vc是否大体为零进行判断，并且当电压Vc大体为零时，比较器3f提供一“H”输出，而参考电压Vref3用来在启动电压/频率转换器3c时，确定输出到电压/频率转换器3c的电压，即，开关元件Q0的初始开关频率将由参考电压Verf3确定。
这种情况下，控制系统用来在大体为零的脉动状态中得到平衡那样，使电压Vc平衡下来，并且可以执行所要求的运行。此时，本发明所要进行的运行采用变更开关元件Q0的开关频率来实现。这里已对电容电压处于预定电压的情况进行了描述，也可以应用控制的其他原理，获得输出功率的平均值和检测的输出电流，从而把此平均值用作预定功率。另外，这种结构无需检测就可以得到本发明所希望的运行。
现在，当图3(a)中的开关元件Q0处于接通状态时，图3(b)中，电流i1流过电压转换装置11中的变压器T的初级线圈n1，所伴生的磁能聚积在变压器T中，在图3所示的周期t1-t2内，没有电流i2流过变压器T的次级线圈n2，从而只有电容器C的能量向负载电路12放电，并且输出电压Vc被降低，如图3(d)所示。本实施例中示出的一种情况是电压被降低到零电位，当然也可以是电压不被降低为零的情况。
当开关元件Q0在时刻t2被关断时，接着，变压器T内聚集的能量被释放，如图3(d)的电流i2所示的那样，根据此电源，电容器C处的电压Vc开始上升，如图3(d)所示。然后在时刻t3，开关元件Q0再次处于接通状态，随后，这种运行一直重复进行下去。这样，施加到开关元件Q0上的电压VQ0的波形如图3(e)所示，图中，在时刻t3，VQ0处于低电平，但当电容C被充电时，又逐渐上升，并且电压Vc上升，当开关元件Q0在时刻t3处于接通状态时，再次大体为零。
更具体地来看上面的情况，当开关元件Q0处于断开状态时，电压VQ0大体为Vs+(N1/N2)·Vc，其中，变压器T的初级线圈的圈数为N1，次级线圈的圈数为N2。即，如果时刻t2时，电容C上的电压Vc为零或低于零值，那么开关元件Q0上的电压VQ0也将是处于直流电压源Vs的电压值Vs附近的一个低电压值，从而在时刻t2，也即开关元件Q0的关断状态时所发生的开关损耗可被有效地降低。相应地，可以显著改善电路的运行效率，电源装置的整体尺寸可以充分减小。
上述运行情况适合于电流连续流过变压器T的情况，即，以上已经描述了电流i1或i2始终流过变压器T的情况，当采用一种流过变压器T的电流为不连续的电路结构时，也能获得同样的效果。另外，上文的描述中，将MOSFET用作开关元件Q0，实际上也可以用三极管、IGBI等作为开关元件。另外，也可以用一种结构，这种结构中，包括脉动电压的电容C上的电压Vc被提供到检测装置，从而当电压Vc低于某一预定值时，开关元件将按照检测装置提供的检测信息被关断。此外，也可以采用另一种结构，这种结构中，直流/直流转换器中开关元件Q0启动时关断的定时，用恰当设置直流/直流转换器的开关频率f以及接通时间Ton、变压器T的匝比或电容C的电容值，使之在电压值Vc的零点附近实现。
图4中，给出了本发明所述电源装置的另一种实施例，其中，电压转换装置11A采用一种直流/直流转换器构造，直流/直流转换器包含一个升降压斩波器。另外，电感器LO作为一种电感元件通过开关装置Q0与直流电压源VS相连，电容C通过二极管D1与电感L0相连，二极管D1相对于从直流电压源VS流出的电流来说呈反向连接。这样，开关元件Q0的关断时流过电感LO的电流i2不为零的情况下，开关元件Q0的电压VQ0大体上可以用Vs+Vc来表示，本实施例中电路相应部件处的波形与图3所示的波形相同。
图5中，给出了本发明的又一种实施例，其中，电压转换装置11B由包含有升压斩波器的直流/直流转换器构成。并且开关元件Q0通过用作阻抗元件的电感器LO与直流电压源VS相连，并通过电感LO、相对于从直流电压源VS的电流呈正向设置的二极管D1与电容C相连。现在，一个同期内，在t1-t2(或t3-t4)时间内，通过电感LO与直流电压源VS相连的开关元件Q0处于接通状态，如图6(a)所示，产生图6(b)所示的电流i1流过电感LO，从而使磁能聚积在电感内，这样，在关断开关元件Q0的情况下，聚积在电感L0内的能量通过二极管D1放电，图6(C)中所示的电流i2通过电容C进行充电。
这里，上述电容C在开关元件Q0处于接通状态时，使电压Vc降低，如图6(d)所示，而电容C在开关元件Q0处于关断状态下被充电，使电压Vc升高，从而电容C上的电压Vc呈正向波动。另外，开关元件Q0的电压VQ0被降低，大体与电容C上的电压Vc相等。
图7为本发明的又一种实施例，其中，图1和图2所示实施例中的变压器T为一种自耦变压器，从而在本例中，电压转换装置11C中的开关元件Q0处于关断状态时，电压VQ0将大体等于Vs+N1/(N1+N2)·(Vc-Vs)＝N2/(N1+N2)·Vs+N1/(N1+N2)·Vc并可以用改变自耦变压器T的初级线圈的次级线圈的匝数N1和N2之比，限制电压VQ0于低值。
图8是本发明的另一种实施例，其中，与图1和图2所示实施例相比，提供了一种逆变器装置16D，用来在改变电压极性时，把电压转换装置11D的输出电压提供给负载电路12D。本例中，通过二极管D1向与变压器T的次级线圈相连的电容C和负载电路12D之间插入了逆变器装置16D。本实施例中，电容C两端的电压Vc呈正向波动，全桥型逆变器装置16D中成对的开关元件Q1、Q4以及Q3、Q2，根据控制电路13D的驱动信号以低频交替进行接通和关断，从而交流电压将被提供给负载电路12D。
在图9所示的进一步实施例中，与图8所示的实施例相反，逆变器装置16E通过二极管D1与电压转换装置11E中变压器T的次级线圈n2直接相连，电容C与逆变器装置16E中的负载电路12E并联相连。本实施例中，逆变器装置16E中成对的开关元件Q1、Q4以及Q3、Q2以低频交替进行接通和关断，可将交流电压提供给负载电路12E。
图10为本发明的另一种实施例，其中，由变压器T的初级线圈n1和开关元件Q0组成的串联电路与直流电压源VS相连，变压器T的次级线圈分为n2和n3两个绕组，此二绕组相互连接的连接端极性相反，逆变器电路16F通过二极管D1与次级线圈n2和n3相连。次级线圈n2和n3相互极性相反的连接点与负载电路12F相连，负载LP与电感L0串联相连，电容C与负载LP和电感LO组成的串联电路并联相连。本实施例中，与变压器T的初级线圈n1相连的开关元件最好在几千赫至几百千赫的高频下进行开关运行，从而能够运用升压及降压斩波运行。另一方面，与次级线圈n2相连的开关元件Q1和Q2应该在几个赫兹至几百个赫兹的低频下进行开关运行，同时低频下的开关运行能够恰当地改变施加到负载电路12F上电压的极性。
现在再进一步具体地来看看本实施例的运行，只要开关元件Q0在时间周期t1-t2内处于接通状态，就有电流流过直流电压源VS、变压器T的初级线圈n1、开关元件Q0，再回到电源VS，响应于开关元件Q0关断前瞬间出现的峰值电流的能量就聚积在初级线圈n1内。随后，当开关元件Q0关断时，聚积在变压器T的初级线圈n1内的能量就从与初级线圈n1电磁耦合的次级线圈n2，通过由二极管D1、与逆变器电路16F串联连接的开关元件Q1、负载电路12F以及次级线圈n2组成的回路提供给电容C进行充电。这里，电容C上的电压Vc的方向如图10中的箭头所示，所产生的通过负载LP的电流I的方向如图中的箭头所示。在下一个t2-t3时间周期内，产生的电流I从另一次级线圈n3流过负载电路12F、逆变器电路16F的另一开关元件Q2、二极管D2以及另一次级线圈n3，从而图11(e)所示的交流电流将被提供给负载LP。
所以，本实施例可以在启动负载LP时，在电压Vc中正向增加波动组分。顺便指出，上面提到的开关元件Q1和Q2在输至负载电路12F的电流极性反向时将同时接通，它们也可以被同时关断。
图12为本发明的进一步实施例，其中，诸如金属卤化物灯之类的放电灯用作与全桥型逆变器电路16G相连的负载电路12G中的负载LP，电感L2与负载LP串联相连。此时，最好用(例如电感L2)脉冲变压器的次级作为启动放电灯的触发器。此外，用另一个电容器C2(而不是电容元件)与由负载LP和电感L2组成的串联电路并联连接，从而在由电容器C2启动负载LP时，由触发器提供的脉冲电压可被旁路掉。
此旁路电容C2的电容值比起作为电容元件、与电压转换装置11G的输出端相连的电容器C1的电容值要小得多，从而当电容器C1的电容值为几十分之一微法时，电容器C2的电容值可为几百分之一微法。
另外，电感L1与由电容C2和负载LP、电感L2构成的串联电路组成的并联电路串联在一起，电感L1能够在逆变器装置16G的开关元件Q1、Q4和Q3、Q2极性反向时，防止电容C1和C2短路，电感L1也可用作一个滤波器，减小开关元件Q1至Q4的电流中的波动组分，减小开关元件Q1至Q4的开关损耗，并进一步有效地减小流过负载电流中的高频波动组分。应该理解的是，当流过负载的电流中存在显著的波动组分时，放电灯将出现不稳定状态，这种状态被视为是一种负载放电灯的声学谐振现象。
现在参见图13来分析本实施例的运行，在t1-t2时间间隔内，当开关元件Q2和Q3如图13(c)处于接通状态、而开关元件Q1和Q4处于如图13(b)所示的关断状态时，开关元件QO如图13(a)所示以高频进行开关运行，能量从直流电源VS通过变压器T提供给电容C1。本例中电容器C1和电容值比任何通常装置中的电容器的电容值要小，电压Vc1做成正向，具有图13(d)所示的脉动电流。其次，在时刻t2，开关元件Q2和Q3的接通状态转换为开关元件Q1和Q4的接通状态，从而极性反转。在t2-t3的时间间隔内，开关元件QO以类似于t1-t2的时间间隔时高频进行开关运行，由直流电源VS提供能量。随后在时刻t3，开关元件Q1和Q4的接通状态转换为开关元件Q2和Q3的接通状态，从而极性反转。
重复上述运行过程，电容器C1上产生如图13(e)所示的形状木体为矩形的电压Vc1，去除了所有高频波动组分的电流通过电感L2提供给放电灯LP，从而稳定地点燃放电灯。
本实施例中，为了使金属卤化物之类的放电灯在启动放电灯时使光通量快速上升，要求向放电灯提供高于放电灯LP标称功率的功率，本实施例中，例如当放电灯的标称功率是35W时，在启动时，最大将向放电灯提供的75W的功率。
另外，在启动以及点燃的放电灯稳定以后，用标称功率使放电灯LP照明运行时，电压Vc应具有较少的波动组分，以便从放电灯电流中减小高频波动组分，启动需要相当大的功率的放电灯时，开关元件Q0的开关频率应低于稳定状态下的开关频率，从而可以获得本发明所期望的功能。这里，所提及的电容器C1上的电压Vc1大体上呈一矩形波形，但也可以大体上呈正弦波形。
图14为启动用于图12所示实施例中的放电灯的触发器。此触发器具有倍压整流器产生的电压。即二极管D24与电阻R24的一端相连，而另一端与电容C24相连组成的串联电路和由二极管D25与电阻R25的一端相连、另一端与电容C25相连组成的串联电路互相并联相连，电阻R24和R25之间的连接点以及电容C24和C25之间的连接点分别与电源P的两端相连，由脉冲变压器PT1的初级线圈和一开关元件S2组成的串联电路与由电容C24和C25组成的串联电路的两端相连。脉冲变压器PT1的次级线圈和放电灯LP组成的串联电路跨接在电源P的两端。这里，电源P采用了图12所示实施例中用来提供交流电的逆变器装置16G的输出端。
采用这种结构，电容器C24和C25分别在电源P的电压波形的每半个周期被充电，并且当电容C24和C25完成充电，开关元件S2处于接通状态时，电容器C24和C25的端电压相加，并被施加到脉冲变压器PT1和初级线圈。即，施加到脉冲变压器PT1的初级线圈上的电压可以是电源电压的两倍，高压脉冲可以从触发器17G产生，从而可以在电源电压的每半个周期内产生高压脉冲。这时，不管电源P的电压极性如何，高压脉冲具有单一极性，施加的高压脉冲的方向视击穿电压的关系确定。开关元件S2可以采用可控硅或TRIAC之类的元件。也可以互相并联连接多个开关元件来增大电流容量。另外，也可以采用一种能够自行激励的放电器。
图15是本发明以及用于图12所示实施例的电源装置的具体工作情况，它基本上包含电压转换装置11G、负载电路12G、控制电路13G、逆变器装置16G以及驱动电源装置18G、另外它还包括电压检测装置15、电流检测装置16以及驱动装置17和18。特别是采用这种结构，预先确定的电能根据从电压检测装置15以及电流检测装置16得到的信号，被提供给负载电路，执行开关元件QO的开关运行，并驱动全桥型逆变器装置16G。因为本实施例中，组成开关元件Q1和Q3的三极管在逆变器装置16G中较高电位一侧且处于与地电位不同的电位上，所以其驱动需要各自的驱动装置17和18。这里，分别起电源作用的电容器C4和C5与驱动装置17和18相连，启动负载电路12G后，直流电源VS通过二极管D2、D4和D5对电容C4和C5充电。另外，在负载电路12G启动以后，即使当电源电压此时降落到波动电压波形的波谷，电容器C4和C5也大体上充电到电容器C3的电压，并且预先确定电源电压被稳定地提供到驱动装置17和18。
在如图15所示的工作状态下，其电路结构是，当负载电路12G中的放电灯LP的标称功率比方说是约35W，并且直流电源VS的源电压是12.8V，则变压器T的线圈匝比是n1∶2＝1∶7，开关元件QO是一阈值电压约为100V的功率MOSFET，电容C1的电容值约为0.56至1.0μF，开关元件Q1至Q4是阈值电压约为400至500V的功率MOSFET，元件的开关频率对变压器T的初级一侧约为30至70KHZ，对次级一侧约为40至1000HZ。在本实施例的情况下，开关元件QO只有1个，但也可以采用二个或更多个开关元件并联，来降低导通电阻。另外，用作辅助电源的附加电容C3，也可以用作驱动开关元件Q0、Q2和Q4的另一电压端，而不是驱动装置17和18。
图15中所使用的控制电路13G，也可以采用图16中的控制电路，其中，直流/直流变换器装置11G的输出电压和输出电流由电压和电流检测装置15和16检测，控制电路13G接收检测装置15和16的输出信号，这些信号将通过一低通滤波器滤除其高频波动组分，并在乘法器处进行运算，并得到净功率值。此净功率值与一目标指令值相比较，此目标指令值是按照电压检测装置15的输出信号，通过设置的目标运算电路获得的，开关元件QO的接通时间受到控制，从而使任何通过比较得知的功率差变为零。此时，在启动负载电路后，直流/直流变换器的开关频率f、接通时间Ton、变压器的匝比以及电容器C1的电容值被设置成最佳值，用来使直流/直流变换器11G的开关元件QO关断定时接近电压Vc的零点。
随后，在逆变器装置16G处，成对的开关元件Q1、Q4和Q2、Q3的开关运行交替变化，从而逆变器装置的输出电压极性将变换。这里，元件的开关频率相对较低，约为几十赫兹到几百赫兹。另外，为了改善可启动性，在启动后放电灯稳定时，立即将改变极性的频率设置成直流或约几十赫兹，随后将频率提高到约为几百赫兹，而使所有闪烁在极性反转时得到限制。
另外，如果用于车辆光源的金属卤化物灯用作前灯，就要求冷启动的光通量快速上升，实现的控制能够在一预先确定的时间间隔中，即使在紧接启动后负载电压较低的情况下提供几倍于标称功率的功率，使放电灯内的蒸气压快速上升，增加发光效率，而很快使光通量稳定。
图17所示的另一种实施例中，采用了一种用来有效地限制由于谐振而出现的电压上升。现在，如果采用金属卤化物之类的放电灯作为负载的情况，如图12所示的前述实施例中，当周围温度足够低时，启动后不久的阻抗比稳定照明状态下的阻抗低。此时，要求光通量的上升快速进行，且有一相当大的电流流过，从而使负载电路中的电流也很大。这样，在本实施例中，构成电压转换装置11H的直流/直流转换器包括一升降压斩波电路，其中，高频下运行的开关元件Q0的接通时间间隔受脉冲宽度调控制，从而使输出电压得到控制。一平滑电容C使升降压斩波电路的输出变得平滑，并向逆变器装置16H提供直流电压Vc。另外，作为脉冲变压器的饱和电感L与负载LP串联相连，当负载电流值高于一预定值时，例如在负载LP启动后高出标称电流二倍或三倍时，此饱和电感L是磁饱和的。
更具体地看看图18，在t1-ta的时间间隔内，饱和电感L处于饱和状态，电感L具有较小的电感值。在这种状态下，逆变器装置16H中的开关元件Q1-Q4的极性反转，当流过负载电路的负载电流I减小时，电感器L在时刻ta处于某一电流值的非饱和状态。随后，当负载电流的极性反转并达到预定电流值以上的某一值时，电感L再次饱和，负载电流在tc-t2的时间间隔内梯度变陡并上升到预定电流值。所以，按照本发明，启动后由于电感L和电容C而引起的谐振电压Vc的上升可以用电感器L的饱和特性来限制，用升降压斩波电路来限制谐振电压Vc不需要特殊电路，使整个电路的简化得以实现。另外，为使在紧接启动之后，将负载LP转换成弧光放电，此电路可有足够的强制电流(forced current)流通。
在如图19A所示本发明的另一个实施例中，负载电路12I中脉冲变压器PT的第三绕组通过一开关SW1与直流电源V1相连，还通过另一开关SW2与另一极性与电源V1相反的直流电源V2相连。当通过负载LP的负载电流I的方向如图中箭头所示时，在开关SW1处于接通状态的情况下，流过脉冲变压器PT初级一侧的电流引起脉冲变压器PT次级一侧电感值减小。另一方面，当负载电流I反向时，开关SW2处于接通状态，脉冲变压器PT次级一侧的电感值减小。本实施例中，按照负载电流的流动方向，在紧接启动负载后并根据负载电流的流动方向，在逆变器装置16I的输出极性反转之前，用使开关SW1或SW2在一固定时间间隔内处于接通状态，来减小脉冲变压器PT次级一铡的电感值，并且由于电容C1和电感的谐振而产生的任何电压Vc1的上升可以被限制。
在图19A所示的实施例中，脉冲变压器PT的外围区域最好具有如图19B所示的结构。即，在脉冲变压器PT初级线圈n1一侧，连接一个储能电容器C4以及诸如TRIAC或放电间隙(dischargegap)之类的开关元件Q6，用来产生平滑脉冲，并通过一电阻R向电容器C4充电。开关SW1、SW2以及直流电源V1、V2分别与脉冲变压器PT的第三线圈n3和n3′相连。
在图20所示本发明的进一步实施例中，闭合环电路通过开关SW1将脉冲变压器PT与电阻R相连。本实施例中，在紧接启动负载LP后逆变器装置16J的输出极性反转之前，开关SW1被接通，脉冲变压器PT次级一侧的电感与电容C1的谐振，在逆变器装置的输出极性反转时，大体上由电阻R吸收。
在图21所示本发明的另一实施例中，与前述图7所示实施例相比，另一变压器的次级线圈L1与脉冲变压器PT的次级线圈串联连接。本例中，避免了因为脉冲变压器PT采用第三线圈而使脉冲变压器PT变得复杂。
在图22所示本发明的另一实施例中，与图8所示的实施例比较，另一变压器T的次级线圈与脉冲变压器PT串联连接，启动后在逆变器装置16L的输出极性反转之前的一个固定时间间隔内，接通开关SW1，另一变压器T的初级线圈中插入电阻R1使得特别是极性反转时产生的谐振能量被吸收。
在图23所示本发明的另一种实施例中，特别与图9所示的实施例相比较，另一变压器的次级线圈L1与脉冲变压器PT的次级线圈串联连接。本例中，在负载启动后，逆变器装置16M的输出极性反转之前，采用在一固定时间间隔内使开关SW1处于接通状态的方法，通过电感元件L1产生在变压器次级一侧的谐振能量可通过二极管桥式整流电路DB被反馈到直流电源VS一侧。
图24所示本发明的另一种实施例中，应用了与图12所示实施例，如图15所示更具体电路图大体相同的结构，本例中，特别当开关元件Q1和Q4接通时，电容C1和C2上的电压Vc1和Vc2极性互反，过大并陡峭的电流流过由电容C1、开关元件Q4、电容C2、电感L1以及开关元件Q1组成的路径，从而可以提供一种用来克服当希望装置小型化所面临的问题、为了限制电流的目的，过大及陡峭电流需要采用具有大电容值的开关元件或具有大电感值的电感。
现在来更具体地看看图25所示的波形(a)至(g)，首先，在(c)和(d)所示的t1时刻，将已经接通状态的场效应三极管Q3和Q2关断。设置了一个滞留时间，在该时间内，所有的场效应三极管Q1-Q4被关断，此时，如(f)中，在负载LP的启动之前，几乎没有电流ia流过，电容C1上的电压Vc保持一几百伏特的固定电位。随后在t2时刻，如(b)所示场效应三极管Q4处于导通状态，时间间隔t2-t3内电容C1内聚集的充电电荷形成电流I，通过由电容C1、MOSFET Q4、MOSFET Q2的寄生二极管DQ2、电感元件L1以及电容C1组成的途径流通，且电容C1与电感元件L1之间形成谐振，例如，寄生二极管DQ2在电容C1和电感元件L1的半个谐振周期内受到驱动，如(e)所示。随后在t3时刻，不再有电流ia，电压Vc4值的极性与原极性相反，并大体上取如(g)所示的相同电位。在随后的t4时刻，MOSFET Q1导通，如(a)所示，与原极性相反的电压Vc1不会引起过大电流。因为MOSFET Q1至Q4受到控制，从而能有效地防止极性反转时产生过大的陡峭电流及浪涌电压，并有效地使电路简单化而不是复杂化，所以可以使电源装置小型化。
用于图24所示实施例中的逆变器装置16N的一部分如图26所示，其中，振荡器7a的振荡信号以及受振荡器7a的振荡信号上升沿激励的冲息多谐振荡器7b的输出被输入到或非门N1而获得或非值。一个由触发器F.F(由或非门N1输出信号触发)Q端输出信号和或非门N1输出信号之反相信号相与的输出信号，以及一个由或非门N1输出信号的反相信号和触发器F.F反相Q端输出信号相与的输出信号相应地通过每个驱动电路42及44，作为MOSFETQ2与Q4的触发信号。此外，一个由或非门N2的输出信号(为由振荡器7a振荡信号下降沿触发的冲息多谐振荡器7c输出信号及或非门N1输出信号的或非)和触发器F.F.Q端输出信号相与的输出信号，以及一个由或非门N2输出信号和触发器F.F.反相Q端输出信号相与的输出信号相应地通过另外的每个驱动电路41及43，作为MOSFET Q1与Q3的触发信号。采用这种结构，每一MOSFET能够快速、高精确度地进行开关运行，开关运行损失可被减至最小。
在前述图4，5，7，8，9，10，12，17，19，20，21，22，23和24的各实施例中，除那些描述过的结构以外，其他结构与图1和图2所示实施例相同，各实施例中的主要部件用图1和图2中所使用的部件相同的标号表示，但分别加进了安母A-N，图1和图2或者前述实施例中描述过的实质上相同的部件，大体上用相同的标记符号表示，这些部件能够象图1和图2以及前述实施例中的部件一样，获得同样的功能和效果。
另外，可以按照负载的状态，实现前述各实施例中极性反转的控制。例如，按照电容C上的电压值Vc，可以恰当地改变极性，所采用的电路结构可以按照要求选择无负载状态下的控制模式，稳态照明的控制模式等。
权利要求
1.一种向负载供电的电源装置，其特征在于，它包括一直流电源；一与所述直流电源相连的电压转换装置，所述电压转换装置包括一高频开关装置，用来控制所述供电，以及提供至少在启动所述负载时比在所述负载的稳态运行期间更大的供电；一与所述电压转换装置的输出侧相连的电容元件；以及一包括有所述负载并与所述电容元件并联相连的负载电路，所述负载电路的负载电容在所述负载的起动时比所述负载的稳态运行时小；其中，一种控制装置进一步用来控制所述高频开关装置，所述高频开关装置的控制常数至少在所述负载的启动之后以及所述负载的稳态运行期间大体上为常数，所述控制装置在所述电容元件的电压值低于一预定值时，关断高频开关装置。
2.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，它还具有在电平低于一预定值时，检测脉动电压的检测装置，所述脉动电压产生于所述电容元件的两端。
3.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，它还具有连接在所述电压转换装置的所述输出端和所述电容元件之间的整流元件，其方向为关断所述高频开关元件时对电容元件进行充电的方向。
4.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，所述电压转换装置是一种回扫型(fly-back type)转换器，包括一非绝缘变压器。
5.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，所述电压转换装置是一种回扫型转换器，包括一绝缘变压器。
6.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，所述电压转换装置是一种包括一升压斩波器的转换器。
7.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，所述电压转换装置是一种包括升降压斩波器的转换器。
8.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，它还具有一全桥型逆变器装置，所述全桥型逆变器装置通过一用来交替改变施加到负载电路上的电压极性的整流元件，与所述电压转换装置跨接在一起。
9.如权利要求8所述的电源装置，其特征在于，所述电容装置与所述负载电路并联连接在一起。
10.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，它还进一步包含一串联连接多个开关、并跨接在所述电压转换装置上的开关电路，以及一连接在电压转换装置和所述开关电路之间的整流元件，所述负载电路连接在所述非绝缘变压器的次级线圈的中点与所述开关电路之间。
11.如权利要求5所述的电源装置，其特征在于，它还进一步包含一串联连接多个开关、并跨接在所述电压转换装置上的开关电路，以及一连接在电压转换装置和所述开关电路之间的整流元件，所述负载电路连接在所述绝缘变压器次级线圈中点与所述开关电路之间。
12.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，所述负载电路中的所述负载是一种高强度放电灯。
13.如权利要求8所述的电源装置，其特征在于，所述负载电路包含一由第一电感器和第二电容元件的串联电路及另一第二电感器的串联电路与所述第一电容元件和高强度放电灯并联连接，形成所述负载，此结构是，所述第二电容元件的充电电荷在所述逆变器装置所述极性交换进行极性反转之前，适用于由所述第一电感、第二电感元件以及所述逆变器装置中的开关电路组成的闭合环路中。
14.如权利要求13所述的电源装置，其特征在于，它至少在所述极性反转时，还具有用来减小所述负载电路的所述第一和第二电感值的装置。
15.如权利要求14所述的电源装置，其特征在于，所述用来减小电感值的装置包含一个饱和电感器，当电流高于预定电流值时，该饱和电感器即呈现饱和状态。
16.如权利要求14所述的电源装置，其特征在于，所述负载电路包含一由形成所述负载的高强度放电灯和脉冲变压器线圈次级组成的串联电路，以及一与所述串联电路并联的旁路电容器，减小电感值的所述装置用来减小所述次级线圈的电感值。
17.如权利要求16所述的电源装置，其特征在于，它还进一步包括用来检测流至所述负载电路电流的装置以及用来把直流电压施加到所述变压器初级一侧的装置，电压施加的方向视所述电流的方向而定，该电压施加方向将消除负载电路中的所述电流。
18.如权利要求13所述的电源装置，其特征在于，它还进一步包含一在负载电路至少在所述极性反转期间，使在所述负载电路的所述电感器内集聚的能量不起作用的装置。
19.如权利要求10所述的电源装置，其特征在于，它还进一步包含一在负载电路至少在所述极性反转期间，使在所述负载电路的电感内的集聚的能量不起作用的装置。
20.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，所述控制装置用振荡频率和占空度作为所述控制常数控制所述高频开关装置，所述控制常数在所述负载的启动后以及所述负载电路的稳定运行期间大体上为常数，而当包括电容元件上的所述电压低于所述预定值时关断高频开关装置。
全文摘要
一种电源装置包括一电压转换装置，其输入端与直流电源相连，其输出端与一电容元件和一负载电路相连，控制电路与电压转换装置和负载电路相连，负载电路的负载阻抗在负载电路中的负载启动时低于负载稳态照明期间的阻抗，其中，作为控制常数的振荡频率和占空度在负载启动和稳态照明时大体上保持为常数，并且当电容元件上的电压值低于一预定值时，电压转换装置中的开关装置被关断。
文档编号H02M1/00GK1100848SQ94105689
公开日1995年3月29日 申请日期1994年6月10日 优先权日1993年6月10日
发明者木户正二郎, 中村俊朗, 神原隆, 多贺曦高, 永灏春男 申请人:松下电工株式会社