专利名称：变电装置及利用该装置的空调装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及使用大功率因数的整流回路变电装置，以及利用该装置的空调装置。
在1994年日本电气学会产业应用部门全国大会讲演论文集中，披露了一种作为＂三相大功率因数转换器＂的大功率因数整流回路。
图1示出了这种公知的大功率因数整流回路，在图1中，由桥式连接的6个二极管D1-C6构成三相整流器9。该整流器9的交流输入端子分别通过串联扼流线圈L1、L2、L3连接至三相交流电源Ps。电源Ps的各输出连线还分别与星形连接的电容器C1、C2、C3的一端相连接。在整流器9的直流输出端子间，并联连接有斩波器回路10、平滑用电容器CDC和负荷阻抗RL。斩波器回路10，由分别并联连接有反相电压保护二极管D7、D8的绝缘栅型双极三极管(TGBT)TX1、TX2串联连接而成，这两个晶体管TX1、TX2的共接点与电容器C1、C2、C3的共接点，即中性点相连接。连接在电源PS和扼流线圈L1、L2、L3之间的线性阻抗Z1、Z2、Z3，将在后面加以说明。
由于这种大功率因数整流回路的运行原理是公知的，故略去了对它的详细说明。若采用这种整流回路，通过采用在斩波器回路10中的晶体管TX1、TX2的栅极g1、g2上，施加其开关频率远高于电流频率(比如说假定电源Ps的频率为50Hz)的，比如说为10KHz的通、断信号，而使晶体管TX1、TX2交替通断的方式，便可以如图2A-2D所示，使扼流线圈L1、L2、L3电源侧的输入电压(图2A)和线电流(图2B-2D)，为变形较少的近似正弦波。
该大功率因数整流回路还具有下述特征，即由于在电容输入型整流回路中仅加入有若干元件，且在其控制中亦不需要电流值检测和PWM控制(脉冲宽度调制控制)等等的复杂控制，故结构简单且可以改善线电流波形，提高功率因数。
图3示出了一种公知的、适用于该大功率因数整流回路、向负载提供交流电的电变换装置。其中取代图1中负载阻抗RL的是，连接在电路上的由双极晶体管构成的逆变器11，和作为其负载的交换电动机12。这时，可添加斩波器控制回路22和逆变器控制回路24。斩波器控制回路22用于用由霍尔元件构成的电流检测器HCT检测流过整流器9和斩波器回路10之间的直流电流，且当该检测出的电流未超过预定值时给出限定保护回路21的电流值的信号。逆变器控制回路24用于用低阻抗器RS检测流过斩波器回路10和逆变器11之间的直流电流，且根据该检测值给出将保护回路23的电流值限制为预定值的信号。
采用图3所示的回路，不仅可良好地保持输入电流波形和功率因数，而且可实现对装置整体的保护，对电动机12实施可变速控制。
上述厚有的大功率因数整流回路，当输入电流为1-2[A]左右的较小范围时，可以良好地保持输入电流波形和功率因数。然而当输入电流较大时，电压波形将会产生畸变。
因此，在图1的回路中，若电源电压为100[V]，频率为50[Hz]，斩波器回路10的开关频率为10[KHz]，星形连接的电容器C1、C2、C3的电容为3300[μF]，负载阻抗RL为187.5[Ω]，扼流线圈L1、L2、L3的电感为1.5[mH]，则当输入电流超过10[A]时，输入电流和相电压如图4所示，从图中可见，由电流连线通过星形连接的电容器C1、C2、C3流入负载的电流，会在由此产生的电压波形畸变的同时，产生由该电压畸变导致的电流畸变，即产生所谓的振荡现象。对于这种情况，线阻抗器Z1、Z2、Z3是产生振荡的原因。
另一方面，由于图3所示的变电装置必需设置两个保护回路，即用于保护斩波器回路10中的晶体管TX1、TX2的保护回路22，和用于保护构成逆奕器11的开关元件的保护回路23，从而使这部分回路的结构复杂。
而且，原有的装置在负载较小时直流电压将上升，会因过压而使部件损坏，对此也需要加以改进。
本发明的第一目的是提供一种即使负载增大而使输入电流增大时，也能良好地保持输入电流及输入电压波形的变电装置，以及利用该变电装置的空调装置。
本发明的第二目的是提供一种即使在配置有反相器的场合，也可以同时使用保护开关元件的保护回路的简易变电装置，以及利用该变电装置的空调装置。
为了能实现上述目的，本发明提供的变电装置具有，由若干个二极管呈桥式连接而成的、其交流输入端子与交流电源相连接的整流器，分别串联连接在该整流器和交流电源之间的电源连线上的扼流线圈，和一端分别连接在交流电源和扼流线圈之间的电源连线上，而另一端分别连接在共通点处的星形连线上的电容器，以及包含有串联连接在整流器直接输出端子之间的两个开关元件并用远高于交流电源频率的高频率对两个开关元件进行交替通断控制的斩波器回路，该两个开关元件的相互连接点与星形连线式电容器的共接点相连接，还包括连接在整流器直接输出端子之间的平滑电容器，和分别连接在位于交流电源和扼流线圈间的电源连线之间形成环状连接的电容器。
对于这种变电装置，由于设置有分别连接在设置在整流器电流侧且位于扼流线圈和电源间的电源连线之间成环状连接的电容器，所以即使输入电流增大，也不会受线阻抗的影响，因此可以良好地保持输入电流和输入电压的波形。
环状连接的电容器的电容量，最好是大于星形连接的电容器的电容量，这样，能可靠地抑制系统振荡的产生。
该装置最好还具有，由其电流额定值与斩波器回路中的开关元件的电流额定值相同的开关元件构成的、将由平滑电容器平滑处理过的直流电变换为交流电并供给负载的逆变器，检测整流器输出电流的电流检测组件，当由该电流检测回路检测出的电流值超过预先设定的基准值时，向斩波器回路和逆变器双方施加保护信号的保护回路。因为构成斩波器回路的开关元件的电流额定值与构成逆变器的开关元件的电流额定值相等，故可以用一个保护回路保护斩波器回路和逆变器。
通过设置用于检测流过平滑电容器的电流变化分量的方式，便可以选用不使用霍尔元件的通用变流器，进而可降低装置的成本。
还可以配置检测整流器交流输入电流或直流输出电流的电流检测组件，以及用于当由该电流检测组件检测出的电流值超过预先设定的值时抑制斩波器电路的开关动作的保护回路。这样，可以抑制低负载时电压的上升。
最好还配置当逆变器由开始动作至经过预定的时间时，或是输出频率超过预定值时，可抑制斩波器回路的开关动作的保护回路。通过这种方式，可抑制运行开始时的电压上升。
当流过负载的电流为最小值时，通过可改变斩波器回路开关元件占空比的保护回路，可以在实现斩波器回路和逆变器保护的同时，使电源效率最大。
通过配置由其电流额定值比斩波器回路中使用的开关元件的电流额定值低的开关元件构成的逆变器的方式，便可以在分别与短路电路相对应的斩波器回路和逆变器中，使用电流容量不同的开关元件，而且通过为两者设置共用的保护阈值的方式，便可以用单一的保护回路保护斩波器回路和逆变器。
为了实现前述目的，本发明还提供了一种空调装置，它具有，由若干个二极管桥式连接而成的、其交流输入端子与交流电流相连接的整流器，分别串联连接在与该整流器和交流电源相连接的电源连线上的扼流线圈，其一端分别连接在交流电源和扼流线圈之间的电源连线上、而另一端分别连接在共通点处的星形连接的电容器，包含有串联连接在整流器直流输出端子之间的两个开关元件且用远高于交流电源频率的高频频率对两个开关元件进行交替通、断控制的斩波器回路，所述两个开关元件的相互连接点与星形连线式电容器的共接点相连接，连接在整流器直流输出端子之间的平滑电容器，分别连接在位于交流电源和扼流线圈间的电源连线之间且成环状连接的电容器，将由平滑电容器平滑处理过的直流电变换为交流电的逆变器，根据该逆变器来实施驱动的压缩机电动机，以及包含有根据该压缩机电动机施加驱动的压缩机的制冷循环器。
在这种空调装置中，由于采用了能对用于驱动包含在制冷循环器中的压缩器的压缩机电动机的输入电压波形畸变起降低、抑制作用的变电装置，故可以抑制压缩机驱动电动机的异常声音的产生，且可以抑制附属于制冷循环器的室外送风机和室内送风机的各驱动电动机的异常声音的产生。
由于在逆变器的输出频率随空调负荷变化而变化的同时，输出电压也根据表示频率与电压间关系的V/F特征曲线相应地变化，所以当构成斩波器回路的两个开关元件发生异常时，随着这两个开关元件处于断开状态，逆变器运行，而且可以根据用于保持压缩机驱动电动机磁束的另一个V/F特征曲线来改变频率。即使在构成逆变器的开关元件处于异常状态的应急运行时，随着这些开关元件处于断开状态，逆变器运行，而且可根据用于保持压缩机驱动电动机磁束的另一个V/F特征曲线来改变频率，进而可实现频率良好的应急运行。
若选用的构成斩波器回路的开关元件，其电流额定值大于构成逆变器的开关元件的电流额定值，则只要设定共用的、和制定是否对斩波器回路和逆变器中的各开关元件实施保护的电流基准值，就能即使在斩波器回路和逆变器中选用电流额定值不同的开关元件时，也可以用设定有共用保护阈值的单一保护回路，对斩波器回路和逆变器双方实施保护。
当上述空调装置的整流器输入电流减少(或增大)时，由于可减少(或增大)构成斩波器回路的开关元件的开关频率和占空比中的至少一方，以便输入电压基本保持一定，所以即使负载变化，也能实施高精度的效率控制。
若从斩波器回路两端所观察得到的串联RLC等效回路中的电感为L，电容为C，则斩波器回路的开关频率可保持在下述范围内。f>1πLC…(1)]]>据此，可以对变电装置乃至于空调装置进行稳定的控制。
用低速二极管构成整流器，且在连接斩波器回路和平滑电容器的各正极和负极连接连线上，分别串联连接高速二极管，便可以当开关频率较高时，也能确保所需的电压。
在各附图中图1为原有的变电装置的回路图。
图2A-2D为说明图1所示变电装置动作的主要部分的波形图。
图3为原有的另一种变电装置的回路图。
图4为说明原有变电装置在大负载时动作的波形图。
图5为本发明第一实施例的变电装置的回路图。
图6为说明图5所示变电装置动作的输入电流和相电压的波形图。
图7为本发明第二实施例的变电装置的回路图。
图8为本发明第三实施例的变电装置的回路图。
图9为本发明第四实施例的变电装置的回路图。
图10为说明图9所示变电装置动作的流程图。
图11A和图11B为说明图9所示变电装置动作的、其主要构成要素的电流波形图。
图12为本发明第五实施例的变电装置的回路图。
图13为说明图12所示变电装置动作的、表示输入电流和直流电压间关系的曲线图。
图14为用于说明图12所示的变电装置动作的流程图。
图15为用于说明本发明第六实施例的变电装置的回路图。
图16为用于说明图15所示变电装置动作的流程图。
图17为用于说明本发明第七实施例的变电装置的回路图。
图18为用于说明图17所示变电装置动作的流程图。
图19为说明图17所示变电装置动作的、表示其直流电压和电动机电流间关系的曲线图。
图20为用于说明本发明一实施例的空调装置的回路图。
图21为用于说明本发明又一实施例的空调装置的回路图。
图22为用于说明图21所示空调装置动作的流程图。
图23为用于说明图21所示空调装置动作的、表示主要部分电流与时间间关系的曲线图。
图24A和图24B为用于说明图21所示空调装置动作的、分别表示主要部分电压与电流间关系以及频率和电流间关系的曲线图。
图25为用于说明本发明又一实施例的空调装置的回路图。
图26A-图26D为用于说明图25所示空调装置中主要元件的开关频率的示意性说明图。
下面参照附图详细地说明本发明。
图5示出了说明本发明第一实施例的变电装置的回路图。在图中，与前述图1中变电装置中元件相同的元件已用相同的标号示出，并略去了相应的说明。在这里，电容器CX1、CX2、CX3连接在扼流线圈L1、L2、L3电源侧的各电源连线之间。因这些电容器呈环状连接，故称为环状连接的电容器，以便与星形连接的电容器C1、C2、C3相区别。由于环状连接的电容器CX1、CX2、CX3，在与负载电流增大时作为诱发振荡起因的线阻抗Z1、Z2、Z3的影响基本上无关，故当其静电电容量较大时，可使电压稳定。实验证明，若使电容器CX1、CX2、CX3的电容量比电容器C1、C2、C3的电容量大，便可以大幅度地改善电压、电流波形。图6为图5所示变电装置的输入电流和相电压的波形图，若与图4所示的原有装置的输入电流和相电压波形相比较，可知在抑制振荡现象的同时，还可将畸变抑制到特别小的程度。
图7是说明第二实施例的变电装置的回路图。在这里，采用晶体管TY作为构成逆变器11A的IGBT，同时选用其额定值与构成斩波器回路10的晶体管TX1、TX2的额定值相同的晶体管作为晶体管TY。众所周知，若逆变器11A的每一相均含有晶体管串联回路，且采用额定值与构成斩波器回路10的晶体管TX1、TX2的额定值相同的IGBT作为该晶体管，则可以设定相同的判定最大许可电流的阈值。而且，根据使用有霍尔元件的电流检测器HCT对斩波器回路10输入侧的线电流，即对流过斩波器回路10的电流和流过逆变器11A的电流的和电流的检测结果，保护回路21A会在电流检测值超过预先设定值时，向斩波器控制回路22和逆变器控制回路24双方施加抑制电流值的信号。因此，不再需要，比如说，如图3所示的电流检测用电阻RS和保护回路23，从而使这一段装置简化。
在图8所示的回路中，用变流器CT检测流过平滑电容器CDC的电流的变化部分，并输入保护回路21B。一般说来，当构成斩波器回路10的晶体管TX1、TX2，或是构成逆变器11A的晶体管处于短接状态而流过大电流时，该电流将通过大阻抗的扼流线圈L1、L2、L3和整流器9向前流动，导致平滑电容器CDC释放蓄积的电荷。变流器CT将把该过渡电流，即检测出的电流变化部分施加至保护回路21B，进而当检测出的电流变化部分超过预先设定值时，保护回路21B向斩波器控制回路22和逆变器控制回路24双方施加抑制电流值的信号。
若采用这种结构，可用通用的变流器CT，取代图7所示的使用着霍尔元件的电流检测器HCT，从而可以进一步降低装置成本。
在图9的变电装置中，去除了图8中的变流器CT，而在检测整流器9的输出侧设置了取代它的直流电压检测用的电压检测器25，并将该电压检测器25的电压检测信号送入保护回路21C。因此，该结构是当电压检测值超过预先设定的基准值时，保护回路21C施加改变斩波器回路10的占空比或是频率的变更指令。
图10为表示图9所示装置中保护回路21C的处理顺序的流程图。也就是说，步骤101读取检测出的电压值，步骤102判断该电压值是否超过基准值，若未超过则进入步骤103，如图11A所示，将占空比保持为50％；与此相反，若超过时转入程序步骤104，如图11B所示，将占空比减少至，比如说30％，这样，即使输入电流增大，也能良好地保持输入电流和输入电压的波形。而且由于是将直流电压保持在基准值之下，因此可用共用的保护回路21C，不仅对斩波器回路10，同时对构成逆变器11A的开关元件进行保护。
而且，在本实施中是改变斩波器回路10的占空比，但也可以采用改变通、断频率的方式，保护斩波器回路10和逆变器11A免受电压上升的影响。
在图12中，是用变流器CT检测整流器9的输入电流，并将该检测信号送入保护回路21D。保护回路21D向斩波器控制回路22施加检测电流未超过预先设定值时开关不动作的保护信号。
图12所示变电装置在负载变化时，整流器9的输入电流与直流电压(电容器CDC的电压)之间，具有如图13中实线部所示的递减函数的关系。因此，输入电流减少而使直流电压上升。在图12所示的实施例中，由于可相对于该电压上升而对构成斩波器10和逆变器11A各开关元件实施保护，故可当整流器9的输入电流小于一定值ICON时，停止相对于斩波器10的开关动作。这里，该一定值ICON是相应于其直流电压略高于额定负载时电压的电压值而设定的。
图14是表示图12保护回路21D处理顺序的流程图。即步骤201读取用变流器CT检测出的电流值I0，步骤202判断该电流值I0是否超过某一定值ICON，若未超过则转入步骤203，抑制晶本管TX1、TX2的开关动作，若超过该一定值ICON则转入步骤204，使晶体管TX1、TX2作开关动作。
其结果是，直流电压和输入电流呈图13中点划线所示的关系，故当小负载电压上升时，也可以对斩波器回路10和逆变器11A进行良好的保护。
而且，在该实施例中是使用变流器CT检测整流器9的输入交流电流的，但若检测整流器9的输出直流电流，并将其检测值送入保护回路21D，也可以实现与上述相同的保护。此时也可以选择使用有霍尔元件的电流检测器。
在图15所示的实施例中，逆变器控制回路24向保护回路21E施加使逆变器11A开始控制动作以驱动电动机12的信号。保护回路21E向斩波器控制回路22施加从电动机12开始启动至超过一定时间之间不进行开关动作的保护信号。这时，可设定相应于前述电流值ICON的值为该一定时间。
图16为表示图15所示保护回路21E的处理顺序的流程图。即步骤301判断电动机起动后是否已超过一定时间，若未超过则转入步骤302，抑制斩波器回路10的开关动作，若超过一定值时间时转入步骤303，实施斩波器回路10的开关动作。
这样，便可以保护斩波器回路10和逆变器11A免受启动时电压上升的影响。
而且，在本实施例中，输入逆变器的起动信号在经过一定时间之前抑制斩波器回路10的开关动作，由于逆变器11A起动时的输出频率大体与时间成比例上升，故也可以不判断是否已经过了一定时间，而判断输出频率是否超过一定值，并在频率达到该一定值之前抑制斩波器回路10的开关动作，也能获得同样的效果。
在图17所示实施例中，是用交流器CT检测流入电动机12的电流，并将该检测信号送入保护回路21F。保护回路21F向保护回路22施加检测电流为最小时改变斩波器回路10导通比的信号。
图18为表示图17的保护回路21F处理顺序的流程图。即步骤401检测、存储电动机的电流值In0，随后步骤402输出使直流电压略为上升的信号，即使占空比略为增大的信号，步骤403检测、存储此时的电动机电流值In1。步骤404比较电流值In0和In1，若In1＜In0则返回上述步骤401-404进行处理，若In1≥In0则进行步骤405以下的处理。
步骤405输出使直流电压略为下降的信号，即减小占空比的信号，随后由步骤406检测、存储此时的电动机电流值IM2。步骤407比较电流值In1和In2，若In2＜In1则返回上述步骤405-407的处理，若In2≥In1，则结束这一系列步骤，再次进行步骤401以下的处理。
图19示出了相应于这种处理的电动机电流和直流电压间的关系。即反复进行步骤401-404时，进行的是沿特征曲线R由左向右使电动机电流最小化的处理，与此相反，反复进行步骤405-407时，进行的是沿特征曲线R由右向左使电动机电流最小化的处理。
其结果是，用一个保护回路21F，即可以使流过斩波器回路10和逆变器11A的电流最小化而对它们加以保护，并使电流效率为最大。
上述各实施例是以适用于三相交流电流的变电装置为例进行说明的，但本发明并不仅限于此，本发明也可适用于单相交流电源，或是六相以上的多相交流电源。
而且，上述变电装置的优点，即，既使输入电流增大时也不会受到线阻抗的不良影响，使输入电流和输入电压波形保持良好，以及能可靠地抑制振荡等，对使用该装置的各种装置都是非常有用的。也就是说，若在使用逆变器进行效率控制的空调装置中使用上述的变电装置时，不仅可使电压波形稳定，而且可以抑制由驱动室外送风机和室内送风机的各电动机产生的异常噪音。下面以利用上述变电装置的空调装置为例进行说明。
图20为使用图9所示的变电装置驱动含有制冷循环器的压缩机的一种结构构成。其中逆变器11A的输出供给至驱动压缩机31的电动机32。在这儿，压缩机31与四通阀33，室内热交换器34，膨胀阀35及室外热交换器36等共同构成公知的制冷循环器。它还设置有用于促进室内热交换器34热交换的室内送风机37，和用于促进室外热交换器36热交换的室外送风机38。室内送风机37由电动机39驱动，室外送风机38由电动机40驱动。电动机39、40分别通过开关41，42连接至电源PS，通过图中未示出的控制装置对开关41、42实施导通控制的方式，可由电源PS的电压驱动电动机39、40。这里是以制冷剂沿箭头A所示方向循环、呈取暖运行模式为例说明的，若是要控制冷模式运行，可切换四通阀33，使制冷剂沿与箭头A所示相反的方向循环即可。因此，在逆变器11A的输出频率相应于空调负载变化而变化的同时，可根据预定的电压与频率间的关系式，即V/F特征曲线来控制电压。由于相应于空调负载对压缩机31进行效率控制运行及V/F特征曲线均是公知的，故略去了对它们的详细说明。这里的V/F特征曲线通常设定为正比关系，若采用图20的系统，则由于即使变电装置的输入电流增大，也可以大大抑制电源侧电压波形的畸变，故可以抑制因电压波形畸变所诱发的电动机异常噪音的产生。特别是对于空调装置的室内组件，因为由电压波形畸变产生的室内送风机37用电动机39的异常噪音会传播至室内，而损坏其舒适性，故通过抑制这一噪音可保持空调使用的舒适性。而且它还可以抑制室外送风机38用电动机40产生异常噪音。不仅如此，通过减少输入电流的波形畸变，还可免受外界噪音的不良影响，减小误动作的比例，从而提高其可靠性。
因此，在空调装置中使用上述的变电装置时，可获得高效率运行的效果。即由桥式连接的二极管构成的整流器9的效率，若以效率可变运行时的情况为例，平均为92-94％。而在图20所示的空调装置中，整流器9的效率可高达98-99％，即提高了6％左右，特别是在过去，低功率时效率较低，且不能充分发挥其能力，而若采用本实施例，可从低功率至高功率均实现高效率的运行。
图21所示的空调装置，是用图8所示变电装置驱动包含在制冷循环器中的压缩机31的。而且它取代了图8中的保护回路21B，设置了功能与其不同的保护回路21G。在逆变器11A的交流输出端处连接有驱动包含在前述制冷循环器中的压缩机31的电动机32。这时，因斩波器回路10在输入电流增大时，能确实减少其电压波形和电流波形的畸变，但当斩波器回路10通断动作时会流过过大的电流。实验表明，若在这种状态下对其实施保护，即若使斩波器回路10保持为断状态，可使输入逆变器11A的直流输入电压下降。这样，若斩波器回路10处于保护状态，则无论逆变器11A处于正常条件还是应急运行状态均能保持良好。这种运行状态称为倒转运行。图21所示的保护回路21G，还具有发出这种倒转运行指令的功能。如前所述，逆变器11A相应于指定的频率，其电压与频率成一定比例，即可以根据V/F特征曲线控制输出频率和输出电压。但这时，当逆变器11A输入电压下降时为使压缩机31具有相同的工作能力，就必须改变V/F特征曲线。
当检测出有流过平滑电容器CDC的突发电流时，由保护回路21G判别是斩波器回路10发生了故障，还是逆变器11A发生了故障。若经判定为斩波器回路10异常而逆变器11A正常时，则向斩波器控制回路22施加保护斩波器回路10的指令，并向逆变器控制回路24施加改变V/F特征曲线，实施支持运行的指令。而且，这里的变更后的V/F特征曲线，应具有确保其以前的二次磁束所必需的V/F比。
图22示出了表示用微计算机实施保护回路21G的功能时处理顺序的流程图。即步骤501输出常规运行指令，步骤502检测电流是否超过了保护阈值，如果是，则步骤503使斩波器回路10的晶体管TX1、TX2和逆变器11A的晶体管TY均处于断开状态。然后，步骤504使晶体管TX1、TX2动作，步骤505判断保护回路21是否动作。若保护回路21动作，则为晶体管TX1、TX2异常，晶体管TY正常，步骤506发出支持模式运行指令。这里的支持模式运行的含义是，晶体管TX1、TX2断开、逆变器11A运行(晶体管TY导通)和对寻常进行显示。在另一方面，当斩波器回路10的晶体管TX1、TX2动作而保护回路21G不动作时，步骤507使逆变器11A的晶体管TY单独动作，步骤508判断保护回路21G是否动作。若保护回路21G动作则为晶体管TY异常，向逆变器11A输出停止指令，相反，若保护回路21G不动作，则返回步骤501，输出常规运行指令。
如上所述，若采用该实施例，便可用一个保护回路21G，对斩波器回路10和逆变器11A双方实施保护，而且当斩波器回路10发生故障时，通过应急支持运行仍可获得所需的空调工作能力。
在前述的图8所示实施例中，是以使斩波器回路10的晶体管TX1、TX2和逆变器11A的晶体管TY具有相同的额定值、且具有共用保护阈值的一个保护回路21B为例进行说明。然而，若从流过这些晶体管的电流平均值的角度考虑，采用其电流容量比晶体管TY更大的晶体管作为晶体管TX1、TX2，从耐用性的角度看是更为有利的。也就是说，晶体管TX1、TX2彼此各分担负载电流的一半，而逆变器11A的晶体管TY是由三个晶体管各分担负载电流的三分之一。
因此，这些晶体管的短接电流波形，如图23所示，流过晶体管TX的电流较大，流过晶体管TY的电流较小。在本实施例中若使晶体管TX比晶体管TY的电流容量更大，则即使晶体管TY的短接电流较低，仍可设置比常规运行阈值RL高的共用保护阈值GL。若采用这种结构构成，便可以获得耐用性更好的空调装置。
另一方面，在构成图20或图21的空调装置的变电装置中，交流输入电流和平滑电容器CDC两端的直流电压如图24A中特性曲线VD所示，当开关频率保持一定时，它具有电流增大(或减小)时电压降低(或升高)的特性。对此的一种解决方案是，如图24B所示，相应于电流的减小而改变斩波器回路10的开关频率f。
图25示出了采用这种方式而使直流电压保持一定的一个实施例。该实施例是用图9所示的变电装置驱动包含在制冷循环器中的压缩机31的。在这里，斩波器控制回路22A具有下述功能，即通过电压检测器25和保护回路21C获得平滑电容器CDC两端的电压，并控制开关频率f而使该电压保持一定。在该实施例中，对开关频率f增大的处理方式是，在平滑电容器CDC和斩波器回路10之间的正、负直流电流回路上，分别连接有可响应较大电压变化率的高速二极管HD。也就是说，构成整流器9的二极管D1-D6一般为低速二极管，因而二极管D1-D6难以对晶体管TX1、TX2开关频率的上升作出响应，若采用高速二极管D1-D6构成整流器9时，就不再需要加装高速二极管HD了。
这时，可按下述方式确定斩波器回路10的开关频率的范围。
如图26A所示，用开关S表示晶体管TX1、TX2，并分别用电阻器R、电感器L和电容器C表示设置在电流侧且成星形连接的电容器C1、C2、C3，环状连接的电容器CX1、CX2、CX3及扼流线圈L1、L2、L3等等电路元件，则由斩波器回路10处观察到的等效回路，可表示为包含有开关S且在RLC串联回路中连接有直流电流E的简易等效回路。这样，当R大体为零时满足下式的振荡条件。1LC>(RZL)2…(2)]]>若定义α，β依次为α=R2L]]>β=1LC·(R2L)2]]>若将α，β代入，则开关闭合后流过的电流i可用下式表示。i=2E4LC·R2·e-at·sinβt…(3)]]>在此，若电阻R基本为零时可有下式R<2LC…(4)]]>因此，电流i的变化如图26B所示。若取R＝0，则式(3)可变换如下，i=ELC·sintLC…(5)]]>式(5)所示的电流从开始流动到返回为0时的时刻为如图26c所示的π。在到达时刻π之前必须对电容L进行充电，故有下式成立。tLC<π…(6)]]>对式(6)进行整理可得下式。f=1t>1πLC…(7)]]>可在满足式(7)的条件下，相应于L、C选定频率f，即它不应超过图26D中斜线所限范围。
比如说，若L＝0.5mH，C＝5μF，则开关频率f应在6.3KHz以上，若L＝0.2mH，C＝3μF，则开关频率f应在13KHz以上。可根据这种分析，确定图25所示斩波器控制回路22A的开关步骤f。
因此，可稳定地控制电压。
而且，也可以不使开关频率升高(或降低)，而是使各开关元件的占空比增大(或减小)。或是当难以较大地改变开关元件的频率时，也可以同时改变开关频率和占空比。
权利要求
1.一种变电装置，它具有由若干个二极管桥式连接而成的、其交流输入端子与交流电源相连接的整流器；串联连接在与前述整流器和前述交流电源相接的电源连线上的扼流线圈，其一端分别连接在前述交流电源和前述扼流线圈之间的前述电源连线上、其另一端分别连接在共接点上的星形连接的电容器，含有串联连接在前述整流器直流输出端子间的两个开关元件的、前述两开关元件的相互连接点与前述星形连线电容器的共通接点相连接、且用比前述交流电源频率高得多的频率对前述两个开关元件进行交替通、断控制的斩波器回路，连接在前述整流器直流输出端子间的平滑电容器，分别连接在位于前述交流电源和前述扼流线圈之间的前述电源连线间的环状连接的电容器。
2.如权利要求1所述的变电装置，其中前述环状连接的电容器的电容量比前述星形连接的电容器的电容量大。
3.如权利要求1所述的变电装置，它还具有由其电流额定值与前述斩波器回路开关元件的电流额定值相同的开关元件构成的、将由前述平滑电容器平滑处理过的直流电变换为交流电以供给负载的逆变器，检测前述整流器输出电流的电流检测组件，当由该电流检测组件检测出的电流值超过预先设定的基准值时，向前述斩波器回路及前述逆变器双方施加保护信号的保护回路。
4.如权利要求1所述的变电装置，它还具有由其电流额定值与前述斩波器回路开关元件的电流额定值相同的开关元件构成的、将由前述整流器输出的直流电变换为交流电以供给负载的逆变器，检测流过前述平滑电容器的电流变化部分的电流检测组件，当由该电流检测组件检测出的电流变化部分超过预先设定的基准值时，向前述斩波器回路和前述逆变器双方施加保护信号的保护回路。
5.如权利要求1所述的变电装置，它还具有检测在前述平滑电容器两端产生的直流电压的电压检测组件，当由前述电压检测组件检测出的直流电压未超过预先设定的基准值时，相对前述斩波器回路的两个开关元件修正其占空比或开关频率的保护回路。
6.如权利要求1所述的变电装置，它还具有检测前述整流器的交流输入电流或直流输出电流的电流检测组件，当由该电流检测组件检测出的电流值超过预先设定值时抑制前述斩波器回路开关动作的保护回路。
7.如权利要求1所述的变电装置，它还具有将已由前述平滑电容器平滑处理过的直流电变换为交流电以供给负载的逆变器，由前述逆变器开始动作至经过预定时间时，或是输出频率超过预定值时，能抑制前述斩波器回路开关动作的保护回路。
8.如权利要求1所述的变电装置，它还包括有将已由前述平滑电容器平滑处理过的直流电变换成交换电以供给负载的逆变器，检测流过前述负载的电流的电流检测组件，以使由该电流检测组件检测出的电流值最小化的方式，改变前述斩波器回路开关元件的占空比的保护回路。
9.如权利要求1所述的变电装置，它还包括有由其电流容量比用于前述斩波器回路的开关元件的电流容量小的开关元件构成的、将已由前述平滑电容器平滑处理过的直流电变换为交流电以供给负载的逆变器，检测前述整流器直流输出电流的电流检测组件，当由该电流检测组件检测出的电流值超过预先设定的基准值时，向前述斩波器回路及前述逆变器双方施加保护信号的保护回路。
10.如权利要求1所述的变电装置，它还具有由其电流容量比用于前述斩波器回路的开关元件的电流容量小的开关元件构成的、将已由平滑电容器平滑处理过的直流电变换为交流电以供给负载的逆变器，检测流过前述平滑电容器的电流变化部分的电流检测组件，当由该电流检测组件检测出的电流变化部分超过预先设定的基准值时，向前述斩波器回路及前述逆变器双方施加保护信号的保护回路。
11.一种空调装置，它具有由若干个二极管桥式连接而成的、其交流输入端子与交流电源相连接的整流器，分别串联连接在与前述整流器和前述交流电流相连接的电源连线上的扼流线圈，其一端分别连接在前述交流电源和前述扼流线圈之间的前述电源连线上、其另一端分别连接在共通接点上的星形连接的电容器，含有串联连接在前述整流器直流输出端子间的两个开关元件的、前述两开关元件的相互连接点与前述星形连接的电容器的共通接点相连接的、且用比前述交流电源的频率高得多的频率对前述两个开关元件进行交替通·断控制的斩波器回路，连接在前述整流器直流输出端子间的平滑电容器，分别连接在位于前述交流电源和前述扼流线圈之间的前述电源连线上的环状连接的电容器，将前述平滑电容器处理过的直流电变换成交流电并将其供给至用于驱动包含在制冷循环器中的压缩机的电动机的逆变器。
12.如权利要求11所述的空调装置，其在前述逆变器相应于空调负载变化而改变交流输出频率的同时，还根据表示频率与电压关系的预定的V/F特征曲线改变电压，当构成前述斩波器回路的两个开关元件处于异常状态时，使这些开关元件处于断开状态而使前述逆变器运行，同时根据可以保持前述压缩机驱动电动机磁束的另一个V/F特征曲线来改变频率。
13.如权利要求11所述的空调装置，其中前述斩波器回路由其电流容量比构成前述逆变器开关元件的电流容量大的开关元件构成，且对前述斩波器回路和前述逆变器设定共用的用于判断是否对前述斩波器回路和前述逆变器的各开关元件实施保护的电流基准值。
14.如权利要求11所述的空调装置，当前述整流器的输入电流减小(或增大)时，减小(或增大)构成前述斩波器回路的开关元件的开关频率和占空比中的至少一个，以使前述逆变器的输入电压大体保持一定。
15.如权利要求14所述的空调装置，其中当将由前述斩波器回路两端观察得到的串联RLC等效回路中的电感设定为L，电容设定为C时，前述斩波器回路的开关频率保持在下式所限定的范围内f>1πLC]]>
16.如权利要求11所述的空调装置，其前述整流器由低速二极管构成，且在连接前述斩波器回路和平滑电容器的各正、负连接线上，分别连接有高速二极管。
全文摘要
变电装置，它具有桥式连接的整流器，分别串联连接在该整流器输入电源连线上的扼流线圈，由连接在整流器直流端子间的两个开关元件串联连接而成的、连接在整流器直流端子间的斩波器回路，其一端连接在扼流线圈的电源侧、另一端共接且与斩波器回路的两个开关元件的彼此连接点相连接的星形连接的电容器，平滑处理整流器输出电压的平滑电容器，以及连接在位于交流电源和扼流线圈间的电源连线上的环状连接的电容器。
文档编号H02M3/155GK1135679SQ9512037
公开日1996年11月13日 申请日期1995年11月17日 优先权日1994年11月18日
发明者金沢秀俊, 簑义仁, 山梨泰 申请人:东芝株式会社