专利名称：偏置控制电路及信号处理装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及对应于输入电压调整输出电压的偏置(offset)控制电路。
背景技术：
从前，为了调整包含在运算放大器的输入出信号中的偏置量，采用了如图16所示的偏置控制电路。
在图16中，偏置控制电路200，是在运算放大器201(operationalamplifier)的输出端串联电阻R1、R2及可变电压源202，电阻R1、R2的接点连接在运算放大器201的负(-)的一侧输入端子的构成。在运算放大器201的正(+)的一侧输入端子上连接输入电压Vin+，从输出端子输出输出电压Vo。
在此，在运算放大器201的输入电压Vin上附加偏置电压而生成输出电压Vo，所以，构成了可自由变化的由可变电压发生源202输出的输出电压V2。施加在这个运算放大器201的负侧输入端子施加的输入电压V1(Vin-)，由运算放大器201的特性可知，是与正侧输入端子的输入电压Vin+同电压值。运算放大器201的输出电压信号Vo，由电阻R1及R2、输入电压Vin+和输出电压V2决定。为此，运算放大器201的输出电压Vo，通过调整可变电压发生源202的输出电压V2，调整相对于输入电压Vin的偏置量后输出。
(发明所要解决的课题)然而，在上述以前的偏置控制电路200中，使用了运算放大器201，而由于这个运算放大器201动作速度慢，却不适用于高速动作。还有，运算放大器201，通常如果没有10～100倍的使用频带区域就无法正常动作，为此，就有必要使用大能力晶体管，而为了可能高速动作这个运算放大器201，又需要使用更大的晶体管。其结果，会产生在明显增大耗电的同时，电路规模也增大的问题。
还有，上述以前的偏置控制电路200，由于是在运算放大器201中输入一个输入电压Vin+的单体结构，在输入电压信号Vin+中存在干扰成分等不理想因素的情况中，对信号电压的变形特性劣化生成而降低输出电压Vo的品质。
为了防止这样的变形特性的恶化，对偏置控制电路输入一对差动输入电压，生成与两输入电压之间的电压差成比例的差动输出电压，可以考虑用此来进行偏置调整。实际上，在进行高精度模拟信号处理的时候，为防止信号电压的变形特性的恶化，根据差动输出电压进行偏置调整是必要的。
然而，使用上述以前的偏置控制电路200，为进行偏置调整，偏置控制电路200必须要有两个，这样就出现了电路规模增大的问题。
发明内容
本发明，解决上述的以前的问题，其目的在于提供不需增加电路规模能够小型化，可能高速动作，而且还可防止信号变形特性恶化的偏置控制电路。
(为解决课题的方法)为达到上述目的，本发明将差动输入电压转换为电流值，其后，在这个差动电流值上叠加偏置调整电流，并且再通过将这个叠加了偏置调整电流的差动电流值转换为电压值，那么做为偏置控制电路，不再需要使用运算放大器就可达到高速且信号变形特性恶化不多的目的。
具体地讲，权利要求第1项所述的发明的偏置控制电路，其为从一对差动电压输入端子输入差动电压，调整这个差动输入电压所包含的偏置电压，再将这个调整后的差动电压从一对差动电压输出端子输出的偏置控制电路，以包括以下部分为特征即，具有上述一对差动电压输入端子及一对差动电流输出端子，对应于从上述一对差动电流输入端子输入的一对差动输入电压的电位差生成一对差动输出电流，再将这一对差动输出电流从上述一对差动电流输出端子输出的电压电流转换部分；具有连接在上述电压电流转换部分的一对差动电流输出端子上的一对偏置调整电流输出端子、及两个以上的偏置调整电流控制端子，且由从上述偏置调整电流控制端子输入的偏置调整电流控制信号控制的，生成一对偏置调整电流的，再将这对偏置调整电流从上述一对偏置调整电流输出端子输出的偏置调整电流生成部分；具有上述电压电流转换部分的上述一对差动电流输出端子、上述偏置调整电流生成部分的一对偏置调整电流输出端子和连接在上述一对差动电压输出端子上的一对差动端子，在构成上述一对差动端子的两个差动端子之间加上电流并将这个电流转换成对应于这个电流的电压，在上述一对差动电压输出端子上产生这个转换了的电压的电流电压转换部分。
还有，权利要求第2项所述发明，是在上述权利要求第1项所述偏置控制电路中，上述电压电流转换部分，以具有以下部分为特点，即，连接在上述一对差动电流输出端子上的一对偏压电流源、上述一对差动电流输出端子的每一个与各个第1驱动端子各自连接，各栅极共同连接在控制端子的一对第1晶体管、每一个上述一对第1晶体管的各第2驱动端子连接在第1驱动端子上，它们的各个栅极的每一个与上述一对差动电压输入端子各自相连，各个第2驱动端子被连接在标准电位供给点的第2晶体管。
再有，权利要求第3项所述的发明的偏置控制电路，其为从一对差动电压输入端子输入差动电压，调整这个差动输入电压所包含的偏置电压，再将这个调整后的差动电压从一对差动电压输出端子输出的偏置控制电路，它以包括以下部分为特征，即，具有上述一对差动电压输入端子，以及连接在上述一对差动电压输出端子上的一对差动电流输出端子的电压电流转换部分、具有一对偏置调整电流输出端子，及两个以上的偏置调整电流控制端子的偏置调整电流生成部分、和具有一对差动端子的电流电压转换部分；上述电压电流转换部分，包括，具有连接在上述一对差动电流输出端子上的一对偏压电流源、上述一对差动电流输出端子连接在第1驱动端子上，栅极连接在一对控制端子上的一对第1晶体管、上述一对第1晶体管的第2驱动端子连接在第1驱动端子上，栅极与上述一对差动电压输入端子各自相连，各个第2驱动端子被连接在标准电位供给点的第2晶体管，且它是对应从上述一对差动电压输入端子输入的一对差动输入电压的电位差生成差动输出电压，再从上述一对差动电流输出端子输出这个差动输出电流的部分；上述偏置调整电流生成部分，是上述一对偏置调整电流输出端子连接在上述电压电流转换部分的一对第2晶体管的第1驱动端子上，受到从上述偏置调整电流控制端子输入的偏置调整电流控制信号的控制，生成一对偏置调整电流，再将这对生成的偏置调整电流从上述一对偏置调整电流输出端子输出的部分；上述电流电压转换部分，上述一对差动端子连接在上述电压电流转换部分的上述一对差动电流输出端子上，使构成上述一对差动端子的两个差动端子之间流动电流，并将这个电流转换为对应于这个电流的电压，使转换了的电压发生在上述一对差动电压输出端子上。
加上，权利要求第4项所述发明，是在上述权利要求第1项所述偏置控制电路中，上述电压电流转换部分，以具有以下部分为特征，即，连接在上述一对差动电流输出端子上的一对偏压电流源、上述一对差动电流输出端子的每一个与各个第1驱动端子连接，各栅极共同连接在控制端子的一对第2晶体管、每一个上述一对第2晶体管的各第2驱动端子连接在第1驱动端子上，它们的各个栅极与控制端子共同连接，各个第2驱动端子被连接在标准电位供给点的一对第1晶体管、连接在上述一对第2晶体管的各个第2驱动端子之间的具有所定电阻值的电阻器。
还有，权利要求第5项所述发明，是在上述权利要求第1项所述偏置控制电路中，上述电压电流转换部分，以具有连接在上述一对差动电流输出端子上的一对偏压电流源、上述一对差动电流输出端子的每一个与各个第1驱动端子连接，其各栅极与上述一对差动电压输出端子连接，各个第2驱动端子被连接在标准电位供给点的一对晶体管为特征。
再有，权利要求第6项所述发明，是在上述权利要求第1项或者是第3项所述偏置控制电路中，上述电流电压转换部分，以具有连接在上述一对差动端子之间的具有所定电阻值的电阻器为特征。
加上，权利要求第7项所述发明，是在上述权利要求第1项或者是第3项所述偏置控制电路中，上述电流电压转换部分，以具有连接在上述一对差动端子上，其各个栅极与输入出电流控制端子共同连接的一对第3晶体管、上述一对第3晶体管的各第2驱动端子连接在第1驱动端子上，它们的各个栅极与控制端子共同连接，各个第2驱动端子被连接在标准电位供给点的一对第4晶体管为特征。
还有，权利要求第8项所述发明，是在上述权利要求第1项或者是第3项所述偏置控制电路中，上述电流电压转换部分，以在上述一对差动端子连接了第5晶体管，在上述第5晶体管的栅极上连接了输入出电流控制端子为特征。
再有，权利要求第9项所述发明，是在上述权利要求第1项或者是第3项所述偏置控制电路中，上述偏置调整电流生成部分，以在具有电流源、在上述电流源上连接各第2驱动端子，各个栅极上连接两个上述偏置调整电流控制端子，各个第1驱动端子上连接上述一对偏置调整电流输出端子的一对第6晶体管为特征。
加上，权利要求第10项所述发明，是在上述权利要求第1项或者是第3项所述偏置控制电路中，上述偏置调整电流生成部分，具有n(n为自然数)个子偏置调整电流生成部分；各个子偏置调整电流生成部分的每一个包含，由n位形成的存储信号中的输入任何一个不重复的1位信号的偏置调整电流控制端子、电流源、在上述电流源上连接各第2驱动端子，上述偏置调整电流控制端子与各个栅极的一极相连的同时，上述各栅极的另一极介于转换器连接，各个第1驱动端子上连接了上述一对偏置调整电流输出端子的一对第7晶体管；在上述子偏置调整电流生成部分生成的一对子偏置调整电流的每一个分别提供给上述一对偏置调整电流输出端子，为其特征。
还有，权利要求第11项所述发明的信号处理装置，是以包括以下部分为其特征，即，上述权利要求第1项或者是第3项所述偏置控制电路和由上述偏置控制电路调整了的偏置电压的差动输出电压进行所规定的处理的处理电路，且上述偏置控制电路和上述处理电路形成在一个晶片上。
再有，权利要求第12项所述发明的信号处理装置，是在上述权利要求第11项所述信号处理装置的基础上，还以包括以下部分为特征，即，将上述信号处理装置制成为DVD再现装置，上述偏置控制电路，调整包含在从DVD读出的信号中的偏置电压，再将这个调整后的信号做为差动输出电压输出，上述处理电路包括，具备滤波处理由上述偏置控制电路调整了的偏置电压的差动输出电压的滤波器的前置和将上述前置的输出信号转换成音像(声音和影像)的后置。
由以上的叙述，权利要求第1项～第12项所述发明，起到以下的作用。
也就是，本发明中，因为输出与差动输入电压信号(Vin+、Vin-)的电位差成比例的差动输出电流(I+、I-)的电压电流转换部分的差动电流输出端子、输出偏置调整电流(Iofs+、Iofs-)的偏置调整电流生成部分的偏置调整电流输出端子和输出与差动端子之间的电位差成比例的差动输出入电流(Ir)的电流电压转换部分的差动端子相互连接，所以，输出从连接在差动端子上的差动电压输出端子输出的，与差动输出入电流和偏置调整电流的叠加电流成比例的差动输出电压(Vo+、Vo-)。因此，即便是在差动输入电压(Vin+、Vin-)中包含了偏置电压(Voff+、Voff-)，因可由偏置调整电流(Iofs+、Iofs-)调整这个偏置电压，所以能够生成在差动输入电压(Vin+、Vin-)上叠加对应于偏置电压的差动输出电压(Vo+、Vo-)。
因此，向差动输出电压叠加偏置调整电压，因为是在将它们转换为差动输出电流(I+、I-)及偏置调整电流(Iofs+、Iofs-)后进行电流叠加而成的，所以可能高速进行偏置电压调整。
还有，因为不再需要以前那样的运算放大器，可使电路规模小型化，还因为进行差动信号处理，所以抗干扰强且不易生成信号变形。
图1，是表示DVD信号再现处理系统的全体构成的图。
图2，是表示同一个DVD信号再现处理系统包括的模拟前置及PRML读取沟道的内部构成的图。
图3，是表示本发明的偏置控制电路在第一实施方式中的构成的方块图。
图4，是表示图3的电压电流转换部分的一个具体例子的电路图。
图5，是表示本发明的偏置控制电路在第3实施方式中的构成例的电路图。
图6，是表示图3的电压电流转换部分中其他具体例子的电路图。
图7，是表示图3的电压电流转换部分的又一个具体例子的电路图。
图8，是表示图3的电流电压转换部分的一个具体例子的电路图。
图9，是表示图3的电流电压转换部分的其他具体例子的电路图。
图10，是表示图3的电流电压转换部分的又一个具体例子的电路图。
图11，是表示图3的偏置调整电流生成部分一个具体例子的电路图。
图12，是表示图3的偏置调整电流生成部分的又一个具体例子的电路图。
图13，是表示与图3的偏置调整电流生成部分不同的构成例子的电路图。
图14，是表示图13的偏置调整电流生成部分的一个具体例子的电路图。
图15，是表示图13的偏置调整电流生成部分的其他具体例子的电路图。
图16，是以前的偏置控制电路的电路图。
(符号说明)1～10、51c偏置控制电路；10电压电流转换部分；10A～10D电压电流转换电路；11、11A、11B、13、13A、13B偏置调整电流生成部分；12电流电压转换部分；12A～12C电流电压转换电路；13-1～13-n子偏置调整电流生成部分；14-1～14-n、15-1～15-n转换器；40DVD；50前置；51模拟前置；60后置；70系统控制器；101、102偏置调整电流输出端子；103、104偏置调整电流控制端子；105、106差动电流输出端子；107、108差动端子；109、110差动电压输入端子；111控制端子；112输入出电流控制端子；113-1～113-n存储信号输入端子；115、116差动电压输出端子；301、302、307、308、309-1～309-n、310-1、310-n偏压电流源；M1～M19、M20-1～M20-n、M21-1～M21-nP型晶体管；M22-1～M22-n、M23-1～M23-nN型晶体管；R1～R4电阻。
具体实施例方式
以下，参照图面说明本发明的偏置控制电路的第1～第10实施方式。
(第1实施方式)图1，表示本发明的包括偏置控制电路的DVD信号再现处理系统的全体构成。
在该图的DVD信号再现处理系统(信号处理装置)中，40是DVD或者是CD(以下以DVD为代表)，41是从上述DVD取出信号的拾光器，它由激光驱动器42驱动。这个激光驱动器42又被激光控制器43所控制。还有，44是旋转驱动上述DVD信号再现系统40的光盘马达，被马达驱动器45所驱动。
还有，50是前置，60是后置，70是系统控制器，这些部分安装在同一晶片上，即被同晶片化。概述地讲，上述前置50是从DVD40读出数据，在进行包括解调及纠错等数据处理的同时，向上述激光控制器43及马达驱动器45输出控制信号，进行伺服控制和激光控制。另一方面，上述后置60，将从前置50传送来的DVD40的再现信号转换为影像信号和声音信号。再有，上述系统控制器70，统括了上述前置50的一连串处理和上述后置60的一连串处理。
上述前置50，做为主要部分，具有进行除去由上述传感器41从DVD40读出信号干扰等的处理的模拟前置51和数字PRLM读出沟道52。上述模拟前置51，如后面所述的一样，具有本发明所涉及的偏置控制电路51c(参照图2)。这个模拟前置51算出伺服聚焦误差信号和跟踪误差信号，并将这些信号输出给伺服DSP53。这个伺服DSP53，为使光传感器41正确追踪DVD40上记录的数据控制马达驱动器45的同时，控制上述激光控制器43，进行激光能控制。
上述PRML读出沟道52，与上述模拟前置51一起，在利用再现信号接受其符号之间的相互干涉的特性进行再现原波形的PR(ParticalRespon se)处理同时，基于DVD40记录信号的特征从再现信号读取概率最高的数据。从上述PRAL读出沟道52抽出的数据，输出给格式器FMT。纠错器ECC54，上述抽出数据根据里德·所罗门(Lead·Solomon)法则进行纠错(Error·Correcting Code)。结束了解调、纠错的数据通过AUDIO/VISUAL接口I/F输出给后置60。以上的处理控制是在32位CPU55中进行的。
另一方面，上述后置60，具有IO处理器61、控制图素处理器62及AV译码处理器63。从上述前置50通过数据流接口64输入的AUDIO/VISU AL数据，由上述IO处理器61进行线型分析，上述控制图素处理器62进行图素处理，上述AV译码处理器63进行译码处理，通过AV接口65，输出做为声音/画像的数据。
图1中，SDRAM80是做为晶片外接而装备的，由上述前置50和后置60共用。向这个SDRAM80的存取，都经过后置60中的SDRAM接口66。在前置50存取SRDAM80的情况下，通过前置50内的UMAC56向SDRAM接口66进行存取。
上述模拟前置51及PRML读取沟道52的内部构成用图2表示。
在同图中，模拟前置51，包括模拟缓冲51a、VGA电路51b、本发明所涉及的偏置控制电路51c、5次Gm·C滤波器51d、两个DAC(DiditalAnalog Converter)51e、声音变量检出器51f、以及伺服前处理电路51g。另一方面，PRML读取沟道52，包括7位的ADC(Analog Didital Converter)52a、7抽头FIR(适应等化)滤波器52b、维托毕译码器52c、LMS52d、数码控制器52e、以及PLL52f。上述PR处理，由前置51的5次Gn·C滤波器51d和PRML读取沟道52的FIR滤波器51b进行。PRML读出沟道52，由上述ADC52a检波处理量子化了的数据进行高峰/低谷的检出，再基于这个检波结果进行RF信号的振幅控制和上述偏置控制电路51c中的偏置控制。这个偏置控制，由8位的数码控制进行。
接下来，具体说明设置在上述模拟前置51中的偏置控制电路51c。
图3，是表示本发明的偏置控制电路在第一实施方式中的构成例的方块图。
图3中，这个偏置控制电路1，包括电压电流转换部分10、与电压电流转换部分10的两输出端各自连接的偏置调整电流生成部分11、与电压电流转换部分10的两输出端各自连接的电流电压转换部分12。
电压电流转换部分10，具有一对差动电压输入端子109及110、控制端子111、一对差动电流输出端子105及106，各差动输入电压Vin+及Vin-被从一对差动电压输入端子109及110输入，又被从控制端子111输入的控制信号所控制，生成与各个差动电压Vin+及Vin-成比例的各个差动输出电流I+及I-。生成的差动输出电流I+及I-的每一个从一对差动电流输出端子105及106分别输出。
这个电压电流转换部分10的变换系数设定为Gm，差动电压Vin+及Vin-与差动输出电流I+及I-之间就有，I+＝Gm×Vin+(1)I-＝Gm×Vin-(2)的关系式成立。
偏置调整电流生成部分11，具有一对偏置调整电流输出端子101及102和偏置调整电流控制端子103及104，而且由从偏置调整电流控制端子103及104输入的控制信号所控制，生成各偏置调整电流Iofs+及Iofs-。所生成的各偏置调整电流Iofs+及Iofs-。从一对偏置调整电流输出端子101、102输出。
电流电压转换部分12，具有一对差动端子107、108和输入出电流控制端子112，并使在一对差动端子107及108之间且与其电位差成比例的电流(差动输入输出电流)Ir流动。电流电压转换部分12的差动端子107，被连接在电压电流转换部分10的差动电流输出端子105和偏置调整电流生成部分11的偏置调整电流输出端子101上，同样，电流电压转换部分12的差动端子108，也被连接在电压电流转换部分10的差动电流输出端子106和偏置调整电流生成部分11的偏置调整电流输出端子102上。这一对差动端子107及108的每一个被连接在一对输出差动电压信号Vo-、Vo+的一对差动电压输出端子115及116上。
这样构成的本实施方式的偏置控制电路1中，设定电流电压转换部分12中流动的输入出电流为Ir，由差动端子108流向差动端子107的方向为正，在差动端子107中，I+＝Ir+Iofs+(3)的关系式成立，在差动端子108中，I-＝-Ir+Iofs-(4)的关系式成立。
由上述(式3)及上述(式4)，可求得电流电压转换部分12的差动端子107及108之间流动的差动输出入电流Ir为，Ir=12×{(I+-I-)+(Iofs+-Iofs-)}---(5)]]>或者是，Ir=12×{(I++Iofs+)-(I-+Iofs-)}---(6)]]>上述差动输出入电流Ir，从上述(式1)、上述(式2)及上述(式5)可得，Ir=12×Gm(Vin+-Vin-)+12×(Iofs+-Iofs-)---(7)]]>的关系。
因此，设定差动电压输出端子116及115的输出差动输出电压(Vo-、Vo+)与电流电压转换部分12的转换系数为R，则，Vo+-Vo-＝Ir×R (8)即，Vo+-Vo-={12×Gm(Vin+-Vin-)+12×(Iofs+-Iofs-)}×R---(9)]]>接下来，考虑从差动电压输入端子109及110输入的差动输入电压信号Vin+及Vin-中包含偏置电压的情况。设定差动输入电压信号Vin+及Vin-的偏置电压各自为Voff，则从电压电流转换部分10输出的差动输出电流I+及I-分别为，I+＝Gm×(Vin++Voff) (10)I-＝Gm×(Vin--Voff) (11)因此，在偏置控制电路1中，电流电压转换部分12内流动的差动输出入电流Ir，从上述(式6)、上述(式10)及上述(式11)可得，Ir=12×{(Gm×(Vin++Voff)+Iofs+)-(Gm×(Vin-Voff)+Iofs-)}---(12)]]>由此，差动输出电压(Vo+-Vo-)为，Vo+-Vo-=12×R×Gm×(Vin+-Vin-)+12×R×{(Gm×Voff+Iofs+)-(-Gm×Voff+Iofs+)}---(13)]]>从上述(式13)可知，偏置控制电路1的差动输出电压Vo+及Vo-，差动输入电压Vin+及Vin-的偏置电流(Gm×Voff)，由偏置调整电流Iofs+及Iofs-调整。
如上所述，根据本实施方式，因为差动信号处理为根本，就不再需要从前那样的求和(加算)输入电压和偏置电压的运算放大器201。而且，若要求和输入电压和偏置电压，在将输入电压、偏置电压转换成各自的电流后，基于基尔霍夫法则的简单构成的电流求和可以实现，所以，可以非常高速地进行偏置电压的调整。
还有，使用以前的运算放大器201的偏置求和方式中，有必要将运算放大器201的频带宽度设定为此输入信号频带宽度宽1至2桁，会引起电路规模的增加、耗电的增加、处理速度上限降低等问题。而若根据本第1实施方式的做法，通过基于基尔霍夫法则的只求和电流的简单构成，在可以进一步缩小电路规模的同时，可以更高速地进行偏置的求和处理。
再有，本实施方式的偏置控制电路1，因为以差动信号处理为基本，抗干扰强，且不易生成变形。即便是使用从前的偏置控制电路200的情况，通过在偏置控制电路200中设置两个系统，可以进行差动信号处理，但是这样做各需要两倍的电路规模和电力消耗量。对此，本实施方式的偏置控制电路1，具有更小的电路规模，用差动信号进行处理偏置调整处理是可能的。
且，在本实施方式中，将包含偏置控制电路1的前置50、后置60及系统控制器70单晶片化了，但是只将包含偏置控制电路1的前置50单晶片化当然也是可以的。
还有，本实施方式中，说明了包括DVD信号再现处理系统的偏置控制电路1，但是本发明不仅限于此，同样适用于装备DVD信号再现处理系统以外的偏置控制电路。这种情况下，只要将偏置控制电路和由偏置控制电路调整偏置电压的差动输出电压进行所规定的处理的处理电路单晶片化即可。
(第2实施方式)
本实施方式，是做为电压电流转换部分10的一个具体实施例的，用电压电流转换电路10A实现偏置控制电路2的情况。
图4，表示图3的电压电流转换部分10的一个具体例的电路图。
图4中，电压电流转换部分10具有一对偏压电流源301及302、与它们各自连接的一对N型第1晶体管M3及M4和与它们各自连接的一对N型第2晶体管M1及M2。
偏压电流源301及302，各自与差动电流输出端子105及106相连，偏置电流Ib在它们中间流动。
第1晶体管M3及M4各自的每一个栅极都与控制端子111共同连接，在各个栅极上输入了控制电压Vbias。还有，第1晶体管M3及M4，各自的每一个漏极与差动电流输出端子105及106连接，从差动电流输出端子105及106输出差动电流I+及I-。
上述N型第2晶体管M1及M2，各自的每一个栅极与差动电压输入端子109及110相连，各自输入差动输入信号Vin+及Vin-。还有，上述N型第2晶体管M1及M2，各自每一个漏极与第1晶体管M3及M4的各自每一个源极相连，而各个源极则接地。
由上述构成，电压电流转换电路10中，N型第1晶体管M3及M4做为各个源跟踪电路动作，在其各个栅极上输入控制电压Vbias，再通过N型各第1晶体管M3及M4，阈值电压Vth分程度降低了的各电压各个源极输出。由此，N型的第2晶体管M1及M2的漏极一源极之间的电压Vds基本保持一定。
N型的第2晶体管M1及M2，为使它们能在非饱和区域动作而被偏置。这时，N型的两个第2晶体管M1及M2中流动的漏极电流Ids1和Ids2各自为，Ids1=β×(Vin+-Vth-Vds2)×Vds---(14)]]>Ids2=β×(Vin--Vth-Vds2)×Vds---(15)]]>(但是，β是第2晶体管M1及M2的转移电导，Vds是N型第2晶体管M1及M2的漏极-源极之间的电压)。
在此，本第2实施方式的电压电流转换电路10A中，差动输出电流(I+-I-)与Ids1-Ids2相等，这个差动输出电流流入电流电压转换部分12，因此，I+-I-＝Ids1-Ids2＝β×(Vin+-Vin-)×Vds(16)从上述(式16)可知，差动输出电流I+-I-与差动输入电压Vin+-Vin-成比例，其比例系数(转换系数)Gm变成为β×Vds。
如以上所述，本第2实施方式的电压电流转换电路10A，做为差动电压电流转换电路动作。因此，通过将这个适用于图3的电压电流转换部分10上，就可以实现本第2实施方式的偏置控制电路2。这个电压电流转换电路10A，通过N型第2晶体管M1及M2在非饱和区域动作而偏置，可以减少信号的变形，通过用这个电压电流转换电路10A构成偏置控制电路2，可进一步防止变形特性的恶化。且，即便是将电压电流转换部分10做成如图4所示的电路构成，如上述第1实施方式所说明的一样，偏置控制电路1中可能高速动作及小面积化的这一效果哪一个也不会消失。
还有，本第2实施方式的电压电流转换电路10A中，通过调整控制电压Vbias，可以调整上述(式13)中的转换系数。这时因为，上述(式13)中的输入出电压比，也就是意味着可以控制差动输入电压Vin+及Vin-的系数(1/2)×R×Gm。因此，本第2实施方式的偏置控制电路2，并不只有偏置调整功能，也可做为改变信号放大率的可变放大器的功能。
再有，本第2实施方式的电压电流转换电路10A中，还可以更精确地固定N型第2晶体管M1及M2的漏极电压。如，为了使N型的第2晶体管M1及M2的漏极电压成为一定，也可以利用运算放大器控制N型第1晶体管M3及M4的栅电压。这种情况下所使用的运算放大器，并非一定要求高精度，只要运算放大器的频带区域是信号的频带区域的10倍程度就足够了。这样，即便是为了控制N型第1晶体管M3及M4的栅极电压而设置了运算放大器的构成，如上述第1实施方式所说明的那样，在偏置控制电路1中的高速动作及小面积化的效果哪一个也不会失去。
(第3实施方式)本第3实施方式，是在第2实施方式的偏置控制电路2中进一步降低信号变形的情况。
图5，表示本发明的偏置控制电路的第3实施方式中的构成例的电路图。
图5中，偏置控制电路3，是在上述第2的实施方式的偏置控制电路2中，偏置调整电流生成部分11的偏置调整电流输出端子101、102不是和电压电流转换部分10的N型第1晶体管M3、M4连接，而是和N型第2晶体管M1及M2的漏极各自连接，由此，可以更降低上述第2实施方式的偏置控制电路2中的变形。
由上述构成，本第3的实施方式的偏置控制电路3，在差动输入电压信号Vin+及Vin-中包含着偏置电压，关于为除去这个偏置电压而动作这个偏置控制电路的情况，与上述实施方式1、2的偏置控制电路1、2进行比较说明其动作。
因为上述第1及第2实施方式的偏置控制电路1、2，即不拘以N型第2晶体管M1及M2、N型第1晶体管M3及M4为对称电路，又差动输入电压信号Vin+及Vin-之间的偏置电压重叠在一起，所以各个电路中流动着不同的偏置电流。在N型第1晶体管的M3及M4的漏极中，这样的电流非对称型，是通过叠加与来自偏置调整电流生成部分11的偏置电压(偏置成分)相抵消的偏置调整电流Iofs+及Iofs-而得到的，由于N型第2晶体管的M1及M2，N型第1晶体管M3及M4在非对称状态下动作，所以容易发生变形。
另一方面，本第3实施方式的偏置控制电路3，由于在N型第2晶体管M1及M2的漏极中的差动输出电流I+及I-上叠加了来自偏置调整电流生成部分11的偏置调整电流Iofs+及Iofs-，这时的电流非对称性被消除，N型第1晶体管M3及M4的偏置电流I+及I-做为对称差动电路动作。由此，根据本第3实施方式的偏置控制电路3，与上述第1及第2的实施方式的偏置控制电路1、2相比，可以缩小N型第1晶体管M3及M4中发生的信号的变形。
再有，本第3实施方式的偏置控制电路3，N型第2晶体管M1及M2是在非对称状态下动作的，又是在非饱和区域动作，所以即使是偏置电流值不同，源—漏极之间的电压Vds只要相同，电压电流的特性基本不变。因此，偏置控制电路3整体发生的信号的变形，与上述第1及第2实施方式相比，有可能更大地降低。
且，即便是将偏置控制电路3制成如图5所示电路构造，如上述第1实施方式说明的那样，在偏置控制电路1中高速动作及小面积化可能的效果不会消失。
(第4实施方式)本第4实施方式，是做为电压电流转换部分10的其他具体例子使用电压电流转换电路10C，由电阻比实现控制输入输出放大(gain)的偏置控制电路4的情况。
图6，是表示图3电压电流转换部分10中其他具体例子的电路图。
在图6中，电压电流转换电路10C，设置了一对偏压电流源301及302、一对N型第1晶体管M7及M8和一对N型第2晶体管M5及M6，其配置方式为偏压电流源301、N型第1晶体管M7和第2晶体管M5组成的串联电路，以及偏压电流源302、N型第1晶体管M8和第2晶体管M6组成的串联电路的两系列方式。还有，N型第1晶体管M7和第2晶体管M5的接点与N型第1晶体管M8和第2晶体管M6的接点之间配置了电阻R3。
偏压电流源301及302与差动电流输出端子105及106各自相连，使偏压电流源Ib流动。
N型第1晶体管M7及M8的各个栅极联接着各个差动电压输入端子109及110，在差动电压输入端子109及110上输入差动输入电压Vin+及Vin-。还有，N型第1晶体管M7及M8的各个漏极与差动电流输出端子105及106相连，在它们的源极之间连接着电阻R3。
N型第2晶体管M5及M6的各个栅极共同连接在控制端子111上，在控制端子111上输入控制电压Vbias。还有，N型第2晶体管M5及M6的各个漏极连接在N型第1晶体管M7及M8的源极上，其各个源极都接地。
由以上构成的本第4实施方式的电压电流转换电路10C中，N型第1晶体管M7及M8做为各源极跟踪电路动作，基于N型第1晶体管M7及M8的各个栅极上输入的差动输入电压信号Vin+及Vin-，降低了相当于阈值电压Vth部分的电压从各个源极输出施加在电阻R3的两端。由此，在电阻R3上发生(Vin+-Vin-)的电位差，由欧姆法则，产生了(Vin+-Vin-)/R3的电流。
因此，本第4实施方式的电压电流转换电路10C中的电流变换系数Gm，就变成了1/R3，差动输出电流(Vin+-Vin-)/R3通过N型第1晶体管M7及M8从差动电流输出端子105及106输出。N型第2晶体管M5及M6，做为给N型第1晶体管M7及M8提供偏置电流的电路动作。
如以上所述，本第4实施方式的电压电流转换电路10C，做为差动电压电流转换电路动作。通过将它适用于图3所示的电压电流转换部分10，可以实现偏置控制电路4。这个电压电流转换部分10，因为电流电压系数为1/R3，所以它做为偏置控制电路4动作情况下输入出电压此，也就是上述(式13)中的差动输入电压信号Vin+及Vin-的变换系数(1/2)×Gm×R，变为(1/2)×(R/R3)，即由电流电压转换部分12的电阻(转换系数)R和电压电流转换部分10的电阻R3的比来决定。因此，本实施方式4的偏置控制电路4，可由电阻比控制输入出放大。
且，即便是如图6所示那样构成电压电流转换部分10，如上述实施方式1所说明的那样，偏置控制电路1中可以得到高速动作及小面积化的效果不会失去。
还有，本第4实施方式的电压电流转换电路10C中，为使N型第1晶体管M7及M8的源极电位与N型第1晶体管M7及M8的栅极电位一致，也可以使用运算放大器进行反馈。由此，进一步降低信号的变形，用电阻值可以提高输入出放大的设定精确度。这样做为控制N型第1晶体管M7及M8的栅极电位和源极电位设置了运算放大器的构成，如上述实施方式1所说明的那样，偏置控制电路1中的高速动作及小面积化可能的效果不会失去。
(第5实施方式)本第5实施方式，是做为电压电流转换部分10的又一个具体使用电压电流转换电路10D的例子，实现可以进行极高速动作的偏置控制电路5的情况。
图7，是表示图3所示电压电流转换部分10的又一个具体例子的电路图。
在图7中，电压电流转换电路10D，设置了一对偏压电流源301及302和一对N型晶体管M9及M10，其配置方式为偏压电流源301和N型晶体管M9组成的串联电路，以及偏压电流源302和N型晶体管M10组成的串联电路的两系列方式。
偏压电流源301及302的每一个与差动电流输出端子105及106各自相连，使偏置电流Ib在各自中流动。
N型晶体管M9及M10的各个栅极连接着各个差动电压输入端子109及110，在差动电压输入端子109及110上输入差动输入电压Vin+及Vin-。还有，N型晶体管M9及M10的各个漏极与差动电流输出端子105及106相连，N型晶体管M9及M10的源极都接地。
由以上构成的本第5实施方式的电压电流转换电路10D中，对应于N型晶体管M9及M10的电压电流转换特性，将各个栅极上输入的差动输入电压(Vin+-Vin-)转换为电流，做为各差动电流(I+-I-)从差动电流输出端子105及106输出。
如以上所述，本第5实施方式的电压电流转换电路10D做为差动电压电流转换电路动作。因此，通过将它适用于图3所示的电压电流转换部分10，可以实现本第5实施方式的偏置控制电路5。这个电压电流转换电路10D，因为在差动电压输出端子109及110和差动电流输出端子105及106的各个之间只存在N型晶体管M9及M10，所以可以使其极高速地动作。因此，本第5实施方式的偏置控制电路5，可以极高速地动作。且，即便是将图3所示电压电流转换部分10制成为图7所示电路构成，如上述第1实施方式所说明的那样，偏置控制电路1中的高速动作及小面积化可能的效果不会失去。
(第6实施方式)本第6实施方式，是做为电流电压转换部分12的一个具体例子，使用电流电压转换电路12A实现偏置控制电路6的情况。
图8，是表示图3的电流电压转换部分12的一个具体例子的电路图。
在图8中，电流电压转换电路12A的差动端子107及108之间设置了电阻R4。
这样构成的本第6实施方式的电流电压转换电路12A中，电阻R4，可以使与电阻R4中流动的电流(差动输入出电流Ir)成比例的电压在两端子(差动端子)107及108之间产生。因此，通过将它适用于图3所示的电流电压转换部分12，可以实现本第6实施方式的偏置控制电路6。
且，即便是将图3(或者是图5)所示电流电压转换部分12制成为图8所示的电路构成，如上述第1实施方式(或者是第3实施方式)所说明的那样，偏置控制电路1、3中的高速动作及小面积化可能的效果不会失去。
(第7实施方式)本第7实施方式，是做为电流电压转换部分12的其他具体例子，使用电流电压转换电路12B实现偏置控制电路7的情况。
图9，是表示图3的电流电压转换部分12的其他具体例子的电路图。
在图9中，电流电压转换电路12B中，设置了一对差动端子107及108、一对N型第1晶体管M13及M14、一对N型第2晶体管M11及M12。
差动端子107、N型第1晶体管M13及N型第2晶体管M11和差动端子108、N型第1晶体管M14及N型第2晶体管M12各自为串联连接。还有，N型第1晶体管M13及M14的各个栅极共同连接于输入电流控制端子112，在输入电流控制端子112上输入控制电压Vbias2。还有，N型第2晶体管M11及M12的各个栅极，与差动端子107及108相连，与差动输入出电流Ir成比例的电压施加在差动端子107及108上。
这样构成的第7实施方式的电流电压转换电路12B中，N型第1晶体管M13及M14和N型第2晶体管M11及M12的动作，与图5所示的电压电流转换部分10B的第1晶体管M3及M4和第2晶体管M1及M2同样。也就是基于N型第1晶体管M13及M14做为各个源极跟踪电路动作，N型第1晶体管M13及M14的栅极输入控制电压Vbias2，降低了阈值电压程度的电压从各个源极输出。由此，N型第2晶体管M11及M12的漏极—源极之间的电压Vds基本保持一定。
N型第2晶体管M11及M12被偏置为的各自的非饱和区域动作，与施加在各个栅极上的电压成比例的电流从差动端子107及108输入出。
因此，本第7实施方式的电流电压转换部分12，进行使与施加在差动端子107及108之间的电压成比例的差动输入出电流Ir由差动端子107及108输入出那样的动作，换句话说，其进行使与差动端子107及108输入出的差动输入出电流成比例的电压发生在差动端子107及108之间的动作。
如以上所述，本第7实施方式的电流电压转换电路12B做为差动电流电压转换电路动作。因此，通过将它适用于图3(或者是图5)所示电流电压转换部分12，可以实现偏置控制电路7。本第7实施方式的电流电压转换电路12B，通过调整控制电压Vbias2，可以调整上述(式13)中的电流电压转换系数R。因此，本第7实施方式的偏置控制电路7，不只有偏置调整功能，也能做到改变信号的放大率的可变放大器的功能。且，即便是将图3(或者是图5)所示的电流电压转换部分12做成如图9所示的电路构成，如上述第1实施方式(或者是上述第3实施方式)所说明的那样，在偏置控制电路1、3中不会失去可能高速动作及小面积化的效果的任何一个。
(第8实施方式)本第8实施方式，是做为电流电压转换部分12的另外具体例子，使用电流电压转换电路12C实现偏置控制电路8的情况。
图10，是表示图3的电流电压转换部分12的另外具体例子的电路图。
在图10中，做为电流电压转换电路12C，在差动端子107及108之间设置了P型晶体管M15。这个P型晶体管M15的栅极，连接在输入出电流控制端子112上，向输入出电流控制端子112输入控制电压Vbias2。
这样构成的第8实施方式的电流电压转换电路12C中，P型晶体管M15，对应在其栅极上施加的控制电压Vbias2动作控制可能的可变电阻的电阻值。
如以上所述，本第8实施方式的电流电压转换电路12C做为差动电流电压转换电路动作。因此，通过将它适用于图3(或者是图5)所示的电流电压转换部分12，可以实现偏置控制电路8。本第8实施方式的电流电压转换电路12C，通过调整控制电压Vbias2，可以调整上述(式13)中的电流电压转换系数R。因此，本第8实施方式的偏置控制电路8，不只有偏置调整功能，也能做到改变信号的放大率的可变放大器的功能。且，即便是将图3(或者是图5)所示的电流电压转换部分12做成如图10所示的电路构成，如上述第1实施方式(或者是上述第3实施方式)所说明的那样，在偏置控制电路1、3中不会失去可能高速动作及小面积化的效果的任何一个。
(第9实施方式)本第9实施方式，是做为偏置调整电流生成部分11的一个具体例子，使用偏置控制电路11A实现偏置控制电路9的情况。
图11，是表示图3的偏置调整电流生成部分11的一个具体例子的电路图。
在图11中，偏置调整电流生成部分11，具有偏压电流源307、一对P型晶体管M16及M17和一对偏置调整电流输出端子101及102。
偏压电流源307，与P型晶体管M16及M17的各源极连接，偏置电流Iofs分为两股电流流动。
上述P型晶体管M16及M17的各个栅极，每一个都与偏置调整电流控制端子103及104连接，向偏置调整电流控制端子103及104输入偏置调整电流控制电压Vofs+及Vofs-。还有，P型晶体管M16及M17的各个漏极与偏置调整电流输出端子101及102各自连接，向各自输入偏置调整电流Iofs+及Iofs-。
这样构成的第9实施方式的偏置调整电流生成电路11A中，偏置调整电流Iofs+及Iofs-，由偏置调整电流控制电压Vofs+及Vofs-调整各个电流量。
由此，通过将偏置调整电流生成电路11A适用于图3(或者是图5)所示偏置调整电流生成部分11，可以实现本第9实施方式的偏置控制电路9。
且，即便是将图3(或者是图5)所示的偏置调整电流生成部分11做成如图11所示的电路构成，如上述第1实施方式(或者是上述第3实施方式)所说明的那样，在偏置控制电路1、3中不会失去可能高速动作及小面积化的效果的任何一个。
还有，本第9实施方式的偏置调整电流生成电路11A中，使用了偏压电流源307、与P型晶体管M16及M17相反极性的偏压电流源308及P型晶体管M18及M19，构成如图12所示那样的偏置调整电流生成电路11B也是可能的。就是这种情况，如前所述的那样，即便是将图3(或者是图5)所示的偏置调整电流生成部分11做成如图12所示的电路构成，如上述第1实施方式(或者是上述第3实施方式)所说明的那样，在偏置控制电路1、3中不会失去可能高速动作及小面积化的效果的任何一个。
(第10实施方式)本第10实施方式，是利用与偏置调整电流生成部分11不同的，可能进行数码控制的偏置调整电流生成部分13实现偏置控制电路10的情况。
图13，是表示与图3的偏置调整电流生成部分11不同的构成例子的电路图。
在图13中，偏置调整电流生成部分13，取代图3(或者是图5)所示的偏置调整电流生成部分11的偏置调整电流控制端子103及104，而换成各自输入从n位(n位自然数)缓冲信号到1位缓冲信号的输入端子(偏置调整电流控制端子)113-1～113-n。由从这些输入端子113-1～113-n输入的n位缓冲信号的状态，可以高精度控制偏置调整电流Iofs+及Iofs-。
图14，是表示图13的偏置调整电流生成部分13的一个具体例子的电路图。
图14中，偏置调整电流生成部分13A，具有n个子偏置调整电流生成部分113-1～113-n。子偏置调整电流生成部分113-1～113-n的每一个，具有转换器14-1～14-n、偏压电流源309-1～309-n和一对P型晶体管M20-1～M20-n及M21-1～M21-n。
偏压电流源309-1和P型晶体管M20-1及M21-1的源极各自连接，P型晶体管M20-1及M21-1的各源极分两股流动偏置电流。同样，n位自然数，偏压电流源309-n和P型晶体管M20-n及M21-n的源极各自连接，P型晶体管M20-n及M21-n的各源极分两股流动偏置电流。偏压电流源309-1～309-n，重叠着各自的电流量，它们为Iofs’、2Iofs’、3Iofs’、…、nIofs’。
上述P型晶体管M20-1及M21-1的各个栅极，与输入端子113-1～113-n各自连接，向输入端子113-1～113-n各自输入1位的缓冲信号。还有，输入端子113-1～113-n各自介于转换器14-1～14-n与P型晶体管M21-1～M21-n连接，输入反转了输给P型晶体管M20-1～M20-n的各个栅极的1位缓冲信号(偏置调整电流控制信号)。
还有，P型晶体管M20-1～M20-n的各个漏极与偏置调整电流输出端子101连接，子偏置调整电流Iofs(1)+～1ofs(n)+一起流动。还有，P型晶体管M21-1～M21-n的各个漏极，与偏置调整电流输出端子102连接，子偏置调整电流Iofs(1)-～Iofs(n)-一起流动。由此，偏置调整电流Iofs+就成为Iofs(1)+、Iofs(2)+、Iofs(3)+、…、Iofs(n)+的和。偏置调整电流Iofs-就成为Iofs(1)-、Iofs(2)-、Iofs(3)-、…、Iofs(n)-的和。
这样构成的本第10实施方式的偏置调整电流生成电路13A中，为控制偏置调整电流的控制信号…存储信号输入给输入端子113-1～113-n。例如，当输入输入端子113-1的存储信号为高电平的情况，在子偏置调整电流生成部分13-1中，P型晶体管M20-1的栅极上就施加了高电平信号。还有，因为输入端子113-1的存储信号在转换器14-1中被转换为低电平，所以在P型晶体管M20-1的栅极上施加了低电平。又因为P型晶体管M20-1及M21-1都是在栅极上施加低电平信号时变为接通状态，所以P型晶体管M20-1就成为切断状态而Iofs(1)+不流，P型晶体管M21-1则成为接通状态Iofs(1)-流出。
另一方面，在输入到输入端子113-1的存储信号变为低电平的情况下，P型晶体管M20-1的栅极上施加了低电平信号。还有，输入端子113-1的存储信号在转换器14-1中被转换为高电平，所以，在P型晶体管M21-1的栅极上施加了高电平信号。因此，P型晶体管M20-1就成为接通状态Iofs(1)+流出，P型晶体管M21-1则成为切断状态则Iofs(1)-不流。
这样，根据输入端子113-1输入的存储信号的状态，在子偏置调整电流生成部分13-1中Iofs(1)+及Iofs(1)-的一方流动。Iofs(1)+及Iofs(1)-流动时的电流值，等于偏置电流值Iofs’。
同样，由从输入端子113-2～113-n输入的存储信号的状态，P型晶体管M20-2～M20-n被控制为接通/切断，设定了Iofs(2)+、Iofs(3)+、…、Iofs(n)+，P型晶体管M21-2～M21-n被控制为接通/切断，设定了Iofs(2)-、Iofs(3)-、…、Iofs(n)-。
这时，电流组就变成{Iofs(1)+、Iofs(1)-}、{Iofs(2)+、Iofs(2)-}、…、{Iofs(n)+、Iofs(n)-}中的一方流动，而另一方不流动。
存储信号是从n位形成的，从存储信号全是低电平(LL…L)的情况到全是高电平(HH…H)的情况，有n个存储信号。
在存储信号全是低电平的情况下，P型晶体管M20-1～M20-n全部成为接通状态而Iofs(1)+流动，偏置调整电流Iofs+的电流量变为最大。这时，P型晶体管M21-1～M21-n则成为切断状态而偏置调整电流Iofs-不流。
还有，在存储信号全是高电平的情况下，P型晶体管M21-1～M21-n全部成为接通状态而偏置调整电流Iofs(1)-流动，偏置调整电流Iofs-的电流量变为最大。这时，P型晶体管M20-1～M20-n全部成为切断状态而Iofs+不流。
还有，在存储信号不全是高电平和低电平的情况下，n位存储信号中，只对应于低电平的存储信号个数P型晶体管M20-1～M20-n成为接通状态，对应于此Iofs(1)+、Iofs(2)+、…、Iofs(n)+流出，其合计值成为偏置调整电流Iofs+的电流值。还有，当n位存储信号中，只对应于高电平的存储信号个数P型晶体管M21-1～M21-n成为接通状态，对应于此Iofs(1)-、Iofs(2)-、…、Iofs(n)-流出，其合计值成为偏置调整电流Iofs-的电流值。
如以上所述那样，本第10实施方式的偏置调整电流生成电路13A，做为输出差动电流的D/A转换器动作，偏置调整电流Iofs+及Iofs-，由n位的存储信号可以调整到Iofs(1)+/n或者Iofs(2)+/n刻度的精度。还有，根据本第10实施方式，偏置调整电流生成部分13做为n位的DA转换器而构成，又可用数码电路控制偏置调整量，所以，可以更容易地实现多种多样的偏置调整。
还有，图14所表示的偏置调整电流生成电路13A中，通过增大存储信号的位数n，可以提高电流调整的精度。且，即便是将图13的偏置调整电流生成部分13做成图14所示的电路构成，如上述第1实施方式(或者是上述第3实施方式)所说明的那样，在偏置控制电路1、3中不会失去可能高速动作及小面积化的效果的任何一个。
且，本第10实施方式的偏置调整电流生成电路13A中，使用偏压电流源309-1～309-n、与P型晶体管M20-1～M20-n及M21-1～M21-n反向极性的偏压电流源310-1～310-n、P型晶体管M22-1～M22-n及M23-1～M23-n，设置改变了转换器14-1～14-n的连接方向的转换器15-1～M15-n，构成如图15所示那样的偏置调整电流生成电路13B也就成为了可能。即便是将图13的偏置调整电流生成部分13做成如图15所示那样的电路构成，如上述第1实施方式(或者是上述第3实施方式)所说明的那样，偏置控制电路1、3中不会失去可能高速动作及小面积化的效果的任何一个。
(发明效果)如上所述的那样，根据权利要求1～12的发明，通过输出与差动输入电压(Vin+、Vin-)的电位差成比例的差动输出电流(I+、I-)的电压电流转换部分的差动电流输出端子、输出偏置调整电流(Iofs+、Iofs-)的偏置调整电流生成部分的偏置调整电流输出端子和输入出与差动端子之间电位差成比例的差动输入出电流(Ir)的电流电压转换部分的差动端子相互连接，即便是在差动输入电压信号(Vin+、Vin-)中包含偏置电压(Voff+、Voff-)，由偏置调整电流(Iofs+、Iofs-)调整这个偏置电压，可以生成在差动输入出电压(Vin+、Vin-)上加上对应偏置电压的偏置调整信号的差动输出电压信号(Vo+、Vo-)。
这种情况的向差动输入电压叠加偏置调整信号的计算，因为是将差动输入电压转换为差动输出电流(I+、I-)后叠加计算偏置调整电流(Iofs+、Ipfs-)，所以可做到高速进行偏置调整电压。还有，因为不再需要象以前那样的偏置调整电路，所以能够实现电路规模小型化。还有，通过进行差动信号处理，可进行强抗干扰和不易生成信号变形的高精度信号处理。
还有，通过用n位的DA转换器构成偏置调整电流生成部分，就可以通过数码控制设定偏置调整量的控制，所以可以提高偏置调整的精度。
权利要求
1.一种偏置控制电路，它为从一对差动电压输入端子输入差动电压，调整这个差动输入电压所包含的偏置电压，再将这个调整后的差动电压从一对差动电压输出端子输出的电路，其特征为包括具有上述一对差动电压输入端子及一对差动电流输出端子，生成对应于从上述一对差动电压输入端子输入的一对差动输入电压的电位差一对差动输出电流，再将这对差动输出电流从上述一对差动电流输出端子输出的电压电流转换部分；具有连接在上述电压电流转换部分的一对差动电流输出端子上的一对偏置调整电流输出端子、及两个以上的偏置调整电流控制端子，由从上述偏置调整电流控制端子输入的偏置调整电流控制信号所控制，生成一对偏置调整电流，再将这对偏置调整电流从上述一对偏置调整电流输出端子输出的偏置调整电流生成部分；具有上述电压电流转换部分的上述一对差动电流输出端子、上述偏置调整电流生成部分的一对偏置调整电流输出端子和连接在上述一对差动电压输出端子上的一对差动端子，让电流在构成上述一对差动端子的两个差动端子之间流，并将这个电流转变成对应于这个电流的电压，在上述一对差动电压输出端子上产生这个被转换成电压的电流电压转变部分。
2.根据权利要求第1项所述的偏置控制电路，其特征为上述电压电流转换部分，具有一对偏压电流源，连接在上述一对差动电流输出端子上；一对第1晶体管，上述一对差动电流输出端子的每一个分别与各个第1驱动端子连接，各栅极共同连接在控制端子上；一对第2晶体管，上述一对第1晶体管的各个第2驱动端子，分别连接在各个第1驱动端子上，它们的各个栅极与上述一对差动电压输入端子各自相连，各个第2驱动端子分别被连接在每一个标准电位供给点上。
3.一种偏置控制电路，它是从一对差动电压输入端子输入差动电压，调整这个差动输入电压所包含的偏置电压，再将这个调整后的差动电压从一对差动电压输出端子输出的电路，其特征为包括具有上述一对差动电压输入端子，以及连接在上述一对差动电压输出端子上的一对差动电流输出端子的电压电流转换部分，具有一对偏置调整电流输出端子，及两个以上的偏置调整电流控制端子的偏置调整电流生成部分，具有一对差动端子的电流电压转变部分；上述电压电流转换部分，包含连接在上述一对差动电流输出端子上的一对偏压电流源，上述一对差动电流输出端子连接在第1驱动端子上，栅极连接在一对控制端子上的一对第1晶体管，上述一对第1晶体管的第2驱动端子连接在第1驱动端子上，栅极与上述一对差动电压输入端子各自相连，各个第2驱动端子被连接在标准电位供给点的第2晶体管，且上述电压电流转换部分是对应从上述一对差动电压输入端子输入的一对差动输入电压的电位差生成差动输出电压，再从上述一对差动电流输出端子输出这个差动输出电流的部分；上述偏置调整电流生成部分是这样的，上述一对偏置调整电流输出端子连接在上述电压电流转换部分的一对第2晶体管的第1驱动端子上，受到从上述偏置调整电流控制端子输入的偏置调整电流控制信号的控制，生成一对偏置调整电流，再将这对偏置调整电流从上述一对偏置调整电流输出端子输出；上述电流电压转变部分是这样的，上述一对差动端子连接在上述电压电流转换部分的上述一对差动电流输出端子上，让电流在构成上述一对差动端子的两个差动端子之间流动，并将这个电流转变为对应于这个电流的电压，在上述一对差动电压输出端子产生转换成的电压。
4.根据权利要求第1项所述的偏置控制电路，其特征为上述电压电流转换部分，具有一对偏压电流源，各自连接在上述一对差动电流输出端子的每一个上，一对第2晶体管，上述一对差动电流输出端子的每一个各自被连接在第1驱动端子上，各栅极共同连接在控制端子上，一对第1晶体管，上述一对第2晶体管的各个第2驱动端子各自被连接在第1驱动端子上，它们的各个栅极与控制端子共同连接，各个第2驱动端子被各自连接在标准电位供给点上，电阻器，连接在上述一对第2晶体管的各个第2驱动端子之间，且具有所定的电阻值。
5.根据权利要求第1项所述的偏置控制电路，其特征为上述电压电流转换部分，具有一对偏压电流源，各自连接在上述一对差动电流输出端子的每一个上，一对晶体管，上述一对差动电流输出端子的每一个与各个第1驱动端子连接，其各栅极各自与上述一对差动电压输出端子分别连接，各个第2驱动端子被各自连接在标准电位供给点上。
6.根据权利要求第1项或者是第3项所述的偏置控制电路，其特征为上述电流电压转换部分，是被连接在上述一对差动端子之间的，具有所定电阻值的电阻器。
7.根据权利要求第1项或者是第3项所述的偏置控制电路，其特征为上述电流电压转换部分，具有一对第3晶体管，上述一对差动端子的每一个连接在各个第1驱动端子上，而各个栅极与输入出电流控制端子共同连接，一对第4晶体管，上述一对第3晶体管的各个第2驱动端子的每一个连接在第1驱动端子上，它们的各个栅极与控制端子共同连接，各个第2驱动端子被连接在标准电位供给点上。
8.根据权利要求第1项或者是第3项所述的偏置控制电路，其特征为上述电流电压转换部分，是连接在上述一对差动端子之间的第5晶体管，并在上述第5晶体管的栅极上连接了输出入电流控制端子。
9.根据权利要求第1项或者是第3项所述的偏置控制电路，其特征为上述偏置调整电流生成部分，具有电流源；一对第6晶体管，在上述电流源上分别连接了各个第2驱动端子，各个栅极上分别连接两个上述偏置调整电流控制端子，各个第1驱动端子上各自连接上述一对偏置调整电流输出端子。
10.根据权利要求第1项或者是第3项所述的偏置控制电路，其特征为上述偏置调整电流生成部分，具有n(n为自然数)个子偏置调整电流生成部分；而每一个子偏置调整电流生成部分又具有输入了由n位形成的存储信号中不重复的任何一个1位信号的偏置调整电流控制端子，电流源，一对第7晶体管，在上述电流源上各自连接各个第2驱动端子，上述偏置调整电流控制端子与各个栅极的一极相连的同时，介于转换器与上述各栅极的另一极连接，各个第1驱动端子上连接了上述一对偏置调整电流输出端子，且在上述子偏置调整电流生成部分生成的一对子偏置调整电流，分别被供到上述一对偏置调整电流输出端子的每一个端子中。
11.一种信号处理装置，其特征为包括权利要求第1项或者是第3项所述的偏置控制电路；由上述偏置控制电路调整了的偏置电压的差动输出电压进行所规定处理的处理电路；并且，上述偏置控制电路和上述处理电路形成在一个芯片上。
12.根据权利要求第11项所述的信号处理装置，其特征为上述信号处理装置构成为DVD再现装置；上述偏置控制电路，调整包含在从DVD读出的信号中的偏置电压，再将这个调整后的信号做为差动输出电压输出；上述处理电路，具有包含对由上述偏置控制电路调整了的偏置电压的差动输出电压进行滤波处理的滤波器的前置；将上述前置的输出信号转变成图像信号和声音信号的后置。
全文摘要
一种偏置控制电路及信号处理装置，涉及对应于输入电压调整输出电压的偏置控制电路，提供可能高速操作、防止由于变形特性的恶化而引起的信号质量下降、可以进行较好精确度的偏置调整的偏置控制电路。具体的是，电压电流转换部分生成与差动输入电压信号的电位差成比例的差动输出电流，偏置调整电流生成部分生成偏置调整电流(Iofs
文档编号H03F3/45GK1469544SQ0314872
公开日2004年1月21日 申请日期2003年6月24日 优先权日2002年6月25日
发明者藤山博邦, 森江隆史, 史 申请人:松下电器产业株式会社