谐振器的制作方法

专利名称：谐振器的制作方法
技术领域：
本发明涉及装在无线电通讯设备上的谐振器，其包括介电基底和形成在该介电基底上的预定长度的导线。
背景技术：
在利用高频进行无线电通讯的领域里，通过从许多信号中取出特定频率的信号将需要的和不需要的信号分类。完成这种功能的电路通常叫做滤波器，并装在许多无线电通讯设备中。构成滤波器并具有导线结构的谐振器需要有谐振频率的四分之一或二分之一的导线长度。在这样的谐振器中，作为设计参数的中心频率和带宽通常是固定的。当在使用这些谐振器的无线电通讯设备中使用多个频带时，有这样一种方法，该方法可提供多个分别具有不同中心频率和不同带宽的谐振器并且通过切换开关等来选择要使用的谐振器。
除了使用多个谐振器外，一种也可考虑的方法是将一可变电容元件与具有导线结构的一电感元件结合以获得想要的谐振频率。作为该方法的例子，图1示出了日本公开专利申请6-61092(以后称为文献1)的第四段和图2描述的内容。具有形成在地基板270上的绝缘体上的输入端272的输入带状线273连接到形成在机械移位装置275的移位面276上的可移动电极277。机械移位装置275被用于固定其的结构体278支撑。面对可移动电极277的基板270的一部分相对其他部分突出出来，电极279形成在突出的基板270表面，从而可移动电极277和电极279构成可变电容元件。可移动电极277连接到作为感抗的带状线281，带状线281形成在基板270上的绝缘体280上，其末端接地。通过改变可移动电极277的位置改变间隙d，从而使形成在可移动电极277和电极279之间的可变电容元件的容抗改变，其结果是改变谐振频率。
除了上述方法，在日本公开专利申请7-321509(以后称为文献2)的第十八段也描述了一个例子。其也提出一种方法，其中电容设置在谐振器外，而不使用机械移位装置，通过选择与设置在外面的电容连接来改变谐振频率。
为了降低具有导线结构的谐振器的谐振频率，必须延长导线长度。为了使谐振频率减半，需要使导线长度加倍。因此，产生谐振器变大的问题。例如，当谐振频率从4GHz改变到2GHz时，对四分之一波长谐振器的情况，导线长度需要从18.75mm加倍到37.5mm。这个例子的情况是不考虑介电基底的波长减小效应，但即使是考虑该效应，也不会改变导线长度需要加倍以使谐振频率减半这个条件。
常规的可改变谐振频率的可变谐振器，还具有大规模生产率较差的缺点，因为容抗成分的改变是通过使用机械移位装置，及谐振频率的再现性较低的缺点，因为机械移位装置容易受周围环境的影响。
对于电容设置在具有导线结构的谐振器外面并选择性连接的方法，宽0.5mm而长1.0mm的所谓的小的片形电容1005被用作电容。在这种方法中，除了电容元件本身的尺寸，还需要传导信号的配线，结果是，谐振器变大。此外，谐振器具有一个共同的缺点，即由于在安装片形电容时的偏差其谐振频率改变，由此谐振频率的再现性较差。

发明内容
由于上述情况，提出本发明，本发明的一目的是提供一种谐振器，其可组成具有小尺寸、高的大规模生产率、低损耗和高频率再现性的可变滤波器。
本发明提供一种谐振器包括形成有电介质或半导体的基板；形成在基板上的输入/输出线，信号从输入/输出线的一侧的终端输入并从输入/输出线的另一侧的终端输出；耦合到输入/输出线上并具有预定长度的谐振线；设置为在与基板垂直的方向上以一间隔面对谐振线的对电极(counter electrode)；及接地的支撑对电极的导电部分，在谐振线和对电极之间形成容抗。此外，构成额外的容抗的在谐振线和对电极之间的重叠表面区域，如果需要的话被作成为较大，而且对在谐振线上产生的驻波的电压幅度较大的部分提供对电极。


图1示出常规可变谐振器的例子；
图2示出使用微带线的本发明谐振器；图3示出本发明谐振器的等效电路；图4示出电极间隔与谐振频率之间关系的图示；图5A示出具有固定线宽的微带线的电流分布的图示；图5B示出没有统一线宽的微带线的电流分布的图示；图6示出根据本发明的使用趋肤效应的谐振器；图7A示出介电基底和谐振线构成谐振器的侧视图；图7B示出在谐振线线长为λ/4并在谐振线尖端被接地和短路的情况下，在谐振线中产生的电压驻波的图示；图7C示出在谐振线线长为λ/2并在谐振线尖端被接地和短路的情况下，在谐振线中产生的电压驻波的图示；图7D示出在谐振线线长为λ/4并在谐振线尖端开放的情况下，在谐振线中产生的电压驻波的图示；图7E示出在谐振线线长为λ/2并在谐振线尖端开放的情况下，在谐振线中产生的电压驻波的图示；图8示出考虑了趋肤效应和驻波效应时的一端接地的四分之一波长线谐振器的实施例；图9示出由在图8中说明的本发明谐振器形成的可变谐振器的实施例；图10A示出开关的实施例的顶视图；图10B示出在打开状态下的沿图10A中B-B’线切开而获得的切断面的前视图；图10C示出在打开状态下的的图10A中的开关的侧视图；图10D示出在闭合状态下的沿图10A中B-B’线切开而获得的切断面的前视图；图10E示出在闭合状态下的的图10A中的开关的侧视图；图11示出本发明可变谐振器的更明确的实施例；图12A示出图11所示的谐振器的反射系数的图示；图12B示出图11所示的谐振器的传递系数的图示；图13示出图11所示的谐振器的打开开关的个数与谐振频率之间的关系的图示；图14示出一实施例，其中改变了对电极的区域和加宽的部分；
图15A示出一实施例，其中改变了对电极和谐振线之间的间隔；图15B示出沿图15A中A-A’线的截面从右方(从对电极13b到对电极13a的方向)看到的剖视图；图16示出通过磁耦合完成输入/输出信号的谐振器的实施例；图17示出通过电场耦合完成输入/输出信号的谐振器的实施例；图18示出由图11所述的谐振器形成巴特沃思滤波器的例子；图19示出图18所示的滤波器的传输特性的图示；图20示出由常规谐振器形成巴特沃思滤波器的例子；图21示出图18和图20所示的巴特沃思滤波器的最大插入损失的对比的图示；图22示出具有中空结构的本发明谐振线的例子；图23示出制造中空电极的方法的示意性流程图；图24在对电极间形成屏蔽导体板的例子；图25示出一实施例，其中通过使用共面波导形成本发明谐振器；图26示出一实施例，其中在对电极和谐振线之间具有介电材料；图27A示出一结构实施例，其中在支撑部分上具有电极连接部分；及图27B示出一结构实施例，其结构为配线部分设置在支撑部分外。
具体实施例方式
以下，参考附图描述本发明的优选实施例。
第一种实施例实施例1图2示出使用微带线的本发明谐振器。输入/输出线3形成在介电基底2的表面上，地平面1形成在基板2的相反侧。从输入/输出线3的一端输入高频信号。长度为谐振频率f的波长λ的四分之一的谐振线4，连接到输入/输出线3的靠近中心的部分，并在与输入/输出线3垂直的方向形成在介电基底2上。谐振线4的末端电连接到接地的地平面1。设置对电极6，其在与谐振线4垂直的方向上以距离d的空气间隙100面对谐振线4的部分区域。对电极6被导体柱5支撑，导体柱5通过一未示出的通孔(电连接基板两侧的导体的导体)连接到地平面1。
通常，在四分之一波长谐振器中，如果谐振线4的长度设定为L，谐振频率f可以下式表达f=cϵre4L---(1)]]>其中，c是光在真空中的速度，而表示有效的相对介电常数的εre主要由介电基底2的介电常数、介电基底2的基板厚度，及谐振线4的线宽确定。
在谐振频率为f时，在从输入/输出线3与谐振线4相交叉并作为谐振线4的起始点的点X处到谐振线4末端的方向上看到的阻抗Z，几乎是无限大的。结果是，当从起始点X处观察时，谐振线4实际上对谐振频率为f的信号来说是不存在的。就是说，仅有作为高频信号输入到输入/输出线3的一端的谐振频率为f的频率信号被传输到输入/输出线3的另一端。在本实施例中，由谐振线4的部分区域和面对该区域的对电极6形成容抗Ca，而容抗Ca(由谐振线4和对电极6形成)被并联地加上感抗成分XL及容抗成分C，其由谐振线4的形状决定。图3示出本实施例的等效电路。即，形成在对电极6和谐振线4部分区域之间的容抗Ca与感抗XL和容抗成分C构成的并联谐振电路并联连接，容抗C由电介质的介电常数和谐振线4的长度L决定。结果是，增加的容抗Ca(以后简称为电容Ca)使此谐振频率f下降，如公式2所示f=12πXL(C+Ca)---(2)]]>和正常电容的情况一样，电容Ca的值由电极的相面对的面积、电极间的间隔及设置在电极间的电介质的介电常数决定。假定图2所示的形成本实施例的谐振器的电容Ca的电极相面对的面积固定为一特定值，可研究最优的电极间隔。图4示出其结果。图4中的水平轴代表在谐振线4和对电极6之间的间隔d(μm)。竖直轴代表在以电极间隔d提供对电极6的情况和不提供对电极6的情况之间的谐振频率的差异(变化量)，该差异使用被电极间隔d为13μm时的值归一化后的数值表示。在谐振线4和对电极6之间的电介质是空气。在电极间隔d＝13μm附近，变化量的倾斜很小。即，谐振频率不改变。在电极间隔d＝10μm时，其谐振频率是该谐振频率的97％而在电极间隔d＝9μm是为95％。变化量逐渐增大，并在电极间隔d＝1μm时变为52％。从这个结果可以看出，在电极间隔d＝10μm时可获得静电耦合效应，可使用对电极6控制谐振频率。
在将电容Ca附在谐振线的情形中，较大的电容值可对谐振频率有相应的增大的影响，由此能够减小谐振器的尺寸。一个可考虑的增大电容Ca的方法是通过增加谐振线的宽度及增大对电极的面积形成较大的电容Ca。作为增加谐振线宽度的方法，可以想到一种简单的增加线的宽度的方法，其中矩形辅助件在谐振线的两侧边缘被加入并突出，而凹下的部分形成在谐振线的侧边，以使突出的部分作为电极而形成。当使用后一方法时，谐振线在纵向方向上的几何长度可以平行地缩短。这利用了当在谐振线中传输的电信号的频率增大时，电流流经部分会集中于谐振线的外侧边缘部分的效应。
该效应被称为趋肤效应，下面将简要地解释该效应。当电信号在导体中传播时，信号在导线的宽度方向上的穿透深度，叫作透入深度，其可由公式3表达 其中f为频率，σ是谐振线4的导电率，而μ是谐振线4的磁导率。
图5A和图5B示出在使用银作为线的导体的情形中微带线的电流密度分布。在图5A和图5B中，未示出通过其输入和输出信号的输入/输出线以及谐振线的末端部分。图示仅示出部分谐振线。图5A示出有相同线宽的情形，从图中可看出电流集中在线的边缘部分。图5B示出线宽不相同的情形，即，矩形辅助件41a(以后称为加宽部分)形成在谐振线的两侧边缘的情形。这些对的加宽部分41a、41b沿主谐振线40排列。即，谐振线包括对应谐振线宽度在谐振线的纵向方向上改变的情形的加宽部分。对于不以这种方式改变线宽的情况，较少电流通过最短路线(路线α)，可以在加宽部分中看到高电流密度的区域。这是因为电信号不会比透入深度更深地穿透到线内，而是趋向于在线的外侧部分流动。就是说，提供加宽部分使得电流流入到该加宽部分，由此增大了谐振线的有效长度。在图5B示出的例子中的实际有效长度被认为是大于最短路线α而小于包括加宽部分的外侧边缘部分的总长。因此，提供加宽部分使得有可能增大谐振线的实际长度，由此能够减小谐振器的尺寸。
实施例2图6示出本发明一实施例，其中通过在谐振线的纵向方向上增大和减小谐振线的宽度，即，通过在谐振线的侧面边缘形成凹陷和突起，而实现进一步的最小化。对应参考图2说明的那些内容的零件用相同的附图标记标示，并省略对这些零件的解释。谐振线7的形状与图2中的不同。从输入/输出线3的一端输入高频信号。具有和输入/输出线3相同的宽度W1及长度L1的谐振线7，安排为在与输入/输出线3垂直的方向上大约从输入/输出线3的中间部分。分别设置了与加宽部分7a、7b一起，平行于输入/输出线3的，具有从位于距输入/输出线3距离L1的位置延伸出的长度为T的部分的两边。这样谐振线7的宽度增加了2Δt。在与输入/输出线3相反的一侧，线宽W1的导线在与输入/输出线3垂直的方向上延伸长度L2，并在其末端被地平面1接地。就是说，在宽W1的谐振线的中间的两侧形成了长T的加宽部分7a、7b。给出图6所示的本发明实施例中的谐振线的外侧边缘部分的长度L0为L0＝L1+2Δt+T+L2。这里Δt和T的长度需要设定为大于透入深度。这是因为其长度比透入深度小会使电流直线流动(图5B中的线α)，如图5B所说明那样。在T等于信号的波长λ的四分之一的情形中，由于阻抗基本由加宽部分改变，信号在谐振器内反射，以致谐振器作为整体不能被有效使用。因为这个原因，Δt和T的长度优选为大于透入深度而小于λ/4。
图6所示的实施例中的谐振线的有效长度LR被认为是在直线长度LS＝L1+T+L2和外侧边缘部分的长度L0之间。即，确立这样的关系LS＜LR＜LO。通过计算机模拟或实验获得该谐振线有效长度LR。
以这种方式，可以借助于Δt和T减小谐振线7在与介电基底2上的输入/输出线3垂直的方向上的长度。也可以通过制作面向对电极6的加宽部分7a、7b容易地增大该区域。因此，也能增大形成在对电极6和谐振线7之间的电容Ca的值。这样，为谐振线7提供加宽部分，使得可以减小谐振线7在纵向的长度，以及增大所加的电容Ca的值。这使得谐振器能以更小的尺寸构建。
下面，说明在谐振线中产生的电压驻波。图7A到图7E示出在谐振线长度设定为谐振频率f的波长λ的四分之一或二分之一时，及谐振线尖端被短路到接地或开放时，怎样在谐振线中产生驻波。图7A是构成谐振器的介电基底和谐振线的侧视图。谐振线7形成在介电基底2上。谐振线7的起始点设定为O(图2示出的点X)。依照谐振线7的长度，谐振线7的末端取在距起始点λ/4或λ/2处，并根据谐振器的结构接地或开放。
图7B示出在线长为λ/4且线的尖端被短路和接地的情况下，驻波的电压分布。图7B的水平轴代表在图7A所示的谐振线上的位置。由于线长为λ/4而线的尖端接地，在尖端的电压幅度为0，电压从尖端朝向输入侧方向增大，在谐振线的输入端达到最大。就是说，具有谐振频率f的波长λ的四分之一的波形作为驻波产生，其电压在起始点达到最大。从电压达到最大的部分到电压幅度为0的部分之间的区域通常称为驻波的波腹。电压幅度为0的部分，通常称为驻波的节点。在本发明中，依靠形成在对电极6和谐振线之间的电容Ca控制谐振频率f。这样，即使在另外提供一个同样的电容的情况下，也可较大程度地改变谐振频率，换句话说，如果Ca形成在沿谐振线电压到地变化较大的部分上，Ca可有效地起作用。
谐振频率f的改变可模拟为这样的情况，即，将由对电极和谐振线构成的相同电容加到在图7B所示的谐振线的水平轴上的接近0的位置和接近λ/8的位置。在接近0的点谐振频率f的变化约为7％，在接近λ/8点上约为2％。以这种方式，电容Ca对谐振频率f的作用随驻波的电压幅度的大小的增加而增大。下面详细描述驻波与频率改变量之间的关系。因此，在尖端短路的四分之一波长的线的情况下，对距离线的短路端部分不小于λ/8并不大于λ/4的部分提供对电极是有效的。
看起来，示出线长设定为λ/2的例子是与本发明的最小化的目的相矛盾的。然而，当本发明应用到具有λ/2线长的谐振器时，比起常规谐振器该谐振器的尺寸可以减小。因而，此处也说明线长λ/2的谐振器。
图7C示出尖端短路的二分之一波长谐振器的谐振线产生的电压驻波。由于线的尖端接地，在尖端处的振幅为0，而电压从尖端朝向输入侧增大并在距线的尖端λ/4处达到最大。就是说，具有谐振频率f的波长λ的二分之一的波形，其中电压在线的中间变的最大，作为驻波产生。在这种情况中，对距离线的尖端不小于λ/8并不大于3λ/8的部分提供对电极是有效的，电压幅度在该部分上相当大。
图7D示出线的尖端开放的四分之一波长谐振器的谐振线产生的电压驻波。在这种情况中，由于线的尖端开放，在线的尖端处的振幅最大，电压从尖端朝向输入侧减小。就是说，具有谐振频率f的波长λ的四分之一的且电压在线的尖端处为最大的波形，作为驻波产生。在这种情况中，对距离线的尖端不大于λ/8的部分提供对电极是有效的，电压幅度在该部分上相当大。
图7E示出线的尖端开放的二分之一波长谐振器的谐振线产生的电压驻波。同样，在这种情况中，由于线的尖端开放，在线的尖端处的振幅最大，电压幅度从尖端减小到线的中间处的0，并再次从线的中间增大到线的起始点的最大值。就是说，具有谐振频率f的波长λ的二分之一的且电压在线的尖端处和线的起始点处为最大的波形，作为驻波产生。在这种情况中，对距离线的尖端并不大于λ/8的部分以及对距离线的起始点不大于λ/8的部分，提供对电极是有效的。
实施例3图8示出在考虑了驻波效应的情况下，尖端短路的四分之一波长线谐振器的实施例。在本实施例中，已经说明的组件由相同的附图标记标示，并省略对这些组件的说明。加宽部分9a、9b设置为在与输入/输出线3垂直方向上延伸的主谐振线8的两侧边缘有相同的间距Lp。例如，间距Lp设定为λ/128，即，每个加宽部分9a、9b在与输入/输出线3平行的方向上的长度设定为λ/128。另外，每个加宽部分9a、9b在与输入/输出线3垂直的方向上的长度也设定为λ/128。加宽部分9a、9b被重复设置到距输入/输出线3为λ/8的位置。就是说，设置了四个加宽部分。间距Lp并非必须要相同，加宽部分9a、9b在与输入/输出线3平行或垂直的方向上的长度也并非必须要相同。
设置有四个加宽部分的λ/8长的谐振线8a接续有和谐振线8a结合的谐振线8b，谐振线8b进一步以宽度W1延伸而通过连接到地平面1来接地。谐振线8a和谐振线8b的总有效线长设定为λ/4。在图8中，由于制图的原因以缩短的形式示出谐振线8b的长度。
在本实施例的情况中，在距输入端(起始点)不大于λ/8的区域内设置了四个加宽部分，在该区域内的电压幅度相当大。加宽部分9a、9b分别设置有垂直方向上空气间隙为d的对电极13a、13b。对电极13a、13b由通过通孔(未示出)连接到地平面1的导体柱17a、17b支撑。类似地，加宽部分10a、10b面对被导体柱18a、18b支撑的对电极14a、14b。加宽部分11a、11b面对被导体柱19a、19b支撑的对电极15a、15b。加宽部分12a、12b面对被导体柱20a、20b支撑的对电极16a、16b。每一对加宽部分和对电极形成电容Ca，并影响谐振频率f。在本实施例中，向加宽部分提供对电极使得可以增大形成在谐振线8和对电极之间的电容Ca，由此进一步减小具有低谐振频率的谐振器的尺寸。
在本实施例中，对电极13a、13b设置为独立地从谐振线8a的右和左彼此相对，而对电极可以形成为一体以跨过谐振线8a的加宽部分。在这种情况下，可以采用用一个导体柱支撑对电极的结构。
在本实施例中，为了说明的方便起见，设置了四个对电极，但对电极不需要被分作四个。对电极形成为一个大块也没有问题。
第二种实施例下面，为了更进一步解释本发明，将描述将本发明应用到可变谐振器中的实施例。
实施例4图9示出与图8说明的谐振器一起形成的本发明可变谐振器的实施例。与图8中那些相同的组件由相同的附图标记标示，并省略对这些组件的说明。在图9的可变谐振器中，每个对电极不是被地平面直接接地，而是通过开关接地。为了使对电极13a和13b(以后在谐振线8a两侧出现的位置关系为水平相对的组件由识别字符a、b标示)选择性接地，提供使与对电极13a和13b电导通的接触电极25a和25b接地的开关29a和29b。就是说，对电极13a、13b不是直接由导体柱接地，不像上述实施例。对电极13a、13b由非导电柱21a、21b支撑，而接触电极25a、25b沿柱21a、21b的壁形成而在介电基底2上延伸。对电极13a、13b是否断开或接地由设置在介电基底2上的开关29a、29b控制。类似地，对电极14a、14b由开关30a、30b控制，对电极15a、15b由开关31a、31b控制，对电极16a、16b由开关32a、32b控制。
在图10A到图10E中示出开关29a的特定的例子，并解释开关29a的操作。一个应用了MEMS(微机电系统)技术的机械开关被用于图10A到图10E中所示的开关29a的实施例。比起使用常规的具有非线性特性的半导体装置的开关，MEMS开关能够机械上完成近乎完美的开/关操作，因而具有这样的特性即传输损失小并且在关状态下的绝缘阻抗也较大。
图10A到图10E表示从开关29a截取下的一部分，开关29a用于对图9说明的可变谐振器的实施例的对电极13a进行开关操作。图10A为顶视图，图10B为从沿图10A中的B-B’线的截面看到的前视图，而图10C是侧视图。
图10A到图10E中示出的开关称为悬臂开关，其中具有较小厚度的条形悬臂32，从与介电基底2一体形成的悬臂柱35上延伸出来，作为开关的移动部分。悬臂32的制作是通过是使用半导体工艺的制造工艺，并由二氧化硅等制成。在悬臂32的顶表面，形成一与形成在介电基底上的静电电极33相对的顶电极34。开关接触部30形成在悬臂的顶端在静电电极33的侧面。紧挨开关接触部30的下方，设置有与对电极电连接的接触电极25a的接触部，及通过通孔(未示出)与地平面连接的接地电极31。当没有电压施加在顶电极34上，凭借悬臂32自身的弹性特性，悬臂32保持相对于介电基底2的水平状态。图10C示出了这种情况。如图10C所示，在开关接触部30和接触电极25a之间有空气间隙存在，而接触电极25a是电学开放的。因此，连接到接触电极25a的对电极是在电学开放的状态。
当在顶电极34和地之间施加电压时，在顶电极34和通过通孔(未示出)连接到地平面的静电电极33之间产生库仑力，使悬臂偏向介电基底2一侧。当悬臂32被库仑力偏转时，开关接触部30与接地电极31及接触电极25a达到接触。图10D示出在接触状态下从悬臂32正面看到的情况。类似地，图10E示出在接触状态下从悬臂32侧面看到的情况。从图10D及图10E，可以看出这样的情形，即接触电极25a和接地电极31被制作为导电的从而对电极接地。因而，对电极是否接地或开放可以通过向顶电极34施加或不施加电压来控制。
通过上述操作，对电极13a、13b被开关29a、29b控制，对电极14a、14b被开关30a、30b控制，对电极15a、15b被开关31a、31b控制，对电极16a、16b被开关32a、32b控制，这样每个开关都可分别被接地或开放。
在本实施例中，使用了利用MEMS技术的开关，但本发明不限于该实施例。例如，可以用PIN二极管或FET开关类似地控制接触电极的电势。
实施例5下面，为了说明本发明示出可变谐振器的一个更具体的实施例。图11是一四分之一波长谐振器，其尖端被短路，其一部分由电路表示。λ/4的谐振线由设置有加宽部分和对电极的谐振线40a，以及没有加宽部分和对电极的谐振线40b构成。设置在谐振线的起始点X0的侧面的λ/8线长的谐振线40a被16等分，而从谐振线的起始点开始，对谐振线40a被16等分出的15个部分设置加宽部分。就是说，在谐振线上距起始点X0为X1(λ/128)的位置，设置有加宽部分50a、50b、面向加宽部分的对电极70a、70b、及控制对电极的电势的开关90a、90b。由加宽部分50a、50b的虚线表示的部分为面向对电极70a、70b的区域。在距离为2X1(2λ/128)的位置，设置了加宽部分51a、51b、对电极71a、71b、开关91a、91b。以下，类似地，设置了15组加宽部分、对电极和开关，直到在距离为15X1(15λ/128)的位置上设置加宽部分64a、64b、对电极84a、84b、开关104a、104b。在本实施例中，每个谐振线面对对电极的加宽部分的区域设定为100μm2(由虚线所表示的加宽部分的部分)，而在谐振线和对电极之间的间隔设定为1μm。谐振线40b具有无加宽部分的直线形。在图11中，不能以相同的尺寸示出本实施例的整个结构，因此谐振线40b的长度被缩短示出。
图12A和图12B示出图11所示的谐振器的谐振频率的模拟结果。在图12A中，竖直轴代表反射系数(dB)，水平轴代表当从开关90a、90b到开关104a、104b的所有开关打开后的被谐振频率归一化的频率。在图12A中，具有最小反射系数的频率是谐振频率。在图12B中，竖直轴代表传递系数(dB)，水平轴代表和图12A的同样的归一化的频率。“A”是表示在从开关90a、90b到开关104a、104b的15组开关都处于打开状态下的特性。接着，特性“B”示出当只有开关90a、90b闭合时，谐振频率改变为约85％。然后，特性“C”示出当开关91a、91b和开关90a、90b闭合时，谐振频率改变为约71％。再进一步，特性“D”示出当直到开关96a、96b的7组开关闭合时，谐振频率改变为约63％。
以这种方式，可以通过控制开关简单地改变谐振频率。在本发明中，可以将在竖直方向上形成在谐振线40a上的电容Ca插入谐振电路。结果是，本发明使得可以非常精确地改变谐振频率。
图13示出当从开关90a、90b到开关104a、104b的15组开关依次从开关90a、90b闭合时，谐振频率的变化。在图13中，竖直轴表示当从开关90a、90b到开关104a、104b的15组开关都处于打开状态下时被谐振频率归一化得到的值，而水平轴表示一次从开关90a、90b闭合的开关的数量。就是说，水平轴上的值15表示从开关90a、90b到开关104a、104b的所有组开关都闭合的状态。随着依次闭合的开关的数量的增加，谐振频率下降，而谐振频率的变化量逐渐减小。在本实施例中，当11组开关，即从开关90a、90b到开关102a、102b闭合时，谐振频率减半。
如上所述，在现有技术中，为了使谐振频率减半谐振线的长度需要延伸为两倍。然而，在本发明中，可以不改变谐振线40的长度使谐振频率减半。
在图11中，依次加入了相同的电容，但是显示的特性为随着电容的加入，单独的谐振频率变化的幅度逐渐减小。这种特性是由与谐振线40a中产生的驻波的关系而导致的。在如本发明的尖端短路的四分之一波长谐振器的情况中，如图7B所说明那样，驻波振幅在从谐振线起始点X0到距离谐振频率的波长λ的1/8处较大，从而可通过在该范围内加入电容Ca来有效地改变谐振频率。当在最靠近起始点X0的位置(约λ/128的位置)上的开关90，其所处位置上的驻波振幅最大，闭合时，谐振频率可减小约15％。而由加宽部分64和对电极84形成的相同的电容，即使当在距离谐振线起始点X0最远的位置(约15λ/128的位置)上的开关104闭合时，谐振频率仅改变约2％。由这个结果，可以看出即使当加宽部分和对电极设置在谐振线40b上，谐振频率也不会显著地改变。当希望能有效地改变谐振频率时，加宽部分和对电极需要设置在谐振线上的驻波振幅较大的区域。
反过来说，在希望谐振频率能被精细调整的情况中，优选加宽部分和对电极实际设置在线40b的尖端侧。
同样，根据应用，也由希望谐振频率能被线性改变的情况。在这种情况中，电容Ca的值不是制作为象图11所示的实施例一样的固定值，而是电容Ca的值可以逐渐改变，从而谐振频率以固定的变化量改变。例如，在希望响应于图11所示的谐振器的开关的操作的每个谐振频率改变的幅度，是线性的情况中，由加宽部分51a、51b和对电极71a、71b形成的电容Ca2可以制作为大于加宽部分50a、50b和对电极70a、70b形成的电容Ca1。虽然，根据谐振频率改变的幅度，电容要增大的程度是不同的，但通过现有的方法例如电磁场模拟，可以计算出变化量的程度。同样，作为改变电容的方法，不仅可以使用改变加宽部分和对电极的面积的方法，也可使用改变加宽部分和对电极的间隔的方法。也可考虑在电极间选择性提供具有不同介电常数的介电材料的方法。虽然，上面描述了洗碗谐振频率被线性改变的情况，本发明不限于这种情形。提供多种由加宽部分和对电极形成的电容以获得想要的谐振频率，使得可以应付任何需要。
示出并说明了一种改变电容Ca的方法的例子。图14示出了在图9所示的本发明的可变谐振器的加宽部分和对电极的面积是逐渐改变的情况中的实施例。在图14中，省略了输入/输出线而开关被以电路符号绘制。相同的结构由相同的附图标记标示，并省略了对它们的说明。图14与图9的不同之处在于设置在从加宽部分9a、9b到线末端的加宽部分的面积是逐渐加大的。就是说，加宽部分10a、10b的面积大于最靠近输入/输出线(未示出)的加宽部分9a、9b的面积。加宽部分11a、11b的面积大于加宽部分10a、10b的面积，而加宽部分12a、12b的面积为最大的。对应面对对电极的加宽部分的面积，每个面对这些加宽部分的对电极也被作成逐渐变大。就是说，对电极14a、14b具有比对电极13a、13b更大的面积。对电极15a、15b也具有比对电极14a、14b更大的面积。电极16a、16b面对加宽部分12a、12b，具有最大的面积。通过以这种方式设定加宽部分和对电极的形状，插入到谐振线8的电容Ca可以朝向谐振线的尖端逐渐增大。
图15a也示出一实施例，其中，作为朝向线的尖端逐渐增大电容Ca的设定的方法，改变了在加宽部分和对电极之间的电极间隔。相同的结构由相同的附图标记标示，并省略了对它们的说明。图15A与图9的不同之处在于在加宽部分和对电极之间的电极间隔是在朝向线的末端的方向上逐渐减小的。图15B是从右侧方向(从对电极13b到对电极13a的方向)看到沿图15A的A-A’线的截面的剖视图。支撑对电极14b的柱22b要低于支撑对电极13b的柱21b。支撑对电极15b的柱23b也低于柱22b。支撑对电极16b的柱24b也低于柱23b，开是最低的。以这种方式，即使在加宽部分的每个与对电极重合部分重叠的部分的面积相同的情况中，通过逐渐减小每个柱的高度，可使电容Ca朝向谐振线8的末端逐渐增大。
如上所述，本实施例使得可以将谐振频率减小到一半的值而不增大谐振线的长度。在本发明中，由于对电极设置在其上形成谐振器的介电基底的高度方向上，可能担心比起没有这种设置的常规谐振器来，谐振器在高度方向上的尺寸增大了。
然而，可以实现和常规谐振器相比在高度方向上尺寸相同的谐振器。这是因为在根据本发明结构上加入的对电极中，对电极和谐振线之间的间隔为如上所述的1μm，即使按较大来估计也可在几十μm的范围内形成。另一方面，其上形成有谐振器的介电基底并不会被使用在其制造的状态，象常规谐振器的情况一样，它通常是装在一金属壳中。金属壳和其上形成有谐振器的介电基底的表面之间的间隔是毫米量级，从而，根据本发明加入的对电极等的结构的尺寸，足以被设置在该间隔的范围中。
因此，与常规谐振器相比，本发明的谐振器和可变谐振器的平面和体积的大小可以减半。
由于基本上可以用和半导体LSI相同的制造工艺制造本发明的对电极及其他结构，可以非常精确地形成电容Ca。因此，可以高度精确地调整谐振频率，在可变谐振器的情形中，可以以良好地再现性改变谐振频率。
对上述实施例的说明是使用输入/输出线和谐振线由导体相互连接的例子。然而，本发明并不限于这样的实施例。例如，在为谐振器的耦合度提供灵活性的设计中，有这样的情况即输入/输出线和谐振线为相互磁(电感)耦合，或这种情况即输入/输出线和谐振线在电场(电容)耦合。现简要地示出和说明这些实施例。
图16示出其中输入和输出是磁耦合的谐振器的实施例。谐振线253设置为与具有固定长度SL1的输入线251平行并有间隔DS1，高频信号输入至该输入线。谐振线253具有，例如λ/4的线长，其尖端短路。如前面在图8中说明的，类似地，在与输入线251平行的长度SL1的部分外的区域内，谐振线253被提供对电极和加宽部分。与图8中那些相同的组件由相同的附图标记标示，并省略对它们的说明。输出线252设置在越过谐振线253与谐振线253间隔DS2的位置而面对输入线251。因而，甚至通过相互分立地设置输入线251、谐振线253和输出线252，可以构建一谐振器。在这种情况中，通过长度SL1和输入线251和谐振线253彼此相对的间隔DS1，可任意设定输入线251和谐振线253的耦合强度。在输出侧的耦合强度可通过长度SL2和间隔DS2设定。
图17示出其中输入和输出是通过电场耦合连接的谐振器的实施例。具有特定宽度的谐振线263设置在具有特定长度及相同宽度的输入线261的延长线上，与输入线261间隔DS3。在本实施例的情形中，谐振线263具有特定长度并被提供有象图8中所说明的那些一样的加宽部分和对电极。与图8中那些相同的组件由相同的附图标记标示，并省略对它们的说明。输出线262具有特定长度及与谐振线263相同的宽度，其设置在谐振线263的另一端的侧面，与谐振线263间隔DS4。以上述形式，也可以构建本发明的谐振器和可变谐振器。在这种情况中，通过间隔DS3的尺寸和彼此相对的线的宽度，可任意设定输入线261和谐振线263的电场耦合的强度。类似地，可以通过间隔DS4的尺寸和彼此相对的线的宽度设定输出线。
应用示例图18示出通过借由耦合电容以级联本发明的两个可变谐振器来构建巴特沃思滤波器的实施例。通过耦合电容元件160，输入信号被输入到本发明的第一可变谐振器161内。通过耦合电容元件162，可变谐振器161的输出信号被输入到第二可变谐振器163。从第二可变谐振器163来的输出信号被通过耦合电容元件164输出。第一和第二可变谐振器161、163具有，例如和图11所说明的实施例的可变谐振器的相同的结构。就是说，谐振线长度为λ/4，在输入/输出线3侧面为λ/8的谐振线部分设置有15组加宽部分、对电极和开关。已经说明了可变谐振器的结构，因而省略对其的说明。
图19示出图18所示的巴特沃思滤波器的频率特性。水平轴表示频率，其值被在从开关90a、90b到开关104a、104b的15组开关都打开时的谐振频率归一化。在图19中示出的频率特性是当第一可变谐振器161和第二可变谐振器163的开关被同样操作时的结果。就是说，当第一可变谐振器161的开关90a、90b闭合时，第二可变谐振器163的开关90a、90b也闭合。竖直轴表示传递系数(dB)。传递系数近似为0dB的水平部分表示滤波器的通过频带。
当开关90a、90b闭合时，通过频带的中心频率变为约83％(特性“B”)。当从开关90a、90b到开关92a、92b的三组开关闭合时，通过频带的中心频率变为约64％(特性“C”)。当从开关90a、90b到开关94a、94b的五组开关闭合时，通过频带的中心频率变为约51％(特性“D”)。当从开关90a、90b到开关99a、99b的十组开关闭合时，通过频带的中心频率变为约36％(特性“F”)。
以这种方式，通过使用本发明的可变谐振器，可以简单地构建高度精确的可变滤波器。另外，本发明的可变谐振器的一个特征是低插入损失。
下面，参考与常规谐振器比较的结果说明低插入损失特征。图20示出了仅使用常规谐振器的两极滤波器的例子。其结构与图18所示的巴特沃思滤波器的相同。通过耦合电容元件180将输入信号输入到第一可变谐振器181中。作为尖端短路的λ/4波长谐振器的第一可变谐振器181，由两个λ/8波长的谐振线181a、181b构成以与本发明可变谐振器对比，输入侧的谐振线181a的输出端设置为通过开关190a、190b接地。此处，提供开关190a、190b的原因是要使结构满足这样的条件，即当本发明可变谐振器的谐振频率改变时两个开关要闭合。即使只有一个开关190a被操作，本发明的可变谐振器也显然在工作。第一可变谐振器181的输出信号通过耦合电容元件182输入到第二可变谐振器183中。第二可变谐振器183的输出信号通过耦合电容元件184输出。第二可变谐振器183的结构与第一可变谐振器181的相同，因而省略其说明。
图21示出了模拟结果，其显示出相对于开关的ON阻抗的改变，由常规谐振器构成的滤波器的插入损失和根据本发明的滤波器的插入损失是怎样变化的。图21的水平轴表示开关的ON阻抗(Ω)。竖直轴表示在图18和图20所示的巴特沃思滤波器的频率的最小插入损失(dB)。此处，在由图20所示的常规谐振器构成的巴特沃思滤波器中，通过闭合开关190a、190b和开关191a、191b使谐振线的长度减为一半，使得谐振频率变为两倍。与之相反，在由图18所示的本发明谐振器构成的巴特沃思滤波器的情况中，当开关闭合时，通过频带的频率改变为较低侧。因而，是在不同频率上比较最小插入损失。这里，由于插入到谐振器的开关的ON阻抗对插入损失的影响也作为问题而被考虑，在效果的比较上频率上的不同并不是问题。
图21示出，当开关的ON阻抗改变为0.5Ω、1.0Ω和1.5Ω时，由常规谐振器构成的滤波器的插入损失与根据本发明的滤波器的插入损失的比较结果。由常规可变谐振器构成的滤波器的最小插入损失在图21中用实线表示。示出的特性为，插入损失随开关ON阻抗的增大而线性增加。由本发明的可变谐振器构成的滤波器的最小插入损失在图21中用虚线表示。平的在-0.1dB内的特性显示出与开关的ON阻抗无关。因而，可以看出本发明的可变谐振器的插入损失对这一水平的ON阻抗来说几乎是不变的。在1.0Ω上对两个可变谐振器的插入损失的比较，显示出由本发明可变谐振器构成的滤波器的插入损失为-0.1dB(0.98)，而由常规谐振器构成的滤波器的插入损失为-1.7dB(0.68)。就是说，由本发明可变谐振器构成的滤波器的插入损失约为由常规可变谐振器构成的滤波器的插入损失的1/14。
如上所述，在本发明的可变谐振器中，为使频率可变而插入的开关的ON阻抗不会直接影响谐振线，结果是，可以实现具有低损失的谐振器。
实施例6图22示出具有较低损失结构的谐振器及对电极的另一实施例。图22的示例为，为减小介电损失。图8中说明的谐振线被制作为具有中空结构。在图22中，示出了谐振器的谐振线170的一部分，而省略了对输入/输出线和谐振线尖端的结构的说明。在介电基底2上，柱176设置在介电基底2上，谐振线170的一部分被其支撑，而谐振线170定位于中空部分。另一柱在线的纵向的延长线上(未示出)，并支撑谐振线170。谐振线170具有利用趋肤效应的加宽部分171a、171b，其在与谐振线的纵向方向垂直的方向上以固定的间隔凸出。在介电基底2面向加宽部分171a、171b的位置上，形成有面对在介电基底2侧面的加宽部分171a、171b的表面的对电极173b、173d。导体柱174a、174b设置在对电极173b、173d的末端在与谐振线170相反的一侧。面对加宽部分171a、171b的表面在与介电基底相对的一侧的对电极173a、173c，形成在导体柱174a、174b的另一端。就是说，从上侧到下侧，加宽部分171a、171b被在介电基底2上的对电极173b、173d夹在中间，并被对电极173a、173c连接到导体柱174a、174b。加宽部分172a172b形成为离加宽部分171a、171b一固定间距。同样的，在加宽部分172a、172b中，加宽部分172a被对电极175a和175b从上侧和下侧夹在中间。同样的，加宽部分172b被对电极175c和175d从上侧和下侧夹在中间。
在以这种方式将谐振线170设置在中空部分的情况中，比起将谐振线170形成在介电基底2中的情况，可以减小在介电基底2中引起的介电损失。另外，由于对电极173a、173b、173c、173d可以被设置在谐振线170的加宽部分171a、171b的上下两侧，可以增大对电极面对谐振线170的面积而使得能以同样的尺寸形成更大的电容Ca，结果是可以制作更小的谐振器。
这里，对制造中空电极的方法进行说明。图23为示出制造中空电极的方法的示意性流程图。可以用半导体工艺制造本发明的谐振器和可变谐振器。图23的步骤1示出其上形成谐振器的硅基板180。牺牲层氧化物薄膜181形成在硅基板180的整个表面上(步骤2)。接着，为了形成支撑中空电极的柱，从其移除想要的部分的抗蚀膜182通过使用掩模的光刻工艺，形成在牺牲层氧化物薄膜181上(步骤3)。然后，除去抗蚀膜182并用蚀刻工艺将牺牲层氧化物薄膜181的直接露出的部分除去(步骤4)。接着，通过电镀工艺在牺牲层氧化物薄膜181被除去的部分上，以金属材料等形成作为柱零件的嵌入柱183(步骤5)。接着，通过使用形成谐振线的掩模用光刻工艺，形成从仅移除了用于形成谐振线的一部分的抗蚀膜185(步骤6)。接着，通过电镀工艺将金属材料等嵌入到抗蚀膜185被除去的那部分，以形成谐振线186(步骤7)。最后，通过用蚀刻工艺除去抗蚀膜185和牺牲层氧化物薄膜181形成中空电极，在本例中即谐振线186(步骤8)。
如上所述，通过重复将平的牺牲层氧化物薄膜形成在硅基板上的工艺，以及选择性除去牺牲层氧化物薄膜的光刻工艺，可以在硅基板上形成三维结构。图22示出其中对电极173a、173b和对电极173c、173d被分为将谐振线170夹在中间的两组的例子，但由于可以用上述制造工艺形成电极，可以容易地形成将对电极173a、173b相互连接的结构。如上所述，解释了制造支撑在中空部分的电极的方法，但也可以以半导体材料将本发明谐振器及可变谐振器作为整体构建在硅上。
另外，可以在介电基底上容易地形成较高的结构，例如用于防止对电极间的电磁耦合的导体屏蔽板。图24示出导体屏蔽板形成在对电极之间的例子。由于除了没有提供支撑谐振线的柱之外，及除了对电极的形状不同之外，及形成有导体屏蔽板之外，图24与图22相同，因而省略了对与图24相同的附图标记标示的那些的说明。在图24中，导体屏蔽板190a、190b插入到对电极173a、173b之间以及对电极175a、175b之间。通过通孔(未示出)，导体屏蔽板190a、190b导电连接到地平面1。用这样的设置，可以屏蔽在相邻电极之间的耦合，该耦合会对谐振器产生不利影响。
在上述对本发明的谐振器和可变谐振器的说明中，示出了具有微带线结构的实施例，但本发明并不限于这些实施例，也可以用共面波导类似地构建谐振器和可变谐振器。
实施例7图25示出了通过使用共面波导形成本发明谐振器的实施例。除了使用共面波导以外，图25所示的使用共面波导的谐振器具有与图8中说明的那个基本相同的结构。因而，与图8中那些相同的组件由同样的附图标记标示，并省略对这些组件的解释。其中信号从一端输入并从另一端输出的输入/输出线3，被第一基板200和第二基板201夹在中间，以被形成为共面波导。第一基板200设置为与输入/输出线3平行，第二基板201设置为在谐振线8的侧面。第二基板201平行于输入/输出线3以固定长度延伸，此后平行于谐振线8在导体柱17a和谐振线8的加宽部分9a之间延伸。就是说，第二基板201在与输入/输出线3垂直的方向上延伸。由导电材料形成并立体跨过谐振线8的气桥202的一端，连接到第二基板201以直角弯曲的角部。气桥202连接到对称地定位在谐振线8对面的第三基板203。第三基板203形成为在谐振线8对面与第二基板201对称的形状，并设置有类似第二基板201的与输入/输出线3平行的部分以及与谐振线8平行的在导体柱17b和加宽部分9b之间延伸的部分。
以这种方式，可以用共面波导构建本发明的谐振器和可变谐振器。其中构成谐振器的这个例子，通过另外提供如图9和图10所示的开关，可被改成可变谐振器。因为已利用图9和图10解释了可变谐振器，在这里省略了关于它们的细节。
在上述说明中，在对电极和谐振线之间形成空气间隙，但可以考虑如图26中所示的在对电极和谐振线之间设置介电材料的方法。图26示出本发明谐振器的一个实施例的剖视图。在谐振线4的两侧，设置有导体柱211a、211b。导体柱211a、211b通过通孔210a、210b被地平面1接地。对电极212a、212b设置在以近似等于导体柱211a、211b的高度的间隔面对谐振线4。在对电极212a、212b和谐振线4之间填充介电材料213。比起在该空间中仅有空气的情况，电容Ca可以被提高到在对电极212a、212b和谐振线4之间的空间中的介电材料213的相对介电常数的程度。用电介质覆盖谐振线4的前侧和后侧的方法，与如上所述的减小在谐振线中的介电损失的方法抵触。然而，这种方法的优点是电容Ca可以作的较大，对电极212a、212b作为整体可以被介电材料213支撑，由此可以使结构强度提高。在图26所示的实施例中，介电材料213也设置于在导体柱211a、211b和谐振线4之间的空间中。当在谐振线4和导体柱211a、211b之间传输高频信号时，这导致产生介电损失。有一种方法是，为了防止产生介电损失，仅在图26中的对电极212a、212b和谐振线4之间的空间(图26中以虚线示出的部分)设置介电材料213。
在上述实施例中，已经示出了，作为用于支撑对电极的支撑部分的结构的一种结构，其中对电极被由导体形成的支撑部支撑并同时被地表面接地，以及另一种结构，其中支撑部由电介质(或半导体)形成而沿电介质的壁提供接地导体。通常由金属材料形成的导体柱的机械强度小于由电介质形成的强度。
因而，如图27A和图27B所述的结构被认为是支撑部的结构。图27A是电极连接部242设置在支撑部241a的实施例。图27A的图示示出谐振线240的一部分并仅示出与上述实施例不同的部分。省略了对支撑部241a的侧面的对电极的说明。电极连接部242实现在对电极(未示出)和地平面1之间的电连接。换句话说，电极连接部242实现通孔的功能。电极连接部242被由介电材料形成的支撑部241a包围。上述结构使得，比起仅由电极连接部242支撑对电极的情况，可以进一步提高支撑部的机械强度。
图27B示出与图9中说明的基本相同的柱和接触电极的结构。对电极243a和通过通孔(未示出)与地平面1电连接的电极246a，通过形成在支撑部244a的倾斜面上的配线部245，相互电连接。与图27A中的情形类似，这样的结构使得可以提高支撑部的机械强度。
通过用超导材料形成本发明谐振器和可变谐振器，也可以实现损失极低的谐振器。特别是，本发明的可变谐振器，其对开关的ON阻抗不敏感，通过使用能极大地降低造成作为插入损失的主要原因的线阻抗的超导材料，还可进一步展示出本发明的低损失特征。
以上已经阐述了根据本发明的结构，由于构成谐振器的谐振线及面向谐振线的对电极被设置为彼此相邻，而额外提供了与谐振器并联的电容电抗，即使在希望谐振频率被降低的情况中，谐振器的平面尺寸也不需要增大，而基板在厚度方向上的尺寸仅需要略微地和部分地增大。
权利要求
1.一种谐振器，其特征在于，包括由电介质或半导体形成的基板(2)；形成在基板上的输入线(3)，信号输入至输入线；与输入到所述输入线中的信号谐振的谐振线(4)；及取得所述谐振线的输出的输出线(3)；所述谐振器包括对电极(6)，其设置为在与所述基板垂直的方向上以一间隔与所述谐振线相对并接地；及支撑件(5)，其在所述基板(2)上支撑对电极。
2.如权利要求1所述的谐振器，其特征在于所述谐振线(4)具有一主谐振线部(7)其具有第一宽度W1作为在与所述输入和输出线平行的方向上的线宽，以及加宽部分(7a，7b)其具有大于宽度W1的第二宽度W2，其中主谐振线部(7)和加宽部分(7a，7b)至少一次或更多次交替地设置，及其中所述对电极(6)设置为面对所述具有第二宽度W2的所述宽线宽的加宽部分(7a，7b)。
3.如权利要求2所述的谐振器，其特征在于在所述谐振线(7)的第一宽度W1和第二宽度W2之间的宽度差异不小于谐振频率及接近谐振频率的频率的信号的透入深度，及其中在与所述输入和输出线(3)垂直的方向上的第二宽度W2的长度不小于谐振频率及在谐振频率附近的频率的信号的透入深度并不大于谐振频率的波长的四分之一。
4.如权利要求1和2所述的谐振器，其特征在于开关(29到32)插入到所述对电极(13到16)和地之间。
5.如权利要求4所述的谐振器，其特征在于所述多个对电极(70到84)设置在与所述谐振线的纵向方向垂直的方向上，及其中开关(90到104)插入到每个所述多个对电极和地之间。
6.如权利要求5所述的谐振器，其特征在于在每个所述对电极(13到16)和谐振线(8)之间的静电电容彼此相等。
7.如权利要求5所述的谐振器，其特征在于在每个所述对电极(13到16)和谐振线(8)之间的静电电容依照电压驻波的振幅改变。
8.如权利要求1所述的谐振器，其特征在于为在所述谐振线(7)中产生的电压驻波的波腹部分提供所述对电极(6)。
9.如权利要求1所述的谐振器，其特征在于所述谐振线(7)为四分之一波长线，其尖端接地，及其中为所示谐振线的一部分提供所述对电极(6)，该部分距所述谐振线的接地部分的距离不小于1/8波长并不大于1/4波长。
10.如权利要求1所述的谐振器，其特征在于所述谐振线(7)为二分之一波长线，其尖端接地，及其中为所示谐振线的一部分提供所述对电极(6)，该部分距所述谐振线的接地部分的距离不小于1/8波长并不大于3/8波长。
11.如权利要求1所述的谐振器，其特征在于所述谐振线(7)为四分之一波长线，其尖端开放，及其中为所示谐振线的一部分提供所述对电极(6)，该部分距所述谐振线的尖端的距离不大于1/8波长。
12.如权利要求1所述的谐振器，其特征在于所述谐振线(7)为二分之一波长线，其尖端开放，及其中为所示谐振线的一部分提供所述对电极(6)，该部分距所述谐振线的尖端的距离不大于1/8波长以及不小于3/8波长并不大于1/2波长。
13.如权利要求1所述的谐振器，其特征在于形成在所述谐振线(7)和所述对电极(6)之间的空气间隙是10μm或更小。
14.如权利要求1所述的谐振器，其特征在于所述谐振线(170)保持为与所述基板(2)有一间隔，其中所述对电极(173，175)分别设置在所述基板(2)的与谐振线(170)相同的一侧，以及在所述基板(2)的与谐振线(170)相反的一侧。
15.如权利要求1所述的谐振器，其特征在于所述支撑件(241)包括支撑所述对电极(243)的支撑部(241)；及形成在所述支撑部(241)上并将对电极(243)电连接到地平面(1)的电连接部(242)。
16.如权利要求1所述的谐振器，其特征在于所述支撑件(244)包括支撑所述对电极(243)的支撑部(244)；及形成在所述支撑部(244)上并将对电极(243)电连接到与地平面(1)连接的电极(246)的配线部(245)。
17.如权利要求1所述的谐振器，其特征在于在所述谐振线(4)和所述对电极(212)之间设置电介质(213)。
18.如权利要求1所述的谐振器，其特征在于所述多个对电极(173)设置在所述谐振线(170)的纵向方向上，及其中在所述谐振线(170)的纵向方向上彼此相邻的对电极(173)之间设置接地的导体屏蔽板(190)。
19.如权利要求4所述的谐振器，其特征在于所述谐振线(161)之一的输出线和所述谐振线(163)的另一的输入线通过电容耦合元件(162)级联。
20.如权利要求1所述的谐振器，其特征在于输入线(251)与谐振线(253)磁耦合，及其中谐振线(253)与输出线(252)磁耦合。
21.如权利要求1所述的谐振器，其特征在于输入线(261)和谐振线(263)电场耦合，及其中谐振线(263)和输出线(262)电场耦合。
全文摘要
本发明的目的是提供一种谐振器，其可组成具有小尺寸、高的大规模生产率、低损失和高的频率再现性的可变滤波器。根据本发明，一种具有形成在介电基底2上的线结构的谐振器，其通过在与谐振线4的表面垂直的方向上设置对电极6来减小尺寸，该表面用于形成加入到谐振电路的容抗。通过使用电信号在谐振线传播的趋肤效应在谐振线上设置加宽部分7a，7b，以获得较大的容抗，以及通过在谐振线上电压驻波的高振幅大的部分上设置加宽部分和对电极，可进一步减小谐振器的尺寸。
文档编号H03H5/00GK1812189SQ20051011850
公开日2006年8月2日 申请日期2005年10月27日 优先权日2004年10月27日
发明者河合邦浩, 冈崎浩司, 楢桥祥一 申请人:株式会社Ntt都科摩