输入装置的制作方法

本发明涉及输入与物体的接近对应的信息的输入装置，例如涉及具备静电电容对应于物体的接近而变化的检测电极的触控板、触摸传感器等输入装置。

背景技术：

作为智能手机等信息设备的用户界面装置，具备检测手指或笔的接触位置的传感器的触控板、触摸面板等装置广泛普及。检测物体的接触位置的传感器，有电阻膜方式、光学式等各种类型，但静电电容方式的传感器因为构成简单且能够小型化，因而近年被搭载在很多的移动设备中。

静电电容式的传感器，主要有对驱动电极与检测电极间的静电电容的变化进行检测的互电容式传感器、及对相对于地线的检测电极的静电电容的变化进行检测的自电容式传感器。互电容式传感器能够在检测电极上的多个位置检测静电电容变化，因而与自电容式传感器相比适于多点检测。另一方面，自电容式传感器直接检测接近的物体与检测电极的静电电容变化，因此与互电容式传感器相比，有检测灵敏度高的优点。因此，在要实现对处于从操作面离开的位置的手指的操作进行检测的悬浮触控功能等的情况下，灵敏度高的自电容式的传感器是有利的。

技术实现要素：

发明要解决的课题

图14是表示一般的自电容式传感器的构成的图。图14a表示电路的构成，图14b表示交流电压vs及输出电压vout的波形。视为地线电位或固定电位的物体(手指等)接近检测电极81时，在检测电极81与地线之间形成电容cs。该电容cs对应于物体与检测电极81的距离而变化。因此，通过测定电容cs的电容值，可获得与物体的接近状态有关的信息。

运算放大器84的输出端子经由电容cf与反转输入端子连接，因此通过运算放大器84的负反馈动作，反转输入端子的电压成为与非反转输入端子大致相等。即，与运算放大器84的反转输入端子连接的检测电极81的电压，成为与对非反转输入端子施加的交流电压vs大致相等。由此，电容cs中产生与交流电压vs几乎相等的电压，与该交流电压相应的交流电流在电容cs上流通。电容cf中，流通与电容cs大致相等的交流电流。因此，电容cf上产生的交流电压的振幅，与电容cs的电容值成比例。输出电压vout成为将该电容cf中产生的电压与交流电压vs相加后的电压。如图14b所示，输出电压vout与交流电压vs相比，振幅更大。

即使是灵敏度比较高的自电容式传感器，由于手指的接近引起的静电电容的变化非常微小，因此为了不易受到噪声的影响而希望尽可能增大灵敏度。在图14a所示的电路中为了增大灵敏度，只要使交流电压vs的振幅增大而使电容cs中流通的电流增加即可。然而，如图14b所示，输出电压vout与交流电压vs相比具有较大的振幅，因此在使输出电压vout的振幅太大时，输出电压vout将超出电源电压范围(vdd～gnd)。实际上，如图14b所示那样未超出电源电压范围(vdd～gnd)，因此输出电压vout被限制在该电源电压范围内而成为畸变的波形。该问题，无论交流电压vs是正弦波还是其他的波形(矩形波等)都是同样的，即使将电容cf置换为电阻元件也不会改变。因此，在图14a所示的电路中，不能使驱动检测电极81的交流电压vs的振幅太大，存在难以提高灵敏度的问题。

另外，检测电极81中，除了存在电容cf以外，还存在与接近的物体无关的寄生电容。作为降低检测电极81与周围的导电物的寄生电容的方法，例如考虑通过与交流电压vs同电位的电极图案将检测电极81屏蔽的方法。然而，在运算放大器84的输入级，如图15所示那样存在寄生电容cp。该寄生电容cp是由晶体管85的元件构造引起的，不能通过屏蔽等消除。在存在这样的寄生电容时，在表观上，电容cs的电容值变大，电容cf的交流电压变大。因此，必须使交流电压vs的振幅进一步减小，存在灵敏度低下的问题。通常，从静电电容的检测结果通过模拟的或数字的方法减去寄生电容的误差量，但在这样的后级侧的处理中，没有将图14a所示的初级的电路的输出电压vout减小的效果。因此，上述的灵敏度的降低未得以避免。

近来，在各种各样的用途中希望低功率化并且需要高灵敏度化。然而，在现有的技术中，难以在将电源电压抑制得较低的同时谋求高灵敏度化。

本发明是鉴于该情况而做出的，其目的在于，提供能够高灵敏度地检测对应于物体的接近而变化的微小的静电电容的输入装置。

用于解决课题的手段

本发明的输入装置，是输入与物体的接近对应的信息的输入装置，其特征在于，具有：检测电极，在该检测电极与上述物体之间形成的被检测电容的静电电容值对应于物体的接近发生变化；以及电流输出电路，对上述检测电极输出驱动电流以在上述检测电极中产生电平周期性地变化的规定的检测用电压，并且输出与上述驱动电流成比例的检测电流。

根据上述的构成，上述驱动电流从上述电流输出电路向上述检测电极流通，以使在上述检测电极中产生电平周期性地变化的上述检测用电压。上述驱动电流在上述被检测电容中流通，因此具有与上述被检测电容的静电电容值对应的值。从上述电流输出电路输出的上述检测电流，与该驱动电流成比例，因此具有与上述被检测电容的静电电容值对应的值。因此，上述检测电流，具有相应于上述物体的接近而变化的值，表示与物体的接近对应的信息。

另外，在增大了上述检测用电压的振幅的情况下，在上述被检测电容中流通的上述驱动电流的振幅增大，因此上述检测电流的振幅也增大。在此情况下，上述检测电流的振幅的增大没有被电路能够动作的电源电压范围的条件直接限制。因此，通过适当设定例如电路常数等，能够避免上述检测电流的振幅被电源电压范围的条件限制。因此，能够使上述检测用电压的振幅增大到最大限，因此，能够实现灵敏度的提高。

优选的是，上述电流输出电路也可以包括：放大电路，将被输入的上述检测用电压与上述检测电极中产生的电压之差放大，并将与该放大结果对应的上述驱动电流向上述检测电极输出；以及电流反射镜电路，输出与上述驱动电流成比例的上述检测电流。

或者，上述电流输出电路也可以包括：第1放大电路，将被输入的上述检测用电压与上述检测电极的电压之差放大，并将与该放大结果对应的上述驱动电流向上述检测电极输出；以及第2放大电路，将被输入的上述检测用电压与上述检测电极的电压之差放大，并输出与该放大结果对应的上述检测电流。

优选的是，上述输入装置具有输出与上述检测电流对应的电压的电流-电压转换电路。

例如，上述电流-电压转换电路也可以包括：电容，该电容的一个端子被输入上述检测电流；以及第3放大电路，将上述电容的上述一个端子的电压与基准电压之差放大，并将与该放大结果对应的电压向上述电容的另一个端子输出。

优选的是，上述输入装置也可以具有检测电流校正电路，该检测电流校正电路具备与上述检测电流从上述电流输出电路向上述电流-电压转换电路流通的电流路径、或上述驱动电流从上述电流输出电路向上述检测电极流通的电流路径连接的节点，从该节点输出使上述检测电流的振幅减少的校正电流。

根据上述的构成，从与上述电流路径连接的上述节点供给上述校正电流，由此上述检测电流的振幅减少。因此，由使上述被检测电容的静电电容值在表观上增大的寄生的电容引起的误差，能够通过上述检测电流的振幅的减少来校正。另外，上述检测电流的振幅减少时，从上述电流-电压转换电路输出的电压的振幅减少，相对于电源电压范围，上述电流-电压转换电路的输出电压的裕度增加。因此，能够使上述检测用电压的振幅进一步增大，能够实现灵敏度的进一步的提高。

优选的是，上述检测电流校正电路也可以包括校正用电容，该校正用电容的一个端子与上述节点连接，该校正用电容的另一个端子被施加有电平周期性地变化的校正用电压。

或者，上述检测电流校正电路也可以包括：校正用电容；以及校正用电流输出电路，对上述校正用电容输出电流以在上述校正用电容中产生电平周期性地变化的规定的校正用电压，并且从上述节点输出与对上述校正用电容输出的电流成比例的上述校正电流。在此情况下，上述校正用电流输出电路也可以包括：放大电路，将被输入的上述校正用电压与在上述校正用电容中产生的电压之差放大，并将与该放大结果对应的校正参照电流向上述校正用电容输出；以及电流反射镜电路，输出与上述校正参照电流成比例的上述校正电流。

优选的是，上述校正用电压也可以与上述检测用电压相等。

由此，电路构成被简单化。

优选的是，上述输入装置也可以具有屏蔽电极，该屏蔽电极与上述检测电极接近而配置，并被施加上述检测用电压。

由此，由于检测对象的物体以外的物体与上述检测电极静电耦合而形成的寄生电容的影响得以降低。

发明的效果

根据本发明，能够高灵敏度地检测对应于物体的接近而变化的微小的静电电容。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式的输入装置的构成的一例的图。

图2是表示第1实施方式的输入装置的主要部分的构成例的图。

图3是表示电流输出电路的构成的一例的图。

图4是表示静电电容检测部中的各部的电压波形及电流波形的例子的图。图4a表示电压波形，图4b表示电流波形。

图5是表示电流输出电路的一个变形例的图。

图6是表示电流输出电路的另一个变形例的图。

图7是表示第2实施方式的输入装置的主要部分的构成例的图。

图8是表示进行检测电流的校正的情况下的静电电容检测部的各部的电压波形及电流波形的例子的图。图8a表示电压波形，图8b表示电流波形。

图9是表示进行检测电流的校正的情况下和不进行校正的情况下的电流-电压转换电路的输出波形的差异的图。

图10是表示在图7所示的静电电容检测部中使检测用电压和校正用电压共用化的情况下的构成例的图。

图11是表示第3实施方式的输入装置的主要部分的构成例的图。

图12是表示对从电流输出电路向检测电极流通的驱动电流的电流路径上的节点供给校正电流的例子的图。

图13是表示在图11所示的静电电容检测部中使检测用电压和校正用电压共用化的情况下的构成例的图。

图14是表示一般的自电容式传感器的构成的图。图14a表示电路的构成，图14b表示各部的电压波形。

图15是用于说明运算放大器的输入级中存在的寄生电容的图。

具体实施方式

＜第1实施方式＞

图1是表示本实施方式的输入装置的构成的一例的图。图1所示的输入装置具有电极部1、选择部2、静电电容检测部3、处理部4、存储部5及接口部6。

在手指或笔等物体接近设置于电极部1的检测电极时，在检测电极es与地线之间形成的电容会变化。本实施方式的输入装置，检测并取得在该检测电极(es)与地线之间形成的电容的静电电容值作为与物体的接近对应的信息。例如，应用于取得物体对电极部1的接近的有无、物体的接近位置、电极部1与物体的距离、物体的大小等信息的用户界面装置(触控板、触摸面板等)中。此外，本说明书中的“接近”，包括在接触的状态下存在于附近的情况、及在不接触的状态下存在于附近的情况这两者。

电极部1具有用于检测手指或笔等物体的接近的多个检测电极es。多个检测电极es例如沿着物体的检测区域的表面而配置为格子状。根据检测区域的纵方向上排列的检测电极的静电电容值，确定检测区域的纵方向上的物体的位置。另外，根据检测区域的横方向上排列的检测电极的静电电容值，确定检测区域的横方向上的物体的位置。

选择部2，是从设置于电极部1的多个检测电极es中选择一个检测电极es并与静电电容检测部3连接的电路，通过处理部4的控制来切换连接。

静电电容检测部3检测经由选择部2而连接的检测电极es与地线之间的静电电容，取得表示该检测结果的检测值ds。

处理部4是控制输入装置的整体的动作的电路，例如构成为包括按照保存在存储部5中的程序的命令码进行处理的计算机、实现特定的功能的逻辑电路。处理部4的处理，既可以将其全部在计算机中基于程序来实现，也可以将其一部分或全部通过专用的逻辑电路来实现。

处理部4控制选择部2以使电极部1的各检测电极es按顺序地与静电电容检测部3连接，在静电电容检测部3中检测各检测电极es的静电电容值，并将该检测值ds保存在存储部5的规定的数据存储区域中。并且，处理部4基于保存在存储部5中的各检测电极es的检测值ds，计算电极部1的检测区域中物体(手指等)接近的坐标。例如，处理部4基于针对在纵方向上排列的多个检测电极es所取得的多个检测值ds，计算物体接近的位置的纵方向的坐标，并且基于针对在横方向上排列的多个检测电极es所取得的多个检测值ds，计算物体接近的位置的横方向的坐标。另外，处理部4也可以基于各检测电极es的检测值ds，计算物体的大小、距电极的相隔距离等。

存储部5存储处理部4中的处理所使用的常数数据、变量数据。处理部4包括计算机的情况下，存储部5也可以存储在该计算机中执行的程序。存储部5例如构成为包括dram、sram等易失性存储器、闪存存储器等非易失性存储器、硬盘等。

接口部6是用于在输入装置与其他的装置(搭载输入装置的信息设备的控制用ic等)之间交换数据的电路。处理部4将计算出的物体的接近位置的坐标、物体的大小、距检测电极的相隔距离等的信息，从接口部6向未图示的上位装置输出。在上位装置中，使用这些信息，构筑用于识别例如指示操作、手势操作等的用户界面。

接下来，对包括电极部1和静电电容检测部3的本实施方式的主要部分，更详细地进行说明。

图2是表示第1实施方式的输入装置的主要部分的构成例的图，表示电极部1和静电电容检测部3的更详细的构成。在该图2中，省略了选择部2的图示，图示出了一个检测电极es通过未图示的选择部2与静电电容检测部3连接的状态。

电极部1具有与各检测电极es接近而配置的屏蔽电极as。屏蔽电极as是用于防止检测对象的物体以外的物体(例如周边的电子部件等)与检测电极es静电耦合的静电屏蔽。屏蔽电极as被配置为，将除了检测对象的物体接近的部分以外的检测电极es的周围的至少一部分覆盖。通过设置屏蔽电极as，不易形成与在检测电极es与检测对象的物体之间形成的电容(以下，有时记为“被检测电容cs”。)无关的寄生电容。

屏蔽电极as上被施加有后述的电压产生电路30的检测用电压vs。在检测电极es与屏蔽电极as之间也形成电容，但如后所述那样检测电极es被控制为与屏蔽电极as为相同电位，因此在该电容中不流通电流。因此，在检测电极es与屏蔽电极as间形成的电容，对静电电容检测部3的检测值几乎不造成影响。

在图2的例子中，静电电容检测部3具有电流输出电路10、电流-电压转换电路20、电压产生电路30及40、以及检测值取得部50。

电流输出电路10对检测电极es输出驱动电流is以在检测电极es中产生与从电压产生电路30供给的检测用电压vs几乎相等的电压，并且输出与该驱动电流is成比例的检测电流izm。

图3是表示电流输出电路10的构成的一例的图。图3所示的电流输出电路10具有放大电路11和电流反射镜电路12。

放大电路11是例如ota(operationaltransconductanceamplifier)，将在端子y输入的检测用电压vs与连接于端子x的检测电极es的电压之差放大，并将与该放大结果对应的驱动电流is从端子x向检测电极es输出。

在图3的例子中，放大电路11具有晶体管q1、q5、q6、q7和差动放大器111。晶体管q1、q5例如是p型mos晶体管，晶体管q6、q7例如是n型mos晶体管。差动放大器111的反转输入端子与端子x连接，非反转输入端子与端子y连接，输出端子与晶体管q5及q6的栅极连接。晶体管q5和晶体管q6的源极被共用连接，该共用连接的节点与差动放大器111的反转输入端子连接。晶体管q5的漏极经由晶体管q7与地线gnd连接，晶体管q6的漏极经由晶体管q1与电源电压vdd连接。晶体管q1的源极与电源电压vdd连接，其漏极和栅极与晶体管q6的漏极连接。晶体管q7的源极与地线gnd连接，其漏极和栅极与晶体管q5的漏极连接。

向端子y输入的检测用电压vs与检测电极es的电压相比变高时，差动放大器111的输出电压上升，晶体管q6的漏极电流增加。因此，从电源电压vdd经由晶体管q1、q6向端子x输出的方向的驱动电流is增大。沿该方向流通驱动电流is时，被检测电容cs被充电，因此检测电极es的电压上升，检测用电压vs与检测电极es的电压之差变小。

另一方面，检测用电压vs与检测电极es的电压相比变低时，差动放大器111的输出电压降低，晶体管q5的漏极电流增加。因此，从端子x经由晶体管q5、q7向地线gnd引入的方向的驱动电流is增大。沿该方向流通驱动电流is时，被检测电容cs被放电因此检测电极es的电压降低，检测用电压vs与检测电极es的电压之差变小。

在设为差动放大器111的增益充分大时，检测电极es的电压变得与检测用电压vs几乎相等。在此情况下，被检测电容cs中产生与检测用电压vs几乎相同的电压，因此驱动电流is成为以与检测用电压vs相同的周期进行振动的交流电流。

电流反射镜电路12输出与从放大电路11输出的驱动电流is成比例的检测电流izm。

图3的例子所示的电流反射镜电路12，具有晶体管q1、q2、q3、q4、q7、q8、q9及q10。晶体管q1～q4例如是p型mos晶体管，晶体管q7～q10例如是n型mos晶体管。此外，晶体管q1和q7，是放大电路11和电流反射镜电路12这双方所包括的构成要素。

晶体管q2的源极与电源电压vdd连接，其栅极与晶体管q1的栅极连接，其漏极与晶体管q9的漏极连接。晶体管q9的栅极和漏极被共用连接，其源极与地线gnd连接。晶体管q10的源极与地线gnd连接，其栅极与晶体管q9的栅极连接，其漏极与端子z-连接。

晶体管q8的源极与地线gnd连接，其栅极与晶体管q7的栅极连接，其漏极与晶体管q3的漏极连接。晶体管q3的栅极和漏极被共用连接，其源极与电源电压vdd连接。晶体管q4的源极与电源电压vdd连接，其栅极与晶体管q3的栅极连接，其漏极与端子z-连接。

将电流反射镜电路12中包括的各晶体管在饱和区域动作的情况作为前提对动作进行说明。在晶体管q1中，流通与晶体管q6相同的漏极电流。在晶体管q1的栅极-源极间，产生与该漏极电流对应的电压。晶体管q2的栅极-源极间的电压与晶体管q1的栅极-源极间的电压相等，因此晶体管q2的漏极电流与晶体管q1的漏极电流成比例。晶体管q9中流通与晶体管q2相同的漏极电流。在晶体管q9的栅极-源极间，产生与该漏极电流对应的电压。晶体管q10的栅极-源极间的电压与晶体管q9的栅极-源极间的电压相等，因此晶体管q10的漏极电流与晶体管q9的漏极电流成比例。因此，晶体管q10的漏极电流与晶体管q6的漏极电流成比例。

晶体管q7及q8的漏极电流和晶体管q3及q4的漏极电流也通过与上述同样的动作而具有比例关系。因此，晶体管q5的漏极电流与晶体管q4的漏极电流成比例。

因此，在沿从电源电压vdd向端子x排出的方向流通驱动电流is时，与其成比例的检测电流izm沿从端子z-向地线gnd引入的方向流通。另外，在沿从端子x向地线gnd引入的方向流通驱动电流is时，与其成比例的检测电流izm沿从电源电压vdd向端子z-排出的方向流通。

以上是电流输出电路10的说明。

返回到图2。

电压产生电路30产生电平周期性地变化的检测用电压vs。例如，检测用电压vs，具有以电源电压范围的中间电压为中心、以接近从电源电压范围的最低电位(gnd)到最高电位(vdd)的电压幅度的振幅、正弦波状地振动的波形。其中，在本发明中，检测用电压vs不限定于正弦波，也可以是例如矩形波、三角波。

电压产生电路40产生一定的基准电压vref。基准电压vref被设定为例如电源电压范围(gnd～vdd)的中间的电压。

电流-电压转换电路20，输出与从电流输出电路10输出的检测电流izm对应的电压vo。

电流-电压转换电路20如例如图2所示那样，具有电容cf和第3放大电路21。电容cf的一个端子被输入检测电流izm，另一个端子被施加电压vo。第3放大电路21将被输入检测电流izm的电容cf的一个端子的电压与从电压产生电路40供给的基准电压vref的电压差放大，并输出与该放大结果对应的电压vo。第3放大电路21例如是运算放大器、ota，在反转输入端子与输出端子之间连接电容cf，对非反转输入端子输入基准电压vref。在第3放大电路21的增益充分大的情况下，在电容cf的两端产生与检测电流izm对应的交流电压。电压vo是将电容cf中产生的交流电压与基准电压vref相加而得到的电压，其波形以基准电压vref为中心振动。

此外，电流-电压转换电路20也可以具有电阻等的阻抗元件来代替电容cf。在此情况下，也在阻抗元件的两端产生与检测电流izm对应的交流电压，因此可获得与检测电流izm对应的电压vo。

检测值取得部50基于从电流-电压转换电路20输出的电压vo，取得与被检测电容cs的静电电容值对应的检测值ds。例如检测值取得部50对电压vo中包括的交流成分乘以与检测用电压vs相同周期的交流信号，并将该乘法运算结果积分，取得与交流成分的振幅成比例的检测值ds。检测值取得部50包括例如a/d转换器，将检测值ds从模拟值转换为数字值并向处理部4输出。

这里，对具有上述的构成的本实施方式的输入装置中的静电电容值的检测动作进行说明。

图4是表示输入装置的静电电容检测部3中的各部的电压波形及电流波形的例子的图。图4a表示检测用电压vs和电压vo的波形，图4b表示驱动电流is和检测电流izm的波形。

以检测电极es的电压与检测用电压vs几乎相等的方式从电流输出电路10向检测电极es供给驱动电流is，因此检测用电压vs为如图4a所示那样的正弦波的波形的情况下，被检测电容cs中产生与检测用电压vs几乎相等的正弦波的电压。被检测电容cs中流通的电流即驱动电流is如图4b中所示那样、相对于检测用电压vs，相位前进90度。检测电流izm与驱动电流is成比例，其方向如图2所示的箭头那样。在将从电流输出电路10排出的电流的方向设为正的情况下，如图4b所示，检测电流izm相对于驱动电流is成为反相。

从电流输出电路10输出的检测电流izm，几乎全部在电容cf流通，因此在电容cf的两端，产生具有与检测电流izm成比例的振幅的交流电压。第3放大电路21的输出端子的电压vo，是将在该电容cf的两端产生的交流电压与基准电压vref相加而得到的电压，以基准电压vref为中心振动。在电容cf的两端产生的交流电压的相位，相对于在电容cf流通的检测电流izm延迟90度。因此，电压vo的交流成分如图4a所示那样成为与检测用电压vs大致同相。

在将电流反射镜电路12中的电流转换比率(检测电流izm/驱动电流is)设为“α”，将电容cf的静电电容值设为“c”的情况下，电压vo通过以下的式子表示。

[数式1]

vo＝c×∫{α×is}dt+vref…(1)

驱动电流is具有对检测用电压vs进行微分后的波形，与检测用电压vs成比例地增大，因此电压vo的振幅也与检测用电压vs成比例地增大。然而，通过减小电容cf的电容值、或减小电流转换比率α，电压vo的振幅能够适当调节。因此，即使将检测用电压vs的振幅增大到电源电压范围的最大限，也能够调节为电压vo的振幅不超过电源电压范围。

如以上说明那样，根据本实施方式的输入装置，从电流输出电路10向检测电极es流通驱动电流is，以在检测电极es产生与电平周期性地变化的检测用电压vs几乎相等的电压。驱动电流is在被检测电容cs流通，因此具有与被检测电容cs的静电电容值成比例的值。从电流输出电路10输出的检测电流izm与该驱动电流is成比例，因此具有与被检测电容cs的静电电容值成比例的值。因此，基于检测电流izm能够取得被检测电容cs的静电电容值，换言之，能够取得与物体的接近对应的信息。

另外，根据本实施方式的输入装置，在增大了检测用电压vs的振幅的情况下，向被检测电容cs流通的驱动电流is的振幅增大，因此检测电流izm的振幅也增大。在此情况下，检测电流izm的振幅的增大，不被电路能够动作的电源电压范围(gnd～vdd)的条件直接限制。因此，例如通过将电流输出电路10的电流转换比率“α”、电流-电压转换电路20的电容cf的电容值“c”等设定为适当的值，而使电压vo不超出电源电压范围(gnd～vdd)的范围，从而能够避免检测电流izm的振幅受到电源电压范围(gnd～vdd)的条件限制。因此，能够将检测用电压vs的振幅一直增大到电源电压范围的最大限，因此能够提高被检测电容cs的检测灵敏度。

接下来，对本实施方式的变形例进行说明。

[变形例1]

图5是表示电流输出电路10的一个变形例的图。图5所示的电流输出电路10，是将图3所示的电流输出电路10中的2级的电流反射镜电路12变更为1级的电流反射镜电路12a的电路。

电流反射镜电路12a具有与电流反射镜电路12同样的晶体管q1、q2、q7及q8。其中，与电流反射镜电路12不同的点在于，晶体管q2及晶体管q8的漏极分别与端子z+连接，并从该端子z+输出检测电流izp。

在沿从电源电压vdd向端子x排出的方向流通驱动电流is时，与其成比例的检测电流izp沿从电源电压vdd向端子z+排出的方向流通。另外，在从端子x向地线gnd引入的方向流通驱动电流is时，与其成比例的检测电流izp沿从端子z+向地线gnd引入的方向流通。因此，电流反射镜电路12a的检测电流izp，相对于电流反射镜电路12的检测电流izm为反相，电压vo的交流成分也成为反相。

即使如该变形例那样、电压vo的交流成分相对于检测用电压vs成为反相的情况下，也能够从该交流成分取得被检测电容cs的静电电容值，因此可获得与上述的实施方式同样的效果。

[变形例2]

图6是表示电流输出电路10的另一个变形例的图。图6所示的电流输出电路10具有第1放大电路13和第2放大电路14。

第1放大电路13，将在端子y输入的检测用电压vs与和端子x连接的检测电极es的电压之差放大，并将与该放大结果对应的驱动电流is从端子x向检测电极es输出。第1放大电路13例如是ota，反转输入端子和输出端子与端子x连接，非反转输入端子与端子y连接。

第2放大电路14，将在端子y输入的检测用电压vs与和端子x连接的检测电极es的电压之差放大，并将与该放大结果对应的检测电流izp从端子z+向电流-电压转换电路20输出。第2放大电路14例如是ota，反转输入端子与端子x连接，非反转输入端子与端子y连接，输出端子与端子z+连接。

通过用与第1放大电路13几乎相同特性的电路构成第2放大电路14，能够使得检测电流izp具有与驱动电流is大致相同的值(或与驱动电流is成比例的值)。在该变形例2中，也与上述的变形例1同样地，电压vo的交流成分相对于检测用电压vs成为反相。

＜第2实施方式＞

接下来，对本发明的第2实施方式进行说明。

图7是表示第2实施方式的输入装置的主要部分的构成例的图。输入装置的整体的构成与图1相同。

图7所示的静电电容检测部3，除了与图2所示的静电电容检测部3同样的构成以外，还具有检测电流校正电路70。检测电流校正电路70，是用于对由与被检测电容cs并联地存在的寄生电容引起的误差进行校正的电路。检测电流校正电路70，具备与检测电流izm从电流输出电路10向电流-电压转换电路20流通的电流路径连接的节点n1，从该节点n1输出使检测电流izm的振幅减少的校正电流icp。

在图7的例子中，检测电流校正电路70具有校正用电容ccp和电压产生电路71。校正用电容ccp的一个端子与节点n1连接，对另一个端子施加电压产生电路71的校正用电压vcp。校正用电压vcp是电平周期性地变化的电压，例如是包含与检测用电压vs同相的交流成分的电压。

图8是表示进行检测电流izm的校正的情况下的静电电容检测部3的各部的电压波形及电流波形的例子的图。图8a表示检测用电压vs和校正用电压vcp的电压波形，图8b表示检测电流izm和校正用电容ccp的电流icp的波形。

节点n1通过电流-电压转换电路20的第3放大电路21被固定为与基准电压vref几乎相等的一定的电压。因此，在校正用电容ccp中，如图8b所示那样、流通与校正用电压vcp的交流成分的微分波形相当的校正电流icp。通过对节点n1供给该校正电流icp，对电流-电压转换电路20输入振幅相比于检测电流izm减少了校正电流icp的量的检测电流(izm-icp)。

图9是表示进行检测电流izm的校正的情况下和不进行校正的情况下的电流-电压转换电路20的输出波形的差异的图。如图9所示，通过校正用电容ccp进行了检测电流izm的校正的情况下的电流-电压转换电路20的输出电压voc，比不进行校正的情况下的电压vo小“δvo”。通过调整校正用电容ccp的电容值、校正用电压vcp的振幅，该“δvo”被设定为与由寄生电容引起的误差相等。

根据本实施方式的输入装置，通过对流通检测电流izm的电流路径上的节点n1供给校正电流icp，对电流-电压转换电路20输入的检测电流的振幅减少。因此，能够通过检测电流的振幅的减少来校正由使被检测电容cs的静电电容值在表观上增大的寄生的电容器引起的误差。另外，通过检测电流的振幅减少，从电流-电压转换电路20输出的电压voc的振幅减少，相对于电源电压范围(gnd～vdd)，电流-电压转换电路20的输出电压voc的裕度增加。因此，能够使检测用电压vs的振幅进一步增大，能够实现灵敏度的进一步的提高。

此外，在图7的例子中，使用输出相对于驱动电流is为反方向的检测电流izm的电流输出电路10，但即使在使用例如图5、图6所示的电流输出电路10的情况下，也能够进行检测电流izp的校正。在此情况下，检测电流izp沿与驱动电流is相同方向流通，因此在电压产生电路71中，只要产生包含相对于检测用电压vs为反相的交流成分的校正用电压vcp即可。

另外，在图7的例子中，分别通过不同的电压产生电路产生检测用电压vs和校正用电压vcp，但如果能够进行校正用电容ccp的静电电容值的调整，则也可以如图10所示那样，通过共用的电压产生电路30产生检测用电压vs和校正用电压vcp。由此，能够简化电路构成。

＜第3实施方式＞

接下来，对本发明的第3实施方式进行说明。

图11是表示第3实施方式的输入装置的主要部分的构成例的图。输入装置的整体的构成与图1相同。

图11所示的静电电容检测部3，是将图7所示的静电电容检测部3中的检测电流校正电路70置换为检测电流校正电路70a的部件。

检测电流校正电路70a具有校正用电容ccp、校正电流输出电路72及电压产生电路71。

校正电流输出电路72，对校正用电容ccp输出电流ix以在校正用电容ccp产生与从电压产生电路72供给的校正用电压vcp几乎相等的电压，并且将与该电流ix成比例的校正电流icp从节点n1输出。校正电流输出电路72具有与例如先前说明过的图5、图6同样的构成，在端子x与地线之间连接校正用电容ccp，对端子y输入校正用电压vcp，端子z+与节点n1连接。

在校正电流输出电路72产生的校正用电压vcp，是电平周期性地变化的电压，例如是包含与检测用电压vs同相的交流成分的电压。

校正用电容ccp中产生与校正用电压vcp几乎相等的电压，因此校正用电容ccp中流通与校正用电压vcp的交流成分的微分波形相当的电流ix。通过对节点n1供给与该电流ix成比例的校正电流icp，对电流-电压转换电路20输入振幅比检测电流izm减少了校正电流icp的量的检测电流(izm-icp)。因此，电流-电压转换电路20的输出电压voc，与没有校正电流icp的情况相比变小。调整校正用电容ccp的电容值、校正用电压vcp的振幅，以使得该输出电压voc的减少量(δvo)与寄生电容的误差相等。

在具有上述的构成的输入装置中，也与第2实施方式的输入装置同样地，能够校正由寄生的电容引起的误差，并且能够使电流-电压转换电路20的输出电压voc的振幅相对于电源电压范围具有裕度。因此，能够使检测用电压vs的振幅进一步增大，能够谋求灵敏度的提高。

另外，通过使用校正电流输出电路72，也能够调节电流转换率(校正电流icp/电流ix)，因此即使在校正用电容ccp的调节范围受限的情况下，也能够将校正电流icp的振幅调节为宽范围。因此，能够恰当地校正寄生电容的误差。

接下来，对本实施方式的变形例进行说明。

[变形例1]

在图11所示的静电电容检测部3中，对从电流输出电路10向电流-电压转换电路20流通的检测电流izp的电流路径上的节点n1供给校正电流icp，但也可以如例如图12所示那样、对从电流输出电路10向检测电极es流通的驱动电流is的电流路径上的节点n2供给校正电流icp。在此情况下，从电流-电压转换电路20输出的驱动电流，相对于在检测电极es流通的驱动电流is，振幅减小校正电流icp的量(is－icp)，因此从电流输出电路10向电流-电压转换电路20流通的检测电流izm的振幅，也减少校正电流icp的量。因此，与上述的实施方式同样地，能够校正由寄生的电容引起的误差，并且能够使电流-电压转换电路20的输出电压voc的振幅相对于电源电压范围具有裕度。

[变形例2]

在图11的例子中，分别通过不同的电压产生电路产生检测用电压vs和校正用电压vcp，但如果能够进行校正用电容ccp的静电电容值的调整，则也可以如图13所示那样、通过共用的电压产生电路30产生检测用电压vs和校正用电压vcp。由此，能够简化电路构成。

[其他的变形例]

在图11～图13的例子中，使用输出与对校正用电容ccp输出的电流ix为同方向的校正电流icp的校正电流输出电路72(例如具有图5、图6所示的构成的电路)，但也可以使用输出与电流ix为反方向的校正电流icp的校正电流输出电路72(例如具有图3所示的构成的电路)。在此情况下，只要使校正电压产生电路71产生包含与检测用电压vs反相的交流成分的校正用电压vcp即可。

另外，在图11、图13的例子中，使用输出与驱动电流is为反方向的检测电流izm的电流输出电路10，但即使在使用例如图5、图6所示的电路构成的电流输出电路10的情况下，检测电流izp的校正也能够进行。在此情况下，检测电流izp沿与驱动电流is相同方向流通，因此只要从检测电流校正电路70输出与图11、图13的例子为反相的校正电流icp即可。例如，只要使电压产生电路71产生包含与检测用电压vs反相的交流成分的校正用电压vcp即可。或者，也可以将校正电流输出电路72变更为例如图3所示的构成的电路，以输出与对校正用电容ccp输出的电流ix为反方向的校正电流icp。

以上，对本发明的几个实施方式进行了说明，但本发明并不仅限定于这些实施方式，进一步包括各种变形。

例如，在图7、图10所示的静电电容检测部3中，对电流输出电路10与电流-电压转换电路20之间的电流路径上(n1)供给检测电流校正电路70的校正电流icp，但在本发明的其他的实施方式中，也可以对电流输出电路10与检测电极es之间的电流路径上(n2)供给检测电流校正电路70的校正电流icp。

本发明的输入装置，不限定于通过手指等的操作输入信息的用户界面装置。即，本发明的输入装置，能够广泛应用于输入相应于不限定于人体的各种的物体的接近而变化的检测电极的静电电容相应的信息的装置。

符号说明

1…电极部，2…选择部，3…静电电容检测部，4…处理部，5…存储部，6…接口部，10…电流输出电路，11…放大电路，12…电流反射镜电路，13…第1放大电路，14…第2放大电路，20…电流-电压转换电路，21…第3放大电路，30…电压产生电路，40…电压产生电路，50…检测值取得部，70…检测电流校正电路，71…电压产生电路，72…校正电流输出电路，es…检测电极，as…屏蔽电极，cs…被检测电容，ccp…校正用电容，is…驱动电流，izm、izp…检测电流，icp…校正电流，vs…检测用电压，vref…基准电压，vcp…校正用电压。