射频系统开关功率放大器系统及方法与流程
背景技术：
本公开整体涉及射频系统，并且更具体地涉及在射频系统中使用的开关功率放大器。
此部分旨在向读者介绍可能与下文描述和/或受权利要求书保护的本公开的各个方面有关的现有技术的各个方面。我们认为这种论述有助于为读者提供背景信息，以便于更好地理解本公开的各个方面。因此，应当理解，要在这个意义上来阅读这些文字描述，而不是作为对现有技术的承认。
许多电子设备可包括射频系统促进与另一电子设备和/或网络的数据的无线通信的射频系统。该射频系统可包括将数据的模拟表示作为模拟电信号输出的收发器，该模拟电信号然后可经由天线以无线方式进行发射。由于电子设备可被分开一定距离，因此射频系统可包括用于控制射频系统的输出功率(例如，模拟电信号的强度)的放大器部件。
在一些实施方案中，放大器部件可包括利用一个或多个晶体管作为电子开关的开关(例如，d类)功率放大器。在一些实施方案中，该开关功率放大器可将输入模拟电信号放大到期望的输出功率。更具体地，该开关功率放大器可至少部分地基于输入模拟电信号通过将输出端连接到包络电压(例如，venv)电源轨或接地部来生成放大模拟电信号。
理想情况下，开关功率放大器应实现高功率效率(例如，输出功率/dc功耗)，线性调节放大模拟电信号的输出功率，并在输入模拟电信号与放大输出模拟电信号之间维持恒定相移。然而，在实际操作中，晶体管通常具有寄生电容，这可导致晶体管将漏电流从其栅极传导到其漏极。事实上，这种漏电流可影响开关功率放大器的功率效率、对输出功率所作的调节的线性度，和/或输入模拟电信号和放大输出模拟电信号之间的相移的恒定性。
技术实现要素：
下文阐述本文所公开的某些实施方案的概要。应当理解，呈现这些方面仅仅是为了向读者提供这些特定实施方案的简明概要，并且这些方面并非旨在限制本公开的范围。实际上，本公开可涵盖下文可能未阐述的多个方面。
本公开总体涉及改进射频系统中所使用的开关(例如，d类)功率放大器的操作。通常，开关功率放大器接收输入模拟电信号并输出放大模拟电信号，然后可将该信号以无线方式发射到另一个电子设备或网络。更具体地，该开关功率放大器可基于输入模拟电信号，将输出端经由一个或多个晶体管连接到包络电压(例如，venv)电源轨或接地部来生成放大模拟电信号。
然而，晶体管中的每个晶体管通常具有寄生电容，这使得漏电流能够从晶体管的栅极流经该晶体管并流至其漏极。因此，特别是当放大模拟电信号的输出功率低时，漏电流可能限制最小输出功率，从而降低对输出功率所作的调节的线性度，和/或使得输入模拟电信号和输出模拟电信号之间的相移不恒定。
因此，本文所描述的技术可通过改善对输出功率所作的调节的线性度和/或输入电信号和输出电信号之间相移的恒定性来改善开关功率放大器的操作。在一些实施方案中，当射频系统利用具有正模拟电信号(例如，+v输入)和负模拟电信号(例如，-v输入)的差分方案时，第一开关功率放大器可被包括在接收正模拟电信号的第一支路中，并且第二开关功率放大器可被包括在接收负模拟电信号的第二支路中。
更具体地，每个开关功率放大器可包括第一p型金属氧化物半导体(pmos)晶体管和第一n型金属氧化物半导体(nmos)晶体管，该第一pmos晶体管具有电耦接至包络电压(例如，venv)电源轨的源极、电耦接至输入模拟电信号的栅极、和漏极电耦接至开关功率放大器的输出端的漏极，该第一nmos晶体管具有电耦接至接地部的源极、电耦接至输入模拟电信号的栅极、和电耦接至输出端的漏极。另外，每个开关功率放大器可包括第二nmos晶体管，该第二nmos晶体管具有电耦接至输入电信号的栅极、电耦接至包络电压电源轨的漏极、和电耦接至相对支路的开关放大器的输出端的源极。
因此，在操作过程中，当由于包络电压电源轨上的电压低于阈值范围(例如，介于pmos晶体管的阈值电压的量值和输入模拟电信号(当为高时)的电压减去nmos晶体管的阈值电压之间的电压)而使输出功率低时，每个开关功率放大器可作为双nmos反相器(例如，第一nmos晶体管与来自相对支路的第二nmos晶体管并联耦接)来操作。这样，因为nmos晶体管共享公共输出节点和输入反相的(例如，相反的)模拟电信号，因此流过nmos晶体管的漏电流可抵消掉。以这种方式，对输出功率所作的调节的线性度和/或输入模拟电信号和输出模拟电信号(特别是在低输出功率下)之间的相移的恒定性可得到改善。
然而，与pmos晶体管相比，由于nmos晶体管的驱动电压更高，因此在高输出功率下，双nmos架构可导致更高的dc功耗。相应地，由于线性度和/或相移受高输出功率下(例如，包络电压大于阈值)的漏电流的影响较小，因此当因包络电压电源轨上的电压高于阈值范围而使输出功率高时，每个开关功率放大器可作为nmos/pmos反相器(例如，第一nmos晶体管与第一pmos晶体管并联耦接)来操作。此外，当包络电压电源轨上的电压在阈值范围内时，每个开关功率放大器可作为并联的双nmos反相器和nmos/pmos反相器来操作。以这种方式，也可降低开关功率放大器的功耗，从而提高射频系统的效率(例如输出功率/dc功耗)。
附图说明
阅读以下详细描述并参考附图，可更好地理解本公开的各个方面，在附图中：
图1是根据实施方案的具有射频系统的电子设备的框图；
图2是根据实施方案的图1的电子设备的示例；
图3是根据实施方案的图1的电子设备的示例；
图4是根据实施方案的图1的电子设备的示例；
图5是根据实施方案的图1的射频系统的框图；
图6是根据实施方案的在图5的射频系统中使用的放大器部件的示意图；
图7是根据实施方案的在图6的放大器部件中使用的开关功率放大器的一个实施方案的示意图；
图8a是根据实施方案的图7的开关功率放大器在包络电压高时的示意图；
图8b是根据实施方案的图7的开关功率放大器在包络电压低时的示意图；
图9是根据实施方案的描述了用于操作开关功率放大器的过程的流程图；
图10是根据实施方案的描述了用于组装开关功率放大器的过程的流程图；
图11是根据实施方案的在图6的放大器部件中使用的开关功率放大器的另一个实施方案的示意图；
图12a是根据实施方案的图11的开关功率放大器在包络电压高时的示意图；
图12b是根据实施方案的图11的开关功率放大器在包络电压低时的示意图；
图13是根据实施方案的图11的开关功率放大器中的与包络电压有关的输出功率和相移的曲线图；
图14是根据实施方案的图11的开关功率放大器中的晶体管中的与包络电压有关的电流的曲线图；
图15是根据实施方案的在不同包络电压下的由图11的开关功率放大器输出的放大模拟电信号的曲线图；
图16是根据实施方案的图11的开关功率放大器中的与包络电压有关的功耗和效率的曲线图。
具体实施方式
下文将描述本公开的一个或多个具体实施方案。这些所描述的实施方案仅为目前所公开的技术的示例。此外，为了提供这些实施方案的简明描述，在本说明书中可能未描述实际具体实施的所有特征。应当认识到，在任何此类实际实施的开发中，如任何工程学或设计项目中那样，必须要作出特定于许多具体实施的决策以实现开发者的具体目标，诸如符合可能随具体实施变化的与系统相关的约束条件和与事务相关的约束条件。此外，应当理解，此类开发努力可能是复杂且耗时的，但对于从本公开中受益的普通技术人员而言，其可能仍然是设计、制造和生产的常规任务。
在介绍本公开的各种实施方案的元件时，冠词“一个”(“a”“an”)和“该”旨在意指存在该元件中的一个或多个元件。术语“包括”(“comprising”，“including”)和“具有”旨在被包括在内，并且意指可能存在除列出的元件之外的附加元件。此外，应当理解，参考本公开的“一个实施方案”或“实施方案”并非旨在被解释为排除也结合所引述的特征的附加实施方案的存在。
如上所述，电子设备可包括射频系统，以便于与另一电子设备和/或网络以无线方式传送数据。更具体地，射频系统可调制无线电波，以使得电子设备能够经由个人局域网(例如，蓝牙网络)、局域网(例如，802.11xwi-fi网络)和/或广域网(例如，4g或lte蜂窝网络)来进行通信。换句话说，射频系统可利用各种无线通信协议来促进对数据的传送。
然而，无论使用何种无线通信协议，射频系统在操作上通常可均为相似的。例如，为了传输数据，处理电路可生成数据的数字表示作为数字电信号，并且收发器(例如，发射器和/或接收器)随后可将该数字电信号转换成一个或多个模拟电信号。基于各种因素(例如，无线通信协议、功耗、距离等)，模拟电信号可在不同输出功率下以无线方式进行发射。为了便于控制输出功率，该射频系统可包括接收模拟电信号并以期望的输出功率来输出放大模拟电信号以便经由天线进行发射的放大器部件。
在一些实施方案中，该放大器部件可包括利用多个晶体管来生成放大模拟电信号的一个或多个开关(例如，d类)功率放大器。更具体地，该开关功率放大器可基于输入模拟电信号通过将输出端连接到包络电压(例如，venv)电源轨或接地部来生成放大模拟电信号。例如，当输入模拟电信号低(例如，零伏)时，该开关功率放大器可使第一晶体管导通并使第二晶体管截止，以将输出端连接到包络电压电源轨。另一方面，当输入信号高(例如，正电压)时，该开关放大器可使第一晶体管截止并使第二晶体管导通，以将输出连接到接地部。
以这种方式，可通过调节包络电压来控制放大模拟电信号的输出功率。因此，为了便于控制输出功率，可能期望的是放大模拟电信号的输出功率随包络电压的量值成比例地变化。换句话说，可能期望的是输出功率与包络电压线性地变化。此外，可能期望的是无论输出功率如何，放大模拟电信号和输入信号之间的相移均相对恒定。
理论上讲，该晶体管通过当截止时断开电源并且当导通时连接电源而将作为电子开关来操作。然而，在现实世界的情况下，该晶体管通常具有寄生电容，这使得漏电流能够从晶体管的栅极传导通过该晶体管并流至其漏极。换句话说，晶体管的操作可能偏离理想开关的操作。事实上，漏电流可影响开关功率放大器的线性度(例如，振幅输出/振幅输入)和相移，特别是在低输出功率(例如，包络电压低于阈值范围)下。例如，当开关功率放大器仅包括并联耦接的p型金属氧化物半导体(pmos)晶体管和n型金属氧化物半导体(nmos)晶体管时，晶体管中的漏电流可对开关功率放大器的输出功率施加较低的限制，从而降低线性度，并使得相移随输出功率而显着变化(例如，100度)。
因此，本实施方案中描述的技术可通过改善对输出功率的控制以及开关功率放大器中的相移的恒定性来改善射频系统的操作。例如，射频系统的一些实施方案利用差分方案。在此类实施方案中，第一开关功率放大器可被包括在接收正模拟电信号(例如，+v输入)的第一支路中，并且第二开关功率放大器可被包括在接收负模拟电信号(例如，-v输入)的第二支路中。更具体地，每个开关功率放大器可包括第一p型金属氧化物半导体(pmos)晶体管和第一n型金属氧化物半导体(nmos)晶体管，该第一pmos晶体管具有电耦接至包络电压(例如，venv)电源轨的源极、电耦接至输入模拟电信号的栅极、和电耦接至开关功率放大器的输出端的漏极，该第一nmos晶体管具有电耦接至接地部的源极、电耦接至输入模拟电信号的栅极、和电耦接至输出端的漏极。另外，每个开关功率放大器可包括第二nmos晶体管，该第二nmos晶体管具有电耦接至输入模拟电信号的栅极、电耦接至包络电压电源轨的漏极、和电耦接至相对支路中的开关功率放大器的输出端的源极。
因此，在操作过程中，当输出功率低(例如，包络电压低于阈值范围)时，开关功率放大器可将一个支路的第一nmos晶体管与另一个支路的第二nmos晶体管并联连接。换句话说，开关功率放大器可作为两个双nmos反相器的来操作。更具体地，在每个双nmos反相器中，第一nmos晶体管和第二nmos晶体管在其各自的栅极处接收反相的(例如，相反的)输入模拟信号。这样，因为nmos晶体管共享公共输出节点并被提供反相的输入模拟电信号，因此流过第一nmos晶体管和第二nmos晶体管的漏电流可抵消掉。以这种方式，对输出功率所作的调节的线性度、输入模拟电信号和输出模拟电信号(特别是在低输出功率下)之间相移的恒定性或这两者可得到改善。
另一方面，在操作过程中，当输出功率高(例如，包络电压高于阈值范围)时，该开关功率放大器可将支路的第一nmos晶体管和第一pmos晶体管并联连接。换句话说，该开关功率放大器可作为两个nmos/pmos反相器来操作。更具体地，由于第一pmos可使用比nmos晶体管更低的驱动电压，因此可降低开关功率放大器的功耗。此外，由于输出功率高，因此漏电流对放大模拟电信号的影响可为小的，并且因此不会显着影响线性度和/或相移。以这种方式，本文所述的技术可改善射频系统的操作(例如，改善对输出功率的控制和开关功率放大器中的相移的恒定性)，同时还降低功耗(例如，提高功率效率)。
为了帮助说明，图1中描述了可利用射频系统12的电子设备10。如将在下文更详细描述的那样，电子设备10可以是任何合适的电子设备，诸如手持式计算设备、平板计算设备、笔记本电脑等。
因此，如图所示，电子设备10包括射频系统12、输入结构14、存储器16、一个或多个处理器18、一个或多个存储设备20、电源22、输入/输出端口24、以及电子显示器26。图1所述的各种部件可包括硬件元件(包括电路)、软件元件(包括被存储在非暂态计算机可读介质上的计算机代码)、或硬件元件和软件元件两者的组合。应当指出的是，图1仅为特定具体实施的一个示例，并且旨在示出可存在于电子设备10中的部件的类型。另外，应当注意，所示的各种部件可组合成更少的部件或分离成附加部件。例如，存储器16和存储设备20可被包括在单个部件中。
如图所示，处理器18可操作地与存储器16和存储设备20耦接在一起。更具体地，处理器18可执行被存储在存储器16和/或存储设备20中的指令，以在电子设备10中执行操作，诸如指导射频系统12与另一设备进行通信。这样，处理器18可包括一个或多个通用微处理器、一个或多个专用处理器(asic)、一个或多个现场可编程逻辑阵列(fpga)、或它们的任何组合。此外，存储器16和/或存储设备20可以是存储可由处理器18执行的指令和可由处理器18处理的数据的有形的非暂态计算机可读介质。例如，存储器16可包括随机存取存储器(ram)，并且存储设备20可包括只读存储器(rom)、可重写闪存存储器、硬盘驱动器、光盘等等。
另外，如图所示，处理器18可操作地耦接至电源22，该电源向电子设备10中的各种部件提供电力。例如，电源22可向射频系统12提供直流(dc)电。因此，电源22可包括任何合适的能量源，诸如可再充电锂聚合物(li-poly)电池和/或交流(ac)电源转换器。此外，如图所示，处理器18与i/o端口24可操作地耦接，这可使得电子设备10能够与各种其他电子设备进行交互，并且该处理器与输入结构14可操作地耦接，这可使得用户能够与电子设备10进行交互。因此，输入结构14可包括按钮、键盘、鼠标、触控板等。另外，在一些实施方案中，电子显示器26可包括触敏部件。
除了启用用户输入之外，电子显示器26可显示图像帧，诸如、静态图像、视频内容、或用于操作系统的图形用户界面(gui)应用界面。如图所示，显示器可操作地耦接至处理器18。因此，由电子显示器26显示的图像帧可基于从处理器18接收到的显示图像数据。
如图所示，处理器18还可操作地与射频系统12耦接，这可促进将电子设备10通信地耦接至一个或多个其他电子设备和/或网络。例如，射频系统12可使得电子设备10能够通信地耦接至个人局域网(pan)，诸如蓝牙网络、局域网(lan)(诸如802.11xwi-fi网络)、和/或广域网(wan)(诸如4g或lte蜂窝网络)。可以理解，射频系统12可实现使用各种通信协议和/或改变输出功率(例如，所发射的模拟电信号的强度)的通信。
对于每个通信协议(例如，蓝牙、lte、802.11xwi-fi等)，射频系统12的操作原理可以是类似的。更具体地，如下文将更详细描述的，射频系统12可使用收发器来将包含期望被传输的数据的数字电信号转换模拟电信号。射频系统12然后可使用放大器部件来将模拟电信号放大成期望的输出，并使用一个或多个天线来输出该放大模拟信号。换句话说，本文所述的技术可适用于任何合适的射频系统12，所述射频系统不管使用何种通信协议均以任何合适的方式进行操作。
如上所述，电子设备10可以是任何合适的电子设备。为了帮助说明，图2描述了手持式设备10a的一个示例，该手持式设备可以是便携式电话、媒体播放器、个人数据管理器、手持式游戏平台、或此类设备的任何组合。例如，手持式设备10a可以是智能手机，例如可得自appleinc.的任何
另外，如图所示，输入结构14可通过壳体(例如，外壳)28打开。如上所述，输入结构14可使得用户能够与手持式设备10a进行交互。例如，输入结构14可激活或去激活手持式设备10a，将用户界面导航到home屏幕，将用户界面导航到用户可配置应用程序屏幕，激活语音识别特征，提供音量控制，以及在振动模式和响铃模式之间进行切换。此外，如图所示，i/o端口24通过外壳28打开。在一些实施方案中，i/o端口24可包括例如连接到外部设备的音频插孔。此外，射频系统12也可被包封在壳体28内，并且位于手持式设备10a的内部。
为了进一步说明合适的电子设备10，在图3中描述了平板设备10b，诸如可得自appleinc.的任何
如上所述，射频系统12可通过以无线方式传送数据来促进与其他电子设备和/或网络的通信。为了帮助说明，图5中描述了射频系统12的一部分34。如图所示，部分34包括数字信号发生器36、收发器38、放大器部件40、一个或多个滤波器42，以及天线44。数字信号发生器36可通过输出数字电信号来生成期望从电子设备10传输的数据的数字表示。因此，在一些实施方案中，数字信号发生器36可包括处理器18和/或单独的处理电路，诸如射频系统12中的基带处理器或调制解调器。
收发器38然后可接收数字电信号并生成数据的模拟表示。在一些实施方案中，收发器38可通过输出包络电压(例如，venv)来生成模拟表示，以指示射频系统12的期望的输出功率和一个或多个模拟电信号(例如，+v输入和-v输入)，从而指示数字电信号的相位(例如，高还是低)。例如，当期望的输出为20dbm时，收发器38可输出1.2伏特的包络电压。此外，当数字电信号为高(例如为“1”)时，收发器38输出具有正电压的模拟电信号，并且当数字电信号为低(例如为“0”)时，收发器38可输出零伏特的模拟电信号。
另外，在一些实施方案中，收发器38可使用差分方案，从而生成正模拟电信号(例如，+v输入)和负模拟电信号(例如，-v输入)。更具体地，收发器不是生成单个模拟电信号，而是可生成正模拟电信号和负模拟电信号，使得它们彼此反相，并且它们的量值等于单个模拟电信号的量值的一半。换句话说，当数字电信号为高(例如为“1”)时，正模拟电信号可具有正电压，并且负模拟电信号可为零伏特。另一方面，当数字电信号为低(例如为“0”)时，正模拟电信号可具有零伏特，并且负模拟电信号可以是正电压。
由于模拟电信号的输出功率可为小的，因此放大器部件40可通过输出放大模拟电信号来接收和放大模拟电信号。例如，当接收到正模拟电信号和负模拟电信号时，放大器部件40可输出放大的正模拟电信号(例如，+v输出)和放大的负模拟电信号(例如，-v输出)。可以理解，放大的正模拟电信号和放大的负模拟信号也可以是彼此反相的。
此外，放大器部件40可改变放大模拟电信号的量值，以使得射频系统12的输出功率能够得到调节。如下文将更详细描述的那样，放大器部件40可包括具有一个或多个晶体管的一个或多个开关功率放大器。在此类实施方案中，开关功率放大器可通过使晶体管导通和截止，以基于从收发器38接收到的输入模拟电信号将开关功率放大器的输出端连接到包络电压(例如，venv)电源轨或接地部来生成放大模拟电信号，例如，当正模拟电信号为高并且负模拟电信号为低时，放大的正模拟电信号可以是包络电压，并且放大的负模拟电信号可为零伏特。另一方面，当正模拟电信号为低并且负模拟电信号为高时，放大的正模拟电信号可为零伏特，并且放大的负模拟电信号可以是包络电压。
可以理解，噪声例如寄生噪声或带外噪声可由收发器38和/或放大器部件40引入。因此，一个或多个滤波器42可从放大模拟电信号中去除引入的噪声，并输出经滤波的模拟电信号。经滤波的模拟电信号随后可作为经调制的无线电波经由天线44以无线方式发射到另一个电子设备和/或网络。
如上所述，放大器部件40可包括一个或多个开关功率放大器，以便于控制放大模拟电信号的量值，并且因此控制射频系统12的输出功率。为了帮助说明，图6中描述了放大器部件40的更详细的视图。在所示实施方案中，放大器部件40利用差分方案，并且包括包络电压放大器46、接收正模拟电信号+v输入的第一支路48、和接收负模拟电信号-v输入的第二支路50。
如图所示，包络电压放大器46包括电源轨54、晶体管56、电容器58、和从收发器38接收包络电压venv的运算放大器52。在所示实施方案中，包络电压放大器46连接在负反馈回路中。更具体地，运算放大器52可在其倒相输入端处接收包络电压，并在非倒相输入端处接收包络放大器46的输出电压(例如，输出端60处的电压)。因此，运算放大器52可将由电容器58滤波的输出电压与包络电压之间的差值放大。
另外，在所示实施方案中，晶体管56具有连接到运算放大器52的输出端的栅极、连接到电源轨54的源极、和连接到包络电压放大器46的输出端60的漏极。更具体地，电源(诸如电源22)可将直流电供应至电源轨54，使得电源轨54具有电压vdd。因此，晶体管56可基于输出电压和包络电压之间的差值来选择性地将输出端60连接到电源轨54。以这种方式，包络电压放大器46可在大约包络电压下向第一支路48和第二支路50输出电力。
如图所示，每个支路48或50包括一个或多个初级(例如，驱动)功率放大器(例如，反相器)62和开关功率放大器64。更具体地，在操作过程中，一个或多个初级功率放大器62可各自将所接收到的模拟电信号放大(例如，增大其量值)到足以驱动开关功率放大器64的电压。然后，开关功率放大器64可各自至少部分地基于从包络电压放大器46输出的电力来将所接收到的模拟电信号放大到期望的输出功率。例如，在所示实施方案中，第一支路48可输出放大的正模拟电信号+v输出，并且第二支路50可输出放大的负模拟电信号-v输出。
放大模拟电信号然后可被负载66(诸如滤波器42和/或天线44)接收以用于发射。因此，当射频系统12利用差分方案时，放大的正模拟电信号和放大的负模拟电信号可经由变压器68而被组合成单个放大模拟电信号。
如上所述，开关功率放大器64a和64b可至少部分地基于包络电压以期望的输出功率来输出放大模拟电信号。为了帮助说明，图7中描述了第一支路48中的第一开关功率放大器64a和第二支路50中的第二开关功率放大器64b的更详细的视图。如图所示，第一开关功率放大器64a接收正模拟电信号(例如，+v输入)，第二开关功率放大器64b接收负模拟电信号(例如，-v输入)，并且开关功率放大器64a和64b两者并联耦接在包络电压电源轨道70和接地部72之间。更具体地，包络电压放大器46以包络电压(venv)将电力供应至包络电压电源轨。
另外，如图所示，开关功率放大器64a和64b各自包括第一pmos晶体管74、第一nmos晶体管76、第二pmos晶体管78、第二nmos晶体管80、和包括串联的电容器82和电感器84的计量(例如，平滑滤波)部件。更具体地，第一pmos晶体管74和第一nmos晶体管76并联耦接，使得第一pmos晶体管74的源极电耦接至包络电压电源轨70，第一nmos晶体管76的源极电耦接至接地部72，漏极电耦接至计量部件，并且栅极电耦接至输入模拟电信号。此外，第二nmos晶体管80和第二pmos晶体管78并联耦接，使得第二nmos晶体管80的漏极电耦接至包络电压电源轨70，第二pmos晶体管78的漏极电耦接至接地部72，源极电耦接至相对支路的计量部件，并且栅极电耦接至输入模拟电信号。此外，在一些实施方案中，nmos晶体管76和80可具有大致相同的操作特性(例如，寄生电容和/或漏电流)，并且pmos晶体管74和78可具有大致相同的操作特性(例如，寄生电容和/或漏电流)，以便于减小漏电流的影响。
在操作过程中，开关功率放大器64a和64b在包络电压高于阈值范围时可作为nmos/pmos反相器；在包络电压低于阈值范围时可作为双nmos反相器；并且在包络电压处于阈值范围内时可作为组合反相器(例如，双nmos反相器与nmos/pmos反相器并联耦接)。在一些实施方案中，阈值范围可包括介于pmos晶体管(例如，74和78)的阈值电压与输入模拟电信号(当为高时)的电压(例如，初级放大器62的驱动电压)减去nmos晶体管(例如，76和80)的阈值电压之间的电压。为了帮助说明，图8a描述了当包络电压(例如，venv高)高于阈值范围时的开关功率放大器64a和64b的操作，并且图8b描述了当包络电压(例如，venv低)低于阈值范围时的开关功率放大器64a和64b的操作。
如图8a所示，当包络电压高于阈值范围时，第二nmos晶体管80和第二pmos晶体管78可维持在截止状态中。更具体地，nmos晶体管76和80可具有大于输入模拟电信号(例如，+v输入或–v输入)的电压和包络电压(例如，venv高)之间的差值的阈值电压(例如，栅极至源极电压)。换句话说，当输入模拟电信号为低时，由于栅极电压大约为零伏特，因此第二nmos晶体管80可截止。另外，即使当输入模拟电信号为高时，由于栅极电压(例如，输入模拟电信号的电压)与源极电压(例如，包络电压)之间的差值小于第二nmos晶体管80的阈值电压，因此第二nmos晶体管80可维持截止。
此外，pmos晶体管74和78可具有大于包络电压(例如，venv高)与所接收的模拟电信号的电压之间的差值的阈值电压(例如，源极到栅极电压)。换句话说，当所接收的模拟电信号为高时，因为栅极电压是所接收的模拟电信号的正电压，因此第二pmos晶体管78可截止。另外，即使所接收的模拟电信号为低，由于栅极电压和源极电压均为大约零伏特，因此第二pmos晶体管78可维持截止。
因此，当包络电压高于阈值范围时，该开关功率放大器64a和64b可作为nmos/pmos反相器来操作，其中第一pmos晶体管74和第一nmos晶体管76并联耦接。更具体地，在每个开关功率放大器64a和64b中，当输入模拟电信号(例如，+v输入或–v输入)为高时，第一pmos晶体管74可截止，并且第一nmos晶体管76可导通，从而将输出端连接到接地部。另一方面，当所接收的模拟电信号为低时，第一nmos晶体管76可截止，并且第一pmos晶体管74可导通，从而将输出端连接到包络电压电源轨70。
以这种方式，第一开关功率放大器64a以期望的输出功率(例如，至少部分地基于包络电压)来输出放大的正模拟电信号+v输出，并且第二开关功率放大器64b以期望的输出功率来输出放大的负模拟电信号-v输出。此外，由于开关功率放大器64a和64b基于反相信号来生成放大模拟电信号(例如，+v输出和-v输出)，因此放大模拟电信号也可彼此反相。
另一方面，如图8b所示，当包络电压低于阈值范围时，第一pmos晶体管74和第二pmos晶体管78可维持在截止状态中。如上所述，阈值范围可以是介于第一pmos晶体管74的阈值电压的量值与输入模拟电信号(当为高时)的电压减去nmos晶体管76和80的阈值电压之间的电压。因此，当输入模拟电信号为高时，因为栅极电压是输入模拟电信号的正电压，因此第一pmos晶体管74和第二pmos晶体管78可截止。另外，即使当输入模拟电信号为低时，由于源极电压(例如，包络电压)和栅极电压(例如，零伏特)之间的差值小于pmos晶体管74和78的阈值电压，因此第一pmos晶体管74和第二pmos晶体管78可维持截止。
因此，当包络电压低于阈值范围时，该开关功率放大器64a和64b可作为双nmos反相器来操作，其中第一nmos晶体管76与相对支路的第二nmos晶体管并联耦接。更具体地，当输入模拟电信号(例如，+v输入或-v输入)为高时，第一nmos晶体管76可导通，并且相对支路的第二nmos晶体管80可截止，从而将输出端连接到接地部。另一方面，当所接收的模拟电信号为低时，第一nmos晶体管76可截止，并且相对支路的第二nmos晶体管80可导通，从而将输出端连接到包络电压电源轨70。
此外，由于开关功率放大器64a和64b作为双nmos反相器来操作，因此漏电流的影响可减小。更具体地，如上所述，每个晶体管通常具有使得漏电流能够流动的寄生电容。例如，在所示实施方案中，第一漏电流可流过第一开关功率放大器64a中的第一pmos晶体管74a和第一nmos晶体管76a，并且第二漏电流可流过第二开关功率放大器64b的第二pmos晶体管78b和第二nmos晶体管80b，这两个漏电流均可被供应至放大的正模拟电信号+v输出。
通常，由晶体管传导的漏电流的量可至少部分地基于晶体管的寄生电容。因此，由于第一pmos晶体管74a和第一nmos晶体管76a两端的寄生电容与第二nmos晶体管80b和第二pmos晶体管78b两端的寄生电容大致相同，因此第一漏电流和第二漏电流的量值近似相同。此外，由于输入模拟电信号(例如，+v输入和-v输入)彼此反相，因此第一漏电流和第二漏电流的相位也可以是彼此反相的(例如，相反的)，从而两者抵消掉。
类似地，在所示实施方案中，第三漏电流可流过第二开关功率放大器64b的第一pmos晶体管74b和第一nmos晶体管76b，并且第四漏电流可流过第一开关功率放大器的第二pmos晶体管78a和第二nmos晶体管80a，这两个漏电流均可被供应至放大的负模拟电信号-v输出。然而，由于输入模拟电信号(例如，-v输入和+v输入)彼此反相并且寄生电容近似相等，因此第三漏电流和第四泄漏也可抵消。
以这种方式，可操作开关功率放大器64a和64b以减小漏电流的影响，特别是当输出功率低(例如，低于输出功率阈值范围)时，从而改善对输出功率控制的线性度以及输入模拟电信号和输出模拟电信号之间的相移的恒定性。此外，可操作开关功率放大器64a和64b以减少从电源22供应的dc功耗，特别是当输出功率为高(例如，高于输出功率阈值范围)时，从而改善射频系统12的效率(例如，输出功率/dc功耗)。
为了进一步说明，图9中描述了用于操作开关功率放大器64的过程86的一个实施方案。通常，该过程包括确定包络电压(过程框88)；确定包络电压是否小于阈值范围(决策框90)；当包络电压小于阈值范围时使用双nmos反相器(过程框92)；当包络电压不小于阈值范围时，确定包络电压是否大于阈值范围(决策框94)；当包络电压大于阈值范围时，使用nmos/pmos反相器(过程框96)；并且当阈值电压不大于阈值范围时，使用双nmos反相器和nmos/pmos反相器的组合(过程框100)。在一些实施方案中，过程86可使用被存储在存储器16和/或另一合适的有形非暂态计算机可读介质中的并且可由处理器18和/或另一合适的处理电路执行的指令来实现。
因此，射频系统12可确定包络电压(过程框88)。在一些实施方案中，射频系统12可轮询收发器38以用于包络电压输出，该包络电压输出用于生成期望的输出功率。除此之外或另选地，射频系统12可包括测量收发器的电压输出和/或包络电压电源轨70上的电压的一个或多个传感器(例如，电压传感器)。
射频系统12然后可确定包络电压是否小于阈值范围(决策框90)。在一些实施方案中，阈值范围可包括介于pmos晶体管(例如，74和78)的阈值电压与输入模拟电信号(当为高时)的电压减去nmos晶体管(例如，76和80)的阈值电压之间的电压。另外，在一些实施方案中，阈值范围可以是预先确定的并且被存储在存储器16和/或存储设备20中。因此，在此类实施方案中，射频系统12可检索阈值范围并将其与包络电压进行比较。
当包络电压小于阈值范围时，射频系统12可将开关功率放大器64作为双nmos反相器来操作(过程框92)。更具体地，射频系统12可将第一pmos晶体管74和第二pmos晶体管78维持在截止状态中。此外，射频系统12可将一个支路的第一nmos晶体管76与另一支路的第二nmos晶体管80并联连接。如上所述，双nmos反相器可使得漏电流被抵消，从而改善线性度和/或相移的恒定性，在低输出功率(例如，低包络电压)下尤为如此。
另一方面，当不小于阈值范围时，射频系统12可确定包络电压是否大于阈值范围(决策框94)。当包络电压大于阈值范围时，射频系统12可将开关功率放大器64作为nmos/pmos反相器来操作(过程框96)。更具体地，射频系统12可将第二pmos晶体管78和第二nmos晶体管80维持在截止状态中。此外，射频系统12可将每个支路的第一pmos晶体管74和第一nmos晶体管76并联连接。如上所述，使用nmos/pmos反相器可使功耗降低，从而提高功率效率，在高输出功率(例如，高包络电压)下尤为如此。
此外，当不大于并且不小于阈值范围时，射频系统可将开关功率放大器64作为与nmos/pmos反相器并联耦接的双nmos反相器来操作(过程框100)。如上所述，阈值可以是介于第一pmos晶体管74的阈值电压的量值与输入模拟电信号(为高时)的电压减去nmos晶体管76和80的阈值电压之间的电压范围。这样，当包络电压处于阈值范围内时，晶体管可处于晶体管部分导通的区域中。
这样，射频系统12可使用第一pmos晶体管74、第一nmos晶体管76和第二nmos晶体管80的组合来操作开关功率放大器64。换句话说，每个开关功率放大器64可至少部分地基于由该支路的第一pmos晶体管74传导的电流和由相对支路的第二nmos晶体管80传导的电流来输出放大模拟电信号。事实上，如下文将更详细描述的那样，第一pmos晶体管74和第二nmos晶体管80可被选择成使得即使在阈值范围内，输出电流的和也随包络电压而线性变化。
因此，本文所述的技术描述了可用于改善射频系统12的操作的开关功率放大器64。图10中描述了用于制造一对开关功率放大器(例如，64a和64b)的过程102的一个实施方案。通常，过程102包括形成第一开关功率放大器(过程框104)和形成第二开关功率放大器(过程框106)。在一些实施方案中，过程102可由制造商使用被存储在任何合适的有形非暂态计算机可读介质上的并且可由任何合适的处理电路执行的指令来实现。
因此，制造商可形成第一开关功率放大器(过程框104)，其包括形成第一pmos晶体管(过程框108)，形成第一nmos晶体管(过程框110)，形成第二nmos晶体管(过程框112)，并且可选地形成第二pmos晶体管(过程框114)。在一些实施方案中，制造商可在第一开关功率放大器(例如，开关功率放大器64a)中形成第一pmos晶体管(例如，第一pmos晶体管74a)和第一nmos晶体管(例如，第一nmos晶体管76a)，使得它们并联耦接。更具体地，第一pmos晶体管74可被形成为使得其源极可电耦接至包络电压(例如，venv)电源轨70，其栅极可电耦接至输入到第一开关功率放大器的模拟电信号(例如，+v输入)，并且其漏极可电耦接至第一开关功率放大器的输出端(例如，+v输出)，而第一nmos晶体管76可被形成为使得其源极可电耦接至接地部72，其栅极可电耦接至输入到第一开关功率放大器的模拟电信号，并且其漏极可电耦接至第一开关功率放大器的输出端。
此外，第二nmos晶体管(例如，第二nmos晶体管80a)可形成在第一开关功率放大器中，使得其栅极可电耦接至输入到第一开关功率放大器的模拟电信号，其漏极可电耦接至包络电压电源轨70，并且其源极可电耦接至第二开关功率放大器的输出端。此外，第二pmos晶体管(例如，第二pmos晶体管78a)可被形成为使得其与第二nmos晶体管80并联耦接。更具体地，第二pmos晶体管78可形成在第一开关功率放大器中，使得其栅极可电耦接至输入到第一开关功率放大器的模拟电信号，其漏极可电耦接至接地部72，并且其源极可电耦接至第二开关功率放大器的输出端。
应当注意，就图7中描述的开关功率放大器64a和64b的实施方案而言，第二pmos晶体管78通常维持在截止状态中。实际上，如下文将要详细描述的那样，即使省略第二pmos晶体管78，仍然可减小漏电流的影响。这样，可将第二pmos晶体管78可选地形成在第一开关功率放大器中。
类似于第一开关功率放大器，制造商可形成第二开关功率放大器(过程框106)，其包括形成第一pmos晶体管(过程框116)，形成第一nmos晶体管(过程框118)，形成第二nmos晶体管(过程框120)，并且可选地形成第二pmos晶体管(过程框122)。在一些实施方案中，制造商可在第二开关功率放大器(例如，开关功率放大器64b)中形成第一pmos晶体管(例如，第一pmos晶体管74b)和第一nmos晶体管(例如，第一nmos晶体管76b)，使得它们并联耦接。更具体地，第一pmos晶体管74可被形成为使得其源极可电耦接至包络电压(例如，venv)电源轨70，其栅极可电耦接至输入到第二开关功率放大器的模拟电信号(例如，-v输入)，并且其漏极可电耦接至第二开关功率放大器的输出端(例如，-v输出)，而第一nmos晶体管76可被形成为使得其源极可电耦接至接地部72，其栅极可电耦接至输入到第二开关功率放大器的模拟电信号，并且其漏极可电耦接至第二开关功率放大器的输出端。
另外，第二nmos晶体管(例如，第二nmos晶体管80b)可被形成为使得其栅极可电耦接至输入到第二开关功率放大器的模拟电信号，其漏极可电耦接至包络电压电源轨70，其源极可电耦接至第一开关功率放大器的输出端。此外，第二pmos晶体管(例如，第二pmos晶体管78b)可被形成为使得其与第二nmos晶体管80并联耦接。更具体地，第二pmos晶体管78可被形成为使得其栅极可电耦接至输入到第二开关功率放大器的模拟电信号，其漏极可电耦接至接地部72，并且其源极可电耦接至第一开关功率放大器的输出端。
此外，如在第一开关功率放大器中那样，可将第二pmos晶体管78可选地形成在第二开关功率放大器中，同时仍减小漏电流的影响。为了帮助说明，图11中描述了不具有第二pmos晶体管78的开关功率放大器64的一个实施方案。类似于图7所述的实施方案，第一开关功率放大器64c接收正模拟电信号+v输入，第二开关功率放大器64d接收负模拟电信号-v输入，并且开关功率放大器64c和64d两者并联耦接在包络电压电源轨道70和接地部72之间。
另外，如图所示，第一开关功率放大器64c和第二开关功率放大器64d各自包括第一pmos晶体管74、第一nmos晶体管76、第二nmos晶体管80和计量部件(例如，串联的电容器82和电感器84)。更具体地，第一pmos晶体管74和第一nmos晶体管76并联耦接，使得第一pmos晶体管74的源极电耦接至包络电压电源轨70，第一nmos晶体管76的源极电耦接至接地部72，漏极电耦接至计量部件，并且栅极电耦接至输入模拟电信号。另外，第二nmos晶体管80被耦接成使得漏极电耦接至包络电压电源轨70，源极电耦接至相对支路的计量部件，并且栅极电耦接至输入模拟电信号。此外，nmos晶体管76和80可具有大致相同的操作特征(例如，寄生电容和/或漏电流)。
类似于图7中所述的实施方案，在操作过程中，开关功率放大器64c和64d在包络电压高于阈值范围时可作为nmos/pmos反相器，在包络电压低于阈值范围时可作为双nmos反相器，并且在包络电压处于阈值范围内时作为反相器的组合(例如，nmos/pmos反相器与双nmos反相器并联耦接)。为了帮助说明，图12a描述了当包络电压(例如，venv高)高于阈值范围时的开关功率放大器64c和64d的操作，并且图8b描述了当包络电压(例如，venv低)低于阈值范围时的开关功率放大器64c和64d的操作。
如图12a所示，当包络电压高于阈值范围时，因为第二nmos晶体管80的阈值电压(例如，栅极到源极电压)大于输入模拟电信号的电压(例如+v输入或-v输入)与包络电压(例如，venv高)之间的差值，因此可维持在截止状态中。换句话说，当输入模拟电信号为低时，由于栅极电压大约为零伏特，因此第二nmos晶体管80可截止。另外，即使当输入模拟电信号为高时，由于栅极电压(例如，输入模拟电信号的电压)与源极电压(例如，包络电压)之间的差值小于第二nmos晶体管80的阈值电压，因此第二nmos晶体管80可维持截止。
因此，当包络电压高于阈值范围时，开关功率放大器64c和64d可作为nmos/pmos反相器来操作，其中第一pmos晶体管74和第一nmos晶体管76并联耦接。更具体地，在每个开关功率放大器64c和64d中，当输入模拟电信号(例如，+v输入或–v输入)为高时，第一pmos晶体管74可截止，并且第一nmos晶体管76可导通，从而将输出端连接到接地部。另一方面，当输入模拟电信号为低时，第一nmos晶体管76可截止，并且第一pmos晶体管74可导通，从而将输出端连接到包络电压电源轨70。以这种方式，第一开关功率放大器64c以期望的输出功率来输出放大的正模拟电信号+v输出，并且第二开关功率放大器64d以期望的输出功率来输出放大的负模拟电信号-v输出。
另一方面，如图12b所示，当包络电压低于阈值范围时，第一pmos晶体管74可维持在截止状态中。如上所述，阈值范围可以是介于第一pmos晶体管74的阈值电压的量值与输入模拟电信号(当为高时)的电压减去nmos晶体管76和80的阈值电压之间的电压。因此，当输入模拟电信号为高时，因为栅极电压是输入模拟电信号的正电压，因此第一pmos晶体管74可截止。另外，即使当输入的模拟电信号为低时，由于源极电压(例如，包络电压)和栅极电压(例如，零伏特)之间的差值小于第一pmos晶体管74的阈值电压，因此第一pmos晶体管74可维持截止。
因此，当包络电压低于阈值范围时，开关功率放大器64d和64d可作为双nmos反相器来操作，其中第一nmos晶体管76与相对支路的第二nmos晶体管80并联耦接。更具体地，当输入模拟电信号(例如，+v输入或-v输入)为高时，第一nmos晶体管76可导通，并且相对支路的第二nmos晶体管80可截止，从而将输出端连接到接地部。另一方面，当输入模拟电信号为低时，第一nmos晶体管76可截止，并且相对支路的第二nmos晶体管80可导通，从而将输出端连接到包络电压电源轨70。
此外，即使开关功率放大器64c和64d不包括第二pmos晶体管78，仍然可减小漏电流的影响。例如，在所述实施方案中，第一漏电流可流过第一开关功率放大器64c中的第一pmos晶体管74c和第一nmos晶体管76c，并且第二漏电流可流过第二开关功率放大器64d的第二nmos晶体管80d，这两个漏电流均可被供应至放大的正模拟电信号+v输出。然而，由于第一pmos晶体管74c和第一nmos晶体管76c两端的寄生电容可不同于第二nmos晶体管80d两端的寄生电容，因此第一漏电流和第二漏电流的大小可略有变化，故而不会完全抵消。然而，如下文将更详细地示出的，剩余的任何少量漏电流可能不会显着影响开关功率放大器64c和64d的操作。
类似地，在所示实施方案中，第三漏电流可流过第二开关功率放大器64d的第一pmos晶体管74d和第一nmos晶体管76d，并且第四漏电流可流过第一开关功率放大器64c的第二nmos晶体管80c，这两个漏电流均可被供应至放大的负模拟电信号-v输出。由于第一pmos晶体管74d和第一nmos晶体管76d两端的寄生电容可不同于第二nmos晶体管80c两端的寄生电容，因此第三漏电流和第四漏电流的大小可略有变化，故而不会完全抵消。然而，剩余的任何少量漏电流可能不会显着影响开关功率放大器64c和64d的操作。
为了帮助说明，图13描述了放大模拟电信号的输出功率和开关功率放大器64c和64d的输入模拟电信号和输出模拟电信号之间的与包络电压有关的相移。更具体地，图13描绘了包括输出功率曲线124和相移曲线126的曲线图，该输出功率曲线描述了放大模拟电信号的输出功率，相移曲线描述了输入模拟电信号和输出模拟电信号之间的相移。
如相移曲线126所描绘的，输入模拟电信号和输出模拟电信号之间的相移相对恒定。在一些实施方案中，相移可随包络电压变化几度。然而，在射频系统12中的软件中可考虑此类少量的相移。换句话说，漏电流对于输入模拟电信号和输出模拟电信号之间的相移的恒定性的任何影响可不会显着影响开关功率放大器64的操作。
此外，如输出功率曲线124所描绘的，开关功率放大器64c和64d的输出功率相对线性地从最小输出功率(当包络电压为最小包络电压时)变化到最大输出功率(当包络电压为最大包络电压时)。事实上，即使在低包络电压(例如，在最小包络电压)下，输出功率的变化的线性度也被维持。换句话说，存在的任何漏电流不会显著影响对放大模拟电信号的输出功率的控制的线性度。
如上所述，可通过在包络电压低于阈值范围时使用双nmos反相器，在包络电压高于阈值范围时使用nmos/pmos反相器，并且在包络电压处于阈值范围内时使用组合反相器(例如，双nmos反相器和nmos/pmos反相器并联)来促进对输出功率的调节的线性度。为了帮助说明，图14描述了与包络电压有关的由第一开关功率放大器(例如，开关功率放大器64c)中的第一nmos晶体管76和第一pmos晶体管74传导的电流，以及由第二开关功率放大器(例如，开关功率放大器64d)中的第二nmos晶体管80传导的电流的一个示例。
更具体地，图14描绘了包括第一nmos电流曲线128、pmos电流曲线130和第二nmos电流曲线132的曲线图，其中第一nmos电流曲线描述了由第一nmos晶体管76传导的电流，pmos电流曲线描述了由第一pmos晶体管74传导的电流，并且第二nmos电流曲线描述了由第二nmos晶体管80传导的电流。此外，由于每当开关功率放大器64输出放大模拟电信号时第一nmos晶体管76都导通，因此第一nmos电流曲线128也可描述向计量部件输出的电流。
在所示实施方案中，阈值范围可介于较低阈值电压和较高阈值电压之间。因此，如图所示，当包络电压小于较低阈值电压时，第二nmos晶体管80导通以提供电力，同时第一pmos晶体管74截止，从而大体上作为双nmos反相器来操作。此外，当包络电压大于较高阈值电压时，第一pmos晶体管74导通以提供电力，同时第二nmos晶体管80截止，从而大体上作为nmos/pmos反相器来操作。
此外，当包络电压处于较低阈值电压和较高阈值电压之间时，第一pmos晶体管74和第二nmos晶体管80均可部分地导通，以供应一部分电力，从而将开关功率放大器64作为组合反相器(例如，双nmos反相器和nmos/pmos反相器并联)来操作。事实上，如图所示，即使当包络电压处于较低阈值电压和较高阈值电压之间时，输出功率的线性度通常也得到维持。因此，可选择晶体管以在阈值范围内在将开关功率放大器64作为双nmos反相器来操作和将开关功率放大器64作为nmos/pmos反相器来操作之间提供平滑的渐变。
为了进一步说明改善的输出功率线性度，图15描述了当输入平方模拟电信号和变化的包络电压时的从开关功率放大器64输出的放大模拟电信号(例如，输出功率)。更具体地，图15描绘了包括以下曲线的曲线图：描述了当包络电压为第一(例如最小)包络电压时的放大模拟电信号的第一输出曲线134；描述了当包络电压为第二包络电压时的放大模拟电信号的第二输出曲线136；描述了当包络电压为第三包络电压时的放大模拟电信号的第三输出曲线138；描述了当包络电压为第四包络电压时的放大模拟电信号的第四输出曲线140；描述了当包络电压为第五包络电压时的放大模拟电信号的第五输出曲线142；描述了当包络电压为第六包络电压(例如，较低阈值电压)时的放大模拟电信号的第六输出曲线144；描述了当包络电压为第七包络电压时的放大模拟电信号的第七输出曲线146；描述了当包络电压为第八包络电压(例如，较高阈值电压)时的放大模拟电信号的第八输出曲线148；描述了当包络电压为第九包络电压时的放大模拟电信号的第九输出曲线150；描述了当包络电压为第十包络电压时的放大模拟电信号的第十输出曲线152；以及描述了当包络电压为第十一(例如最大)包络电压时的放大模拟电信号的第十一输出曲线154。
如输出曲线134-154所示的，即使当包络电压为低时(例如，最小包络电压)，输入模拟电信号的保真度也由放大模拟电信号维持。此外，当包络电压处于阈值范围内(例如，介于较低阈值电压和较高阈值电压之间)时，输入模拟电信号的输入曲线的保真度也由放大模拟电信号维持。因此，本文所述的技术可减小漏电流对开关功率放大器64的操作的影响，从而改善线性度和相移。
此外，如上所述，也可通过使用双nmos反相器和nmos/pmos反相器的组合来提高射频系统的效率(例如，输出功率/dc功耗)。为了帮助说明，图16描述了与包络电压有关的以下各项：一个或多个功率放大器(例如，反相器)62的dc功耗、开关功率放大器64的dc功耗、一个或多个初级功率放大器62和开关功率放大器64的总dc功耗、以及放大器部件40的效率。更具体地，图16描绘了包括以下曲线的曲线图：描述了一个或多个初级功率放大器62的dc功耗的功率放大器功耗曲线156；描述了开关功率放大器64的dc功耗的开关功率放大器功耗曲线158；描述了一个或多个初级功率放大器62和开关功率放大器64的总dc功耗的总功耗曲线160；以及描述了放大器部件40的效率的效率曲线162。
如功率放大器功耗曲线156所描绘的，从最小包络电压到最大包络电压，一个或多个初级功率放大器62的dc功耗维持相对恒定。此外，如开关功率放大器功耗曲线158所描绘的，从最小包络电压到最大包络电压，开关功率放大器64的dc功耗相对线性地增加。因此，如总功耗曲线160所描绘的，从最小包络电压到最大包络电压，开关功率放大器64和一个或多个初级功率放大器62的总dc功耗也相对线性地增加。
此外，随着包络电压增加(例如，输出功率不断增加)，效率(例如，输出功率/dc功耗)也增加。事实上，如效率曲线162所描绘的，当包络电压低于较低阈值电压(例如，低于阈值范围)时，效率可以较慢的速率增加，并且当包络电压高于较高阈值电压(例如，高于阈值范围)时，效率可以较快的速率增加。更具体地，效率增加过程的差异可归因于在低于阈值范围时将开关功率放大器64作为双nmos反相器来操作，并且在高于阈值范围时将开关功率放大器64作为nmos/pmos反相器来操作。以这种方式，当包络电压处于最大包络电压时，放大器部件40的效率可达到50.7％。
事实上，由于包络电压放大器46和/或计量部件(例如电容器82和电感器84)的功耗，放大器部件40的效率可被限制在66％。因此，本文所述的技术可使一个或多个初级功率放大器62和开关功率放大器64相对于最大可实现效率而言实现76.81％的效率。
因此，本公开的技术效果包括改善射频系统中所使用的开关功率放大器的操作。更具体地，可通过在所期望的输出功率低(例如，包络电压小于阈值)的情况下将开关功率放大器作为双nmos反相器来操作，以改善对输出功率所作的调节的线性度以及输入模拟电信号和输出模拟电信号之间相移的恒定性，从而减小漏电流的影响。此外，可通过在期望的输出功率高(例如，包络电压高于阈值范围)时将开关功率放大器作为nmos/pmos反相器来操作，以提高射频系统的效率，从而降低开关功率放大器的功耗。
上文已通过举例描述了具体的实施方案，但应当理解，这些实施方案易受各种修改形式和替代形式的影响。还应当理解，权利要求书不是旨在限于所公开的特定形式，而是旨在涵盖落在本公开的实质和范围内的所有修改形式、等同形式和替代形式。
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