功率放大电路的制作方法

本发明涉及功率放大电路。

背景技术：

在便携式电话装置、智能电话等中，功率放大器被用于无线频率(rf：radiofrequency)信号的放大(参照非专利文献1)。

在先技术文献

非专利文献

非专利文献1：田中聪(satoshitanaka)，“用于移动用途的功率放大器的发展(evolutionofpoweramplifierformobileapplications)”，美国电气电子学会(ieee(theinstituteofelectricalandelectronicsengineers，inc.))imfedk2013(2013internationalmeetingforfutureofelectrondevices，kansai)，2013年6月，p.112-113

技术实现要素：

发明要解决的课题

一般地，在功率放大电路中，在输出功率为最大值的情况下，效率(efficiency)成为最大值。因此，在输出功率小于最大值的情况下，效率小于最大值。例如，输出功率的平均值小于输出功率的最大值。因此，功率放大电路不能在输出功率的宽范围内得到适宜的效率。

本发明鉴于上述而作，其目的在于使得能够在输出功率的宽范围内得到适宜的效率。

用于解决课题的手段

本发明的一个方式的功率放大电路包含：放大器，其被输入交流的输入信号，并将使输入信号的功率放大后的输出信号输出到第一节点；电感性元件，其连接在第一节点与第二节点之间；和可变电容，其连接在第二节点与基准电位之间，并且静电电容随着输出信号的功率变大而变大。

发明效果

根据本发明，能够在输出功率的宽范围内得到适宜的效率。

附图说明

图1是示出包含第一实施方式的功率放大电路的发送单元的结构的图。

图2是示出第一实施方式的功率放大电路的结构的图。

图3是示出第一实施方式的功率放大电路的特性的图。

图4是示出第一实施方式的功率放大电路的特性的图。

图5是示出第一比较例的功率放大电路的结构的图。

图6是示出第二实施方式的功率放大电路的结构的图。

图7是示出第二比较例的功率放大电路的结构的图。

图8是示出第二实施方式的功率放大电路的特性的图。

图9是示出第二实施方式的功率放大电路的特性的图。

图10是示出第二实施方式的功率放大电路的放大器以及偏置电路的等效电路的图。

图11是示出第二实施方式的功率放大电路的放大器以及偏置电路的等效电路的特性的图。

图12是示出第二比较例的功率放大电路的特性的图。

图13是示出第二实施方式的功率放大电路的特性的图。

图14是示出第三实施方式的功率放大电路的可变电容的结构的图。

图15是示出第三实施方式的第一变形例的功率放大电路的可变电容的结构的图。

图16是示出第三实施方式的第二变形例的功率放大电路的可变电容的结构的图。

图17是示出第三实施方式的第三变形例的功率放大电路的可变电容的结构的图。

图18是示出第四实施方式的功率放大电路的可变电容的结构的图。

图19是示出第五实施方式的功率放大电路的结构的图。

图20是示出第六实施方式的功率放大电路的结构的图。

符号说明

1发送单元

2调制部

3发送功率控制部

4、4a、4b、4c、4d功率放大电路

5前端部

6天线

10电容器

20放大器

21第一节点

30匹配电路

31电感性元件

32、32a、32b、32c、32d可变电容

33第二节点

34电容器

40、40a匹配电路

50、50a偏置电路

51恒流源

60高次谐波终止电路

c1、c2、c3、c11、c21电容器

d1、d2二极管

fet1晶体管

l1、l2、l21电感器

l3、l11、l12直流扼流圈电感器

q1、q2、q11、q12晶体管

r1、r2、r11、r12电阻

vbias恒压源

vc1、vc2可变电容元件

具体实施方式

以下，基于附图来详细说明本发明的功率放大电路的实施方式。另外，本发明不受该实施方式限定。

(第一实施方式)

图1是示出包含第一实施方式的功率放大电路的发送单元的结构的图。发送单元1例如用于在便携式电话等移动体通信机中，向基站发送声音、数据等各种信号。另外，移动体通信机还具备用于从基站接收信号的接收单元，但是在此省略说明。

如图1所示，发送单元1包含调制部2、发送功率控制部3、功率放大电路4、前端部5和天线6。

调制部2将基于hsupa(highspeeduplinkpacketaccess，高速上行链路分组接入)、lte(longtermevolution，长期演进)等调制方式对输入信号进行调制后的无线频率(rf：radiofrequency)的调制信号输出到发送功率控制部3。调制信号的频率可例示几百mhz到几ghz程度，但是并不限定于这些。

发送功率控制部3将基于发送功率控制信号对调制信号的功率进行了调整的无线频率输入信号rfin输出到功率放大电路4。发送功率控制信号例如基于从基站发送的自适应功率控制(apc：adaptivepowercontrol)信号而生成。例如，基站能够通过测定来自移动体通信机的信号，从而将apc信号作为用于将移动体通信机中的发送功率调整到适当的水平的指令而发送到移动体通信机。

功率放大电路4将使无线频率输入信号rfin的功率放大到为了发送到基站所需的水平的无线频率输出信号rfout输出到前端部5。另外，在实施方式中，设为发送单元1包含一个功率放大电路4，但是并不限定于此。发送单元1也可以包含被多级连接的多个功率放大电路4。

前端部5进行对无线频率输出信号rfout的滤波、无线频率输出信号rfout与从基站接收的接收信号的切换等。从前端部5输出的无线频率信号经由天线6发送给基站。

图2是示出第一实施方式的功率放大电路的结构的图。功率放大电路4包含电容器10、放大器20、和匹配电路30以及40。匹配电路30包含电感性元件31和可变电容32。

在电容器10的一端，从前级的发送功率控制部3(参照图1)供给无线频率输入信号rfin。电容器10阻断无线频率输入信号rfin中的直流分量，仅将无线频率输入信号rfin中的交流分量从另一端输出到放大器20。即，电容器10担负耦合电容器的作用。此外，电容器10还担负将前级的发送功率控制部3的输出阻抗和放大器20的输入阻抗进行匹配的阻抗匹配的作用。

放大器20将通过了电容器10之后的无线频率输入信号rfin的功率放大到为了发送到基站所需的水平，并将放大后的无线频率输出信号rfout输出到电感性元件31的一端。在实施方式中，将放大器20输出的功率称为输出功率pout。电感性元件31可例示传输线路或线圈，但是并不限定于这些。

可变电容32的一端与电感性元件31的另一端连接。可变电容32的另一端连接于基准电位。在实施方式中，基准电位设为接地电位，但并不限定于此。关于可变电容32的详情，在后面说明。

电感性元件31和可变电容32构成匹配电路30。例如，在从匹配电路30与匹配电路40的连接点即第二节点33观察匹配电路40侧而得到的阻抗为14欧姆时，匹配电路30能够将从放大器20侧观察放大器20与匹配电路30的连接点即第一节点21而得到的阻抗设为大致4欧姆。在实施方式中，将从放大器20侧观察第一节点21而得到的阻抗称为负载阻抗zout。此外，若假设在50欧姆终止了匹配电路40的输出，则匹配电路40能够将第二节点33设为大致14欧姆。

无线频率输出信号rfout从匹配电路40输出到后级的前端部5。

接着，对可变电容32进行说明。可变电容32是如下的电路要素，即，施加于第二节点33的电压越小，则静电电容越大，施加于第二节点33的电压越大，则静电电容越小。可变电容32可例示pn结电容、氧化金属半导体(mos：metaloxidesemiconductor)电容或可变电容二极管(变容二极管(varicap)、可变电抗器(varactor))，但是并不限定于这些。

图3是示出第一实施方式的功率放大电路的特性的图。详细来说，图3是示出第一实施方式的功率放大电路4的可变电容32的施加电压与静电电容的关系的图。线101示出可变电容32的施加电压与静电电容的关系。能够应用pn结电容、mos电容以及可变电容二极管，例如对于pn结电容来说，施加电压越小，则耗尽层变得越窄，因此静电电容变大。此外，施加电压越大，则耗尽层变得越宽，因此静电电容变小。耗尽层的宽度与施加电压的平方根成比例。静电电容与耗尽层的宽度成反比。因此，pn结电容、mos电容以及可变电容二极管的静电电容与施加电压的平方根成反比。

波形103表示输出功率pout小的情况下的可变电容32的施加电压。输出功率pout小的情况可例示发送空闲时，但并不限定于此。

波形104表示输出功率pout大的情况下的可变电容32的施加电压。输出功率pout大的情况可例示最大输出发送时，但并不限定于此。

可变电容32的静电电容在波形103的正极性的峰值时，与动作点102处的静电电容相比小差分105。可变电容32的静电电容在波形103的负极性(相反极性)的峰值时，与动作点102处的静电电容相比大差分106。但是，差分105和差分106大致相同。因此，波形103的一个周期中的可变电容32的静电电容的平均与动作点102的静电电容大致相同。

可变电容32的静电电容在波形104的正极性的峰值时，与动作点102处的静电电容相比小差分107。可变电容32的静电电容在波形103的负极性的峰值时，与动作点102处的静电电容相比大差分108。在此，差分108大于差分107。因此，波形104的一个周期中的可变电容32的静电电容的平均比动作点102的静电电容大。

像这样，输出功率pout越小，则可变电容32的静电电容越小。此外，输出功率pout越大，则可变电容32的静电电容越大。

此外，负载阻抗zout由下面的式(1)表示。

【数学式1】

在式(1)中，rm设为将输出终止于50欧姆的情况下的、从匹配电路30观察匹配电路40而得到的阻抗的值。rm本来也能够采用复阻抗，但为了简单而采用了实际电阻。ω是无线频率输出信号rfout的角频率。l是电感性元件31的电感。c是可变电容32的静电电容。

【数学式2】

在ω成为满足上述式(2)的ω0时，式(1)的虚部成为0，zout成为实际电阻。通常将该ω0设为设计的中心值。根据式(1)，可变电容32的静电电容c越大，则负载阻抗zout的实部越小。此外，反之，可变电容32的静电电容c越小，则负载阻抗zout的实部越大。

因此，输出功率pout越小，则负载阻抗zout越大。此外，输出功率pout越大，则负载阻抗zout越小。

图4是示出第一实施方式的功率放大电路的特性的图。图4的(a)是示出第一实施方式的功率放大电路4的输出功率pout与负载阻抗zout的关系的图。图4的(b)是示出第一实施方式的功率放大电路4的输出功率pout与增益的关系的图。图4的(c)是示出第一实施方式的功率放大电路4的输出功率pout与功率附加效率(pae：poweraddedefficiency)的关系的图。图4的(d)是示出第一实施方式的功率放大电路4的输出功率pout与输出电流的关系的图。

图5是示出第一比较例的功率放大电路的结构的图。第一比较例的功率放大电路204将第一实施方式的功率放大电路4的匹配电路30置换为匹配电路30a。匹配电路30a将第一实施方式的功率放大电路4的匹配电路30的可变电容32置换为作为固定电容的电容器34。

参照图4的(a)，线111示出第一实施方式的功率放大电路4的输出功率pout与负载阻抗zout的关系。线112示出第一比较例的功率放大电路204的输出功率pout与负载阻抗zout的关系。

如线112所示那样，第一比较例的功率放大电路204的负载阻抗zout与输出功率pout无关，是固定的。另一方面，如线111所示那样，第一实施方式的功率放大电路4的负载阻抗zout在pout＝(v0)²/z0的附近，开始减少。在此，v0是可变电容32的值根据信号振幅的变化而显现的电压振幅(v0p)。z0是输出功率pout为0附近的负载阻抗zout。换言之，是利用输出电压振幅小的情况下的可变电容32的值，基于式(1)而决定的负载阻抗zout。

参照图4的(b)，线113示出第一实施方式的功率放大电路4的输出功率pout与增益的关系。线114示出第一比较例的功率放大电路204的输出功率pout与增益的关系。

如线114所示那样，第一比较例的功率放大电路204的增益在pout＝(vcc-vk)²/zk的附近，开始急剧减少。在此，vk是放大器20进行线性动作的最低电压。在放大器20由晶体管构成的情况下，vk是晶体管进行线性动作的最低的集电极-发射极间电压。换言之，vk是晶体管的饱和区域与活性区域的边界的集电极-发射极间电压。此外，zk表示上述输出电平下的输出阻抗的值。另一方面，如线113所示那样，第一实施方式的功率放大电路4的增益在pout＝(v0)²/z0的附近，开始缓慢减少。第一实施方式的功率放大电路4的增益相比于第一比较例的功率放大电路204的增益缓慢地减少的理由，是因为第一实施方式的功率放大电路4的负载阻抗zout在pout＝(v0)²/z0的附近开始减少。因为若与(vcc-vk)²/zk相比则(v0)²/z0取较小的值，所以负载阻抗在急剧减少之前降低，缓和输出功率的下降。

参照图4(c)，线115示出第一实施方式的功率放大电路4的输出功率pout与功率附加效率的关系。线116示出第一比较例的功率放大电路204的输出功率pout与功率附加效率的关系。一般地，若将向功率放大电路的输入rf功率设为pin，将功率放大电路的输出rf功率设为pout，并且将功率放大电路消耗的直流功率设为pdc，则功率附加效率通过pout/(pdc+pin)或(pout-pin)/pdc来求取。

如线116和线114所示那样，第一比较例的功率放大电路204的功率附加效率伴随增益的急剧减少，开始急剧减少。另一方面，如线115和线113所示那样，第一实施方式的功率放大电路4的功率附加效率因为增益缓慢地减少所以实质上保持到输出功率pout较大的范围。即，第一实施方式的功率放大电路4的能够得到适宜的功率附加效率的输出功率pout的范围比第一比较例的功率放大电路204的能够得到适宜的功率附加效率的输出功率pout的范围宽。此外，第一实施方式的功率放大电路4的最大输出功率比第一比较例的功率放大电路204的最大输出功率大。

参照图4(d)，线117示出第一实施方式的功率放大电路4的输出功率pout与输出电流的关系。如线117所示那样，第一实施方式的功率放大电路4的输出电流在pout＝(v0)²/z0的附近，增加率变大。

第一实施方式的功率放大电路4的匹配电路30在pout＝(v0)²/z0的附近，负载阻抗zout开始减少。由此，第一实施方式的功率放大电路4的增益在pout＝(v0)²/z0的附近，开始缓慢减少。因此，第一实施方式的功率放大电路4与第一比较例的功率放大电路204相比，能够在输出功率pout的宽范围内得到适宜的效率。由此，发送单元1能够改善调制信号发送时的效率。

(第二实施方式)

图6是示出第二实施方式的功率放大电路的结构的图。另外，对于与第一实施方式相同的结构要素，标注相同的参照符号，并省略说明。

功率放大电路4a包含电容器10、放大器20、匹配电路30以及40、和偏置电路50。

放大器20作为一例包含晶体管q1和直流扼流圈电感器l3。晶体管q1可例示npn型的hbt(heterojunctionbipolartransistor，异质结双极晶体管)，但并不限定于此。晶体管q1的发射极与基准电位连接。通过电容器10后的无线频率输入信号rfin被供给到晶体管q1的基极。晶体管q1的集电极与第一节点21连接。在晶体管q1为npn型的hbt的情况下，放大器20进行线性动作的最低电压vk是晶体管q1的饱和区域与活性区域的边界的集电极-发射极间电压，是0.2v至0.3v左右。

直流扼流圈电感器l3连接在电源电位vcc与第一节点21之间。直流扼流圈电感器l3将电源电位vcc的直流功率供给到晶体管q1的集电极。直流扼流圈电感器l3相对于无线频率输出信号rfout的频带具有足够大的阻抗。即，在考虑无线频率输出信号rfout的频带时，能够无视直流扼流圈电感器l3的阻抗。因此，在考虑无线频率输出信号rfout的频带时，负载阻抗zout不受直流扼流圈电感器l3的影响。

匹配电路30的电感性元件31包含电感器l1。匹配电路30的可变电容32包含可变电容元件vc1。电感器l1连接在第一节点21与第二节点33之间。可变电容元件vc1连接在第二节点33与基准电位之间。

匹配电路40包含电容器c1以及c2、和电感器l2。电容器c1的一端与第二节点33连接。电感器l2连接在电容器c1的另一端与基准电位之间。电容器c2的一端连接于电容器c1与电感器l2的连接点。电容器c2担负阻抗匹配的作用，并且还担负耦合电容器的作用。无线频率输出信号rfout从电容器c2的另一端，输出到后级的前端部5(参照图1)。

偏置电路50包含恒流源51、二极管d1以及d2、晶体管q2和作为电阻性元件的电阻r1。晶体管q2可例示npn型的hbt，但并不限定于此。晶体管q2优选型号、尺寸以及特性与晶体管q1相同。

二极管d1的阴极与基准电位连接。二极管d2的阴极与二极管d1的阳极连接。恒流源51连接在电源电位v1与二极管d2的阳极之间。二极管d2的阳极与恒流源51的连接点与晶体管q2的基极连接。因此，与二极管d1以及d2中的电压降相当的电压为晶体管q2的基极电压。另外，二极管d1以及d2也可以由将晶体管的集电极与基极连接的进行了二极管连接的结构构成。

晶体管q2的集电极与电源电位v2连接。电阻r1连接在晶体管q2的发射极与晶体管q1的基极之间。即，晶体管q2以及电阻r1构成射极跟随器电路。

电源电位vcc、v1以及v2既可以相同，也可以不同。

图7是示出第二比较例的功率放大电路的结构的图。第二比较例的功率放大电路214将第二实施方式的功率放大电路4a的匹配电路30置换为了匹配电路30b。匹配电路30b将第二实施方式的功率放大电路4a的匹配电路30的可变电容元件vc1置换为了固定电容的电容器c3。

图8是示出第二实施方式的功率放大电路的特性的图。线121示出第二实施方式的功率放大电路4a的输出功率pout与可变电容元件vc1的静电电容的关系。线122示出第二比较例的功率放大电路214的输出功率pout与电容器c3的静电电容的关系。

如线122所示那样，第二比较例的功率放大电路214的电容器c3的静电电容与输出功率pout无关，是固定的。另一方面，如线121所示那样，第二实施方式的功率放大电路4a的可变电容元件vc1的静电电容在pout＝(v0)²/z0的附近，开始增加。

图9是示出第二实施方式的功率放大电路的特性的图。详细来说，是示出无线频率输出信号rfout的频率以及可变电容元件vc1的静电电容与负载阻抗zout的关系的图。在图9中，横轴表示负载阻抗zout的实部，纵轴表示负载阻抗zout的虚部。

线131示出如下情况下的负载阻抗zout，即，无线频率输出信号rfout的频率为800mhz，可变电容元件vc1的静电电容在从初始值(通信空闲时)起±20％的范围内变化。

线132示出如下情况下的负载阻抗zout，即，无线频率输出信号rfout的频率为700mhz，可变电容元件vc1的静电电容在从初始值起±20％的范围内变化。

线133示出如下情况下的负载阻抗zout，即，无线频率输出信号rfout的频率为900mhz，可变电容元件vc1的静电电容在从初始值起±20％的范围内变化。

线134示出如下情况下的负载阻抗zout，即，可变电容元件vc1的静电电容从初始值增加20％，无线频率输出信号rfout的频率从700mhz变化到900mhz。

线135示出如下情况下的负载阻抗zout，即，可变电容元件vc1的静电电容从初始值增加10％，无线频率输出信号rfout的频率从700mhz变化到900mhz。

线136示出如下情况下的负载阻抗zout，即，可变电容元件vc1的静电电容为初始值，无线频率输出信号rfout的频率从700mhz变化到900mhz。

线137示出如下情况下的负载阻抗zout，即，可变电容元件vc1的静电电容从初始值减少10％，无线频率输出信号rfout的频率从700mhz变化到900mhz。

线138示出如下情况下的负载阻抗zout，即，可变电容元件vc1的静电电容从初始值减少20％，无线频率输出信号rfout的频率从700mhz变化到900mhz。

如线134到线138所示，若可变电容元件vc1的静电电容变大，则负载阻抗zout变低。

第二实施方式的功率放大电路4a能够以实际的元件数，使负载阻抗zout适宜地变化。

接着，对偏置电路50进行说明。偏置电路50的晶体管q2以及电阻r1构成射极跟随器电路。因此，晶体管q2进行工作，使得基极一发射极间电压成为恒定(二极管的导通(on)电压)。在此，晶体管q2的基极电压是固定的。因此，晶体管q2进行工作，使得发射极电压成为恒定。即，晶体管q2能够认为是恒压源。实际上，晶体管q2的基极电位有时也根据无线频率输入信号rfin而轻微地变动，但是这样的近似动作根本上是成立的。

图10是示出第二实施方式的功率放大电路的放大器以及偏置电路的等效电路的图。在等效电路70中，恒压源vbias与晶体管q2等效。在晶体管q1的基极电流(偏置电流)ibe与晶体管q1的集电极电流ice之间，存在ibe＝ice/β的关系。在此，β为晶体管q1的电流放大率。

图11是示出第二实施方式的功率放大电路的放大器以及偏置电路的等效电路的特性的图。详细来说，图11是示出晶体管q1的基极-发射极间电压vbe与晶体管q1的基极电流ibe的关系的图。

线141示出晶体管q1的ibe-vbe特性。线141具有指数函数状的形状。线142的斜率为-1/r1，在vbe＝vbias的点与横轴交叉。线141与线142的交点为动作点143。将动作点143处的基极-发射极间电压vbe的值设为动作点偏置电压vbe_bias，将动作点143处的基极电流ibe的值设为动作点偏置电流ibe_bias。波形144表示无线频率输入信号rfin。波形145表示基极电流ibe。

在波形144为正极性的期间中，越远离动作点143，线141的变化率逐渐变得越大。因此，波形145在正极性的期间中成为如下形状，即，越靠近前端部，越向远离动作点偏置电流ibe_bias的方向被拉长。另一方面，在波形144为负极性(相反极性)的期间中，越远离动作点143，线141的变化率逐渐变得越小。因此，波形145在负极性的期间中成为如下形状，即，越靠近前端部，越向靠近动作点偏置电流ibe_bias的方向被挤压。

因此，波形145的一个周期中的基极电流ibe的平均即平均基极电流ibe_ave比动作点偏置电流ibe_bias大。即，就平均基极电流ibe_ave的观点而言，平均基极电流ibe_ave与线142的交点成为动作点146。因此，就平均基极电流ibe_ave的观点而言，晶体管q1的ibe-vbe特性成为通过动作点146的线147。另外，无线频率输入信号rfin的振幅越大，则平均基极电流ibe_ave变得越大。即，偏置电路50能够根据无线频率输入信号rfin的振幅、即无线频率输入信号rfin的功率，来提升平均基极电流ibe_ave。

平均基极电流ibe_ave依赖于无线频率输入信号rfin的功率、晶体管q1的尺寸、电阻r1的电阻值、晶体管q2的尺寸、以及动作点偏置电流ibe_bias。例如，偏置电路50能够通过减小电阻r1的电阻值或者增大晶体管q2的尺寸，来更大地提升平均基极电流ibe_ave。

第二比较例的功率放大电路214的匹配电路30b的负载阻抗zout与输出功率pout无关，是固定的。因此，在第二比较例的功率放大电路214的增益特性中，显现基于偏置电路50的特性。

图12是示出第二比较例的功率放大电路的特性的图。详细来说，图12是示出第二比较例的功率放大电路214的输出功率pout与增益的关系的图。线151示出第二比较例的功率放大电路214的输出功率pout与增益的关系。

如线151所示那样，第二比较例的功率放大电路214的增益到pout＝(v1)²/z0为止，是大致固定的。在此，v1是图11中的无线频率输入信号rfin进入的动作点146处的斜率(相当于晶体管的电流放大率gm)的增加显现时的输出电压振幅(v0p)。之后，第二比较例的功率放大电路214的增益在pout＝(v1)²/z0的附近，开始增加。其理由如下。这是因为，平均基极电流ibe_ave在pout＝(v1)²/z0的附近，开始被提升。通过提升平均基极电流ibe_ave，从而晶体管q1的增益上升。若到达pout＝(vcc-vk)²/z0附近，则第二比较例的功率放大电路214的增益接近于线性动作区域的界限，开始减少。

图13是示出第二实施方式的功率放大电路的特性的图。详细来说，图13是在示出了第一实施方式的功率放大电路的特性的图4中，加注了第二实施方式的功率放大电路的特性的图。

参照图13的(a)，第二实施方式的功率放大电路4a的输出功率pout与负载阻抗zout的关系和由线111示出的第一实施方式的功率放大电路4的输出功率pout与负载阻抗zout的关系相同。

参照图13的(b)，线161示出第二实施方式的功率放大电路4a的输出功率pout与增益的关系。如线161所示那样，第二实施方式的功率放大电路4a的增益在输出功率pout比pout＝(v0)²/z0更高的位置，开始减少。其理由如下。这是因为，平均基极电流ibe_ave在pout＝(v1)²/z0的附近开始被提升所引起的增益的增加弥补负载阻抗zout在pout＝(v0)²/z0的附近开始减少所引起的增益的减少。在此，v0和v1，即负载阻抗所引起的增益的减少量和提升所引起的增益的增加量的平衡很重要。

通过取得平衡，从而如线161所示那样，第二实施方式的功率放大电路4a直到输出功率pout比pout＝(v0)²/z0更高的位置保持了固定的增益。由于增益是固定的，所以无线频率输入信号rfin和无线频率输出信号rfout成比例，无线频率输出信号rfout的波形的失真得到抑制。即，第二实施方式的功率放大电路4a与第一实施方式的功率放大电路4相比较，能够进行线性放大，直到输出功率pout较高的位置。

参照图13的(c)，线162示出第二实施方式的功率放大电路4a的输出功率pout与功率附加效率的关系。如线162所示，第二实施方式的功率放大电路4a的功率附加效率在输出功率pout比pout＝(vcc-vk)²/zk高的范围内，低于第一实施方式的功率放大电路4的功率附加效率。其理由如下。这是因为，平均基极电流ibe_ave在pout＝(v1)²/z0的附近开始被提升，从而晶体管q1消耗的直流功率增加。但是，若将第二实施方式的功率放大电路4a(参照线162)与第一比较例的功率放大电路204(参照线116)进行比较，则在输出功率pout较高的范围内，功率附加效率得到了改善。

若参照图13的(d)，则线163示出第二实施方式的功率放大电路4a的输出功率pout与输出电流的关系。如线163所示那样，第二实施方式的功率放大电路4a的输出电流在pout＝(v1)²/z0的附近，增加率变得比第一实施方式的功率放大电路4(线117)大。

第二实施方式的功率放大电路4a的匹配电路30在pout＝(v0)²/z0的附近，负载阻抗zout开始减少。另一方面，第二实施方式的功率放大电路4a的偏置电路50在pout＝(v1)²/z0的附近，开始提升基极电流ibe。由此，在第二实施方式的功率放大电路4a中，基极电流ibe的提升所引起的增益的增加弥补负载阻抗zout的减少所引起的增益的减少。因此，第二实施方式的功率放大电路4a与第一实施方式的功率放大电路4相比较，能够进行线性放大，直到输出功率pout较高的位置。此外，第二实施方式的功率放大电路4a与第一比较例的功率放大电路204相比较，能够在输出功率pout较高的范围内改善功率附加效率。

即，在第二实施方式的功率放大电路4a中，可变电容32和偏置电路50起到协同效应。

(第三实施方式)

图14是示出第三实施方式的功率放大电路的可变电容的结构的图。第三实施方式的功率放大电路的整体结构与第二实施方式的功率放大电路4a相同，所以省略图示以及说明。此外，对于与第一或第二实施方式相同的结构要素，标注相同的参照符号，并省略说明。

可变电容32a的可变电容元件vc1包含晶体管q11。晶体管q11可例示npn型的hbt，但并不限定于此。例如，晶体管q11也可以是pnp型的hbt。晶体管q11的基极以及发射极与基准电位连接。晶体管q11的集电极与第二节点33连接。即，可变电容元件vc1是晶体管q11的基极-集电极间的pn结电容。

晶体管q11也可以是栅极以及源极与基准电位连接且漏极与第二节点33连接的n沟道型的mos晶体管。在该情况下，可变电容元件vc1是mos晶体管的栅极-漏极间的mos电容。晶体管q11也可以是p沟道型的mos晶体管。

晶体管q11的基极-集电极间的pn结电容的耐压与晶体管q11进行晶体管动作(可例示放大动作或切换动作)的情况下的耐压相比，为4～5倍程度。匹配电路30(参照图6)例如将从放大器20侧观察第一节点21而得到的负载阻抗zout的4欧姆变换为从匹配电路40侧观察第二节点33而得到的阻抗的14欧姆。即，第二节点33的阻抗成为第一节点21的阻抗的3.5倍程度。因此，第二节点33处的无线频率输出信号rfout的振幅成为第一节点21处的无线频率输出信号rfout的振幅的1.9倍程度。因此，可变电容32a的基极-集电极间的pn结电容具有足够的耐压。

[第三实施方式的第一变形例]

在第二节点33处，无线频率输出信号rfout以电源电位vcc为中心，在正极性方向以及相反极性方向(负方向)上，均等地振动。在输出功率pout较大的情况下，无线频率输出信号rfout在正极性方向以及相反极性方向上较大地振动。若无线频率输出信号rfout在相反极性方向上较大地振动，则存在正极性方向的较大的偏置电压施加于基极-集电极间的pn结电容的情况。在该情况下，基极-集电极间的pn结电容中的损耗增加。

图15是示出第三实施方式的第一变形例的功率放大电路的可变电容的结构的图。

可变电容32b包含可变电容元件vc1以及vc2。在第二节点33与基准电位之间，串联连接有可变电容元件vc1和可变电容元件vc2。

可变电容元件vc2包含晶体管q12。晶体管q12可例示npn型的hbt，但并不限定于此。晶体管q12的基极以及发射极与基准电位连接。晶体管q12的集电极与晶体管q11的基极以及发射极连接。即，可变电容元件vc2是晶体管q12的基极-集电极间的pn结电容。

像这样，通过将可变电容元件vc1以及可变电容元件vc2串联连接在第二节点33与基准电位之间，从而无线频率输出信号rfout的电压被可变电容元件vc1以及可变电容元件vc2分压。由此，可变电容32b能够抑制正极性方向的较大的偏置电压施加于基极-集电极间的pn结电容，并能够抑制基极-集电极间的pn结电容中的损耗。因此，即使在输出功率pout较大的情况下，可变电容32b也能够适宜地改变静电电容。

另外，在此，对将2个可变电容元件vc1以及可变电容元件vc2串联连接在第二节点33与基准电位之间的情况进行了说明，但并不限定于此。也可以将3个以上的可变电容串联连接在第二节点33与基准电位之间。由此，即使在输出功率pout更大的情况下，可变电容32b也能够适宜地改变静电电容。

[第三实施方式的第二变形例]

图16是示出第三实施方式的第二变形例的功率放大电路的可变电容的结构的图。

第三实施方式的第二变形例的功率放大电路的可变电容32c包含：可变电容元件vc1和vc2、作为电感性元件的直流扼流圈电感器l11和l12、以及作为电容性元件的电容器c11。

可变电容元件vc1包含晶体管q11。晶体管q11的集电极与第二节点33连接。晶体管q11的基极以及发射极与直流扼流圈电感器l11的一端连接。直流扼流圈电感器l11的另一端与基准电位连接。由此，晶体管q11的基极以及发射极被偏置到基准电位。即，晶体管q11的集电极-发射极间被偏置为(vcc-vss)伏特。在此，vss为基准电位。直流扼流圈电感器l11对于无线频率输出信号rfout的频带具有足够大的阻抗。

可变电容元件vc2包含晶体管q12。晶体管q12的基极以及发射极与基准电位连接。晶体管q12的集电极与直流扼流圈电感器l12的一端连接。直流扼流圈电感器l12的另一端与电源电位vcc连接。由此，晶体管q12的集电极被偏置到电源电位vcc。即，晶体管q12的集电极-发射极间被偏置为(vcc-vss)伏特。直流扼流圈电感器l12对于无线频率输出信号rfout的频带具有足够大的阻抗。

在晶体管q11的基极以及发射极与直流扼流圈电感器l11的一端的连接点、和晶体管q12的集电极与直流扼流圈电感器l12的一端的连接点之间，连接有电容器c11。电容器c11对晶体管q11的基极以及发射极与直流扼流圈电感器l11的一端的连接点、和晶体管q12的集电极与直流扼流圈电感器l12的一端的连接点之间进行耦合。

在可变电容32c中，无线频率输出信号rfout的电压被可变电容元件vc1以及可变电容元件vc2分压。由此，即使无线频率输出信号rfout的峰值-峰值间电压为电源电位vcc的4倍程度，可变电容32c也能够适宜地改变静电电容。

[第三实施方式的第三变形例]

图17是示出第三实施方式的第三变形例的功率放大电路的可变电容的结构的图。可变电容32d分别将第三实施方式的第二变形例的功率放大电路的可变电容32c的直流扼流圈电感器l11置换为电阻r11且将直流扼流圈电感器l12置换为电阻r12。

可变电容32d起到与第三实施方式的第二变形例的功率放大电路的可变电容32c同样的效果。此外，电阻r11以及电阻r12与直流扼流圈电感器l11以及直流扼流圈电感器l12相比，基板上的设置面积较小。因此，可变电容32d能够使电路小型化。

(第四实施方式)

图18是示出第四实施方式的功率放大电路的结构的图。另外，对于与第一至第三实施方式相同的结构要素，标注相同的参照符号，并省略说明。

功率放大电路4b在第二实施方式的功率放大电路4a的结构的基础上，还包含高次谐波终止电路(harmonicterminationcircuit)60。高次谐波终止电路60包含一端与第一节点21连接的电容器c21、和连接在电容器c21与基准电位之间的电感器l21。即，高次谐波终止电路60包含串联lc电路。另外，也可以是电感器l21的一端与第一节点21连接，电容器c21连接在电感器l21与基准电位之间。

高次谐波终止电路60的谐振频率f由下面的式(3)表示。

【数学式3】

若决定电容器c21以及电感器l21使得高次谐波终止电路60的谐振频率f与无线频率输出信号rfout的二次谐波的频率一致，则高次谐波终止电路60将无线频率输出信号rfout的二次谐波终止于基准电位。在该情况下，功率放大电路4b进行f类动作。

若决定电容器c21以及电感器l21使得高次谐波终止电路60的谐振频率f与无线频率输出信号rfout的三次谐波的频率一致，则高次谐波终止电路60将无线频率输出信号rfout的三次谐波终止于基准电位。在该情况下，功率放大电路4b进行逆f类动作。

因此，功率放大电路4b通过抑制高次谐波，从而能够降低晶体管q1的损耗，进一步改善效率。

另外，如之前对图11进行了说明的那样，基极电流ibe的波形145具有失真。但是，功率放大电路4b通过由高次谐波终止电路60终止高次谐波，还能够改善基极电流ibe的波形145的失真。

(第五实施方式)

在第一至第四实施方式的功率放大电路4至4b中，匹配电路30中的电感器l1以及可变电容元件vc1具有与lc型的低通滤波器相同的结构。此外，匹配电路40中的电容器c1以及电感器l2具有与cl型的高通滤波器相同的结构。即，匹配电路30以及40具有与lc-cl型的低通-高通滤波器相同的结构。但是，匹配电路30以及40的结构并不限定于此。

图19是示出第五实施方式的功率放大电路的结构的图。另外，对于与第一至第四实施方式相同的结构要素，标注相同的参照符号，并省略说明。

功率放大电路4c将第二实施方式的功率放大电路4a的匹配电路40置换为了匹配电路40a。

匹配电路40a包含电容器c1和c2以及电感器l2。电感器l2的一端与第二节点33连接。电容器c1连接在电感器l2的另一端与基准电位之间。电容器c2的一端连接于电感器l2与电容器c1的连接点。电容器c2担负阻抗匹配的作用，并且还担负耦合电容器的作用。无线频率输出信号rfout从电容器c2的另一端输出到后级的前端部5(参照图1)。

匹配电路40a中的电感器l2以及电容器c1具有与lc型的低通滤波器相同的结构。即，匹配电路30以及40a具有与lc-lc型的低通-低通滤波器相同的结构。

功率放大电路4c能够容易地使无线频率输出信号rfout的高次谐波衰减，能够实现高次谐波抑制量大的功率放大。

(第六实施方式)

图20是示出第六实施方式的功率放大电路的结构的图。另外，对于与第一至第五实施方式相同的结构要素，标注相同的参照符号，并省略说明。

功率放大电路4d将第二实施方式的功率放大电路4a的偏置电路50置换为了偏置电路50a。

偏置电路50a包含恒流源51、晶体管fet1和q2、以及作为电阻性元件的电阻r1和r2。晶体管fet1可例示bifet(bipolar-field-effecttransistor，双极场效应晶体管)工艺的场效应晶体管(fet：fieldeffecttransistor)，但并不限定于此。晶体管q2可例示npn型的hbt，但并不限定于此。晶体管q2优选型号、尺寸以及特性与晶体管q1相同。电阻r1和电阻r2优选电阻值相同。

电阻r1的一端与晶体管q1的基极连接。电阻r1的另一端与晶体管fet1的源极连接。晶体管fet1的漏极与电源电位v2连接。晶体管fet1的栅极与恒流源51连接。晶体管fet1以及电阻r1构成源极跟随器电路。

晶体管q2的发射极与基准电位连接。晶体管q2的集电极连接于恒流源51与晶体管fet1的栅极的连接点。电阻r2的一端与晶体管q2的基极连接。电阻r2的另一端连接于晶体管fet1与电阻r1的连接点。

由晶体管fet1以及电阻r1构成的源极跟随器电路起到与由偏置电路50中的晶体管q2以及电阻r1构成的射极跟随器电路同样的效果。即，由晶体管fet1以及电阻r1构成的源极跟随器电路如图12的线151所示，能够提升晶体管q1的基极电流(偏置电流)。

另外，晶体管q1的动作点优选不由电源电位v1决定而由恒流源51的恒流来决定。但是，双极晶体管为电流控制型元件，相对于此，场效应晶体管为电压控制型元件。因此，偏置电路50a通过具备晶体管q2以及电阻r2，从而由恒流源51的恒流来决定晶体管q1的动作点。

在晶体管q1以及q2的型号、尺寸以及特性相同，且电阻r1以及r2的电阻值相同的情况下，晶体管q1、q2和fet1、以及电阻r1和r2具有与基极电流补偿型电流镜电路相同的电路结构。

晶体管fet1的漏极-源极间电流在电阻r1与电阻r2的连接点被二等分。二等分后的电流中的一方经由电阻r1流入到晶体管q1的基极而成为基极电流，另一方经由电阻r2流入到晶体管q2的基极而成为基极电流。因此，晶体管q1的集电极-发射极间电流变得与晶体管q2的集电极-发射极间电流相同。即，晶体管q1的集电极-发射极间电流变得与恒流源51的恒流相同。因此，晶体管q1的动作点能够由恒流源51的恒流来决定。

另外，通过使电阻r1的电阻值与电阻r2的电阻值不同，或者使晶体管q1的尺寸与晶体管q2的尺寸不同，从而能够调整晶体管q1的基极电流，且能够调整晶体管q1的集电极-发射极间电流。

将功率放大电路4d与第二实施方式的功率放大电路4a进行比较。

在功率放大电路4a中，电源电位v1需要比晶体管q1的基极-发射极间电压与晶体管q2的基极-发射极间电压之和大。例如，设晶体管q1的基极-发射极间电压以及晶体管q2的基极-发射极间电压分别为1.3v左右。在该情况下，在功率放大电路4a中，电源电位v1在1.3v与1.3v之和上加上余量，需要3.0v左右。

另一方面，在功率放大电路4d中，例如，设晶体管q1的基极-发射极间电压为1.3v左右。此外，晶体管fet1在栅极-源极间电压为0.3v程度以上时能够工作。在该情况下，在功率放大电路4d中，电源电位v1在1.3v与0.3v之和上加上余量，为2.5v程度就足够。

这样，功率放大电路4d与功率放大电路4a相比，即使在低电源电压下也能够工作。特别是在将功率放大电路4d利用于便携式电话装置、智能电话等便携式电子设备的情况下，功率放大电路4d即使在低电池电压下也能够工作。

另外，上述的实施方式用于使本发明容易理解，并非用于限定和解释本发明。本发明在不脱离其主旨的情况下能够进行变更/改良，并且在本发明中还包含其等价物。