专利名称：直流偏差补偿装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及直流偏差补偿装置，尤其涉及一种自动消除由自动增益控制功能放大的接收到的信号、检测到的信号等内所包括的直流偏差成分的直流偏差补偿装置。
在接收到低电平信号时，由放大器或A/D转换器引起的直流偏差成份成为影响精确接收信号的重要因素。所以，消除接收到的信号中的直流偏差成份是重要的，这样，在接收机中就安装了用于消除接收到的信号的直流偏差成份的直流补偿装置，例如，日本专利公开No.62-53023中揭示了一种传统的直流偏差补偿装置。下面参照附图叙述这种传统的直流偏差补偿装置。
图21是表示这种传统的直流偏差补偿装置结构的方框图。图21中，直流偏差补偿装置包括加法器101、A/D转换器(ADC)102和一电荷泵103，一有限频带且幅度分布平均值为零的模拟输入信号ain输入到直流偏差补偿装置。模拟输入信号ain在加法器101中被加到校正信号pout上，并在A/D转换器102中转换成数字输出dout电荷泵103输入数字输出dout的最高有效位(MSB)sgn，并对sgn累加以获得校正信号pout。由于数字输出dout是以二进制补码表示的，因此MSB sgn指出数字输出dout的符号，即，当数字输出dout为正时MSB sgn为0，若数字输出dout为负时MSB为1，所以，若数字输出dout平均来说偏移到负侧，则电荷泵103累加1，以逐渐增加校正信号pout作为响应，加法器101输出的信号的电平向正侧移动。这样，数字输出dout也逐渐向正侧移动，以自动校正数字输出的偏移。于是直流偏差补偿装置输出无直流偏差成份的数字输出dout。
但是，当有着上述结构的直流偏差补偿装置用于具有自动增益控制(AGC)放大器的接收机时，会出现下列问题。
用图22(a)至22(d)说明当图21的直流偏差补偿装置用于具有AGC放大器的接收机时的问题，图22(a)示意性表示加到AGC放大器的信号的波形，图22(b)表示AGC放大器增益的随时间变化，图22(c)示意性地表示AGC放大器输出的信号波形，图22(d)表示当AGC放大器输出的信号(见图22(c))输入到传统的直流偏差补偿装置时包含在数字输出dout中的直流偏差成分的电平随时间的变化。
图22(a)中，输入到AGC放大器的输入信号是一宽带信号，如上所述，且一频带有限且幅度分布平均值为零的信号，但是，由于输入信号包括一直流偏差成分(见点划线)，输出信号偏向正侧，在图22(a)中，仅表示出输入信号的包络(见阴影区域)。
图22(b)中，AGC放大器的增益在接收到的信号急剧上升的开头部分从高增益变到低增益。在开头部分为高增益的原因是增益且这样控制的，以维持由AGC放大器接收到的信号幅度为恒定电压电平，AGC放大器在其控制增益以获得适当值之前需要一段时间，所以，在AGC放大器输出的信号中，其幅度在开头部分变为非常大，然后趋向预定幅度，如图22(c)所示，图22(c)仅表示输出信号的包络(参见阴影区域)。
如上所述，当输入到AGC放大器的信号包含一定的直流偏差成分时，出现在AGC放大器输出的信号中的直流偏差成分随增益的变化而显著改变。即，如图22(c)所示，直流偏差成分的电平在开头部分显著改变(见虚线)，而且，当接收到不同强度的信号时，出现在AGC放大器输出信号中的直流偏差成分的大小随信号而改变。
当在这种情形下使用传统的直流偏差补偿装置时，由于有足够大的时间常数不使信号失真，如图22(d)所示，在信号开头部分显著变化的直流偏差成分不能被立即补偿，仍然在数字输出dout中长时间保持。另一方面，若时间常最设定得较小，从而立即补偿信号开头部分的直流偏差成分，则直流偏差成分出跟随信号本身的变化使信号失真。此外，在信号开头部分，幅度非常大，可能会饱和或失真，所以，小的时间常数妨碍了直流偏差补偿装置的工作，并引起误操作。
而且，在美国专利5,241,702和5,21 2,826中揭示了图21以外的直流偏差补偿装置的用于消除输入信号的直流补偿成分的直流偏差补偿装置，同样，当这些直流偏差补偿装置用于具有AGC放大器的接收机时，在输入信号开头部分急剧变化的直流偏差成分不能立即补偿，当时间常数设定得较小从而立即补偿输入信号开头部分的直流偏差成分时，如上面情形那样，直流偏差补偿装置的工作被扰乱，引起误操作。
本发明的目的是提出一种直流偏差补偿装置，当具有AGC放大器的接收机接收突然上升信号时，能快速补偿信号开头部分的直流偏差，以及稳定地提供直流偏差补偿而无信号后继部分的失真。
为达到上述目的，本发明得出一种用于补偿包含在输入信号中的直流偏差的装置，其包括电平检测部分，检测输入信号幅度的变化，产生和输出确定输入信号开头部分的电平信号；时间常数控制部分，根据电平信号产生一时间常数控制信号输出；补偿部分，从输入信号值中减去直流偏差的估计值，以输出一补偿输出；以及估计部分，输入该补偿输出，根据补偿输出用按时间常数控制信号变化的时间常数估计输入信号直流偏差，并输出该估计值，反馈到补偿部分。
如上所述，电平检测部分检测输入信号幅度变化。时间常数控制部分产生时间常数控制信号以在对应于输入信号开头部分的时间间隔内改变时间常数。作为响应，估计部分用按时间常数控制信号变化的时间常数数据输入的补偿输出估计直流偏差，所以，估计部分能(时间常数)在对应于输入信号开头部分的时间间隔内改变估计直流偏差的速度，这样形成的直流偏差补偿装置能快速补偿输入信号开头部分的直流偏差，并稳定补偿其它部分的直流偏差。
电平信号为二进制信号，有第一值和第二值，当电平信号从第一值变化到第二值的时刻为第一时刻，而在电平信号为第二值的状态中离第一时刻一段规定的时间的时刻为第二时刻。在此情形下，时间常数控制部分输出时间常数控制信号，以使在第二时刻后电平信号保持为第二值的期间内时间常数为最大。
所以，当用于使时间常数最大的时间常数控制信号输入时，估计部分估计直流偏差，同时使时间常数最大，这样，直流偏差补偿装置能够在第二时刻以后输入信号的直流偏差集中在零附近时进行稳定的直流偏差补偿。
时间常数控制部分适于产生和输出使第一时刻和第二时刻之间的时间间隔内的时间常数为最小的时间常数控制信号，或是用于使时间常数从最小值到最大值连续或逐步单调上升的时间常数控制信号。
所以，当输入使时间常数为最小的时间常数控制信号时，估计部分估计直流偏差，同时使时间常数为最小。这样，直流偏差补偿装置能在第一时刻和第二时刻之间的时间间隔内进行快速直流偏差补偿。在按照时间常数控制信号的变化改变时间常数以使时间常数从最小值到最大值连续或逐步单调上升时，估计部分也估计直流偏差，这样，直流偏差补偿装置能在第一时刻和第二时刻之间进行快速和精确的直流偏差补偿。
估计部分例如可如下设置，估计部分包括第一积分器，对补偿信号积分以输出第一积分值；比较器，根据时间常数控制信号决定上限参考值和下限参考值，并将第一积分值与已决定的上限参考值和下限参考值比较，输出一比较输出；以及第二积分器，对比较输出进行积分以输出估计值，比较器输出的比较输出，当第一积分值大于下限参考值并小于上限参考值时为0，当第一积分值不小于上限参考值时为+1，当第一积分值不大于下限参考值时为-1。当比较输出为+1或-1时第一积分器使第一积分值复位，所以，估计部分按照时间常数控制信号产生不同的比较输出，并产生把这些比较输出对其累加的估计值，这样，比较器输出由+1或-1表示的比较输出的频率在时间常数控制信号具有较小值是较高的，估计部分能按照输出由+1或-1表示的比较输出的频率来加快估计直流偏差的速度(时间常数)。
第一积分器可设置如下，例如，在第一种结构中，第一积分器具有量化器，按照比较输出的幅度对其进行量化，产生一量化信号；第一寄存器，保持第一积分值；以及第一加法器，将量化信号加到第一寄存器保持的第一积分值，并将相加结果作为第一积分值。
在第二种结构中，第一积分器具有量化器，按照补偿输出的幅度对其进行量化，并产生和输出一量化信号；以及第一向上/向下数序计数器，根据量化信号产生和输出第一积分值，第一向上/向下数序计数器按照量化信号改变计数方向。
第一积分器累加第一或第二种结构中的补偿输出，而且，在第二种结构中，由于第一积分器具有第一向上/向下数序计数器，与第一种结构相比，可减少元件数目和简化及缩小直流偏差补偿装置的结构。
量化器的特点是使补偿输出按其幅度量化成(+1，-1)两个值，或是(+1，0，-1)三个值，以输出量化信号。
所以，估计部分与补偿输出幅度无关地估计直流偏差。这样，当对在输入信号开头部分有着大幅度的信号进行直流偏差补偿时，就不易出现误操作。
而且，第二积分器可设置成如下结构，例如，在第一种结构中，第二积分器有第二寄存器，保持估计值；以及第二加法器，将比较输出加到第二寄存器保持的估计值，并以相加结果作为估计值。
在第二种结构中，第二积分器有第二向上/向下数序计数器，根据比较输出产生和输出估计值。第二向上/向下数序计数器按照输入的比较输出改变计数方向。
第二积分器积分比较输出，并输出在第一或第二种结构中的估计值。而且，在第二种结构中，由于第二积分器具有第二向上/向下数序计数器，与第一种结构相比，其元件数目可减少，并简化和缩小直流偏差补偿装置的电路结构。
估计部分可设置成如下在另一第一种结构中，估计部分包括校正常数发生器，按照时间常数控制信号产生一校正常数；加法器/减法器，按照补偿输出选择加法或减法，以及寄存器，保持估计值。当补偿输出为正时加法器/减法器将寄存器保持的估计值加到校正常数，输出相加结果作为估计值。当补偿输出为负时，加法器/减法器从寄存器保持的估计值减去校正常数，输出相减结果作为估计值。
如上所述，由于校正常数发生器包括根据补偿输出的符号选择加法或减法的加法器/减法器，无需产生代表正和负的校正常数。所以校正常数发生器的元件数目可被减少，并可简化和缩小直流偏差补偿装置的电路结构。
在另一第二种结构中，估计部分包括校正常数发生器，按照补偿输出产生一正的校正常数和一负的校正常数；寄存器，保持估计值；加法器将校正常数发生器输出的校正常数加到寄存器保持的估计值，输出相加结果作为估计值。校正常数发生器在补偿输出为正时输出正的校正常数。校正常数发生器在补偿输出为负时输出负的校正常数。
如上所述，校正常数发生器按照时间常数控制信号产生正的校正常数和负的校正常数，所以，可独立设置正和负的校正常数。而且，由于估计部分加加法器构成故可简化和缩小直流偏差补偿装置的电路结构。
为了达到上述目的，本发明还给出一种用于补偿包含在输入信号中的直流偏差的装置，包括，电平检测部分，检测输入信号的幅度变化，产生和输出确定输入信号开关部分的电平信号；时间常数控制部分，根据电平信号产生和输出时间常数控制信号；补偿部分，从输入信号的值中减去直流偏差的估计值，输出补偿输出；以及估计部分，输入输入信号，用按照时间常数控制信号变化的时间常数估计输入信号的直流偏差，并输出估计值，前馈到补偿部分。
如上所述，电平检测部分检测输入信号幅度的变化，时间常数控制部分在对应于输入信号开关的时间间隔内产生用于改变时间常数的时间常数控制信号。作为响应，估计部分用按照时间常数控制信号变化的时间常数估计输入的输入信号中的直流偏差。所以，估计部分可在对应于输入信号开头部分的时间间隔内改变估计直流偏差的速度，这样构成的直流偏差补偿装置能快速补偿输入信号开头部分的直流偏差，并稳定补偿其它部分的直流偏差。
估计部分是按照时间常数控制信号改变抽头系数的低通滤波器。
所以，估计部分能够按照时间常数控制信号改变估计直流偏差成分的速度(时间常数)，这样构成的直流偏差补偿装置能快速补偿输入信号开头部分的直流偏差，并稳定补偿其它部分的直流偏差。
而且，上述电平检测部分可例如构成如下在第一种结构中，输入输入信号的电平检测部分包括高通滤波器，产生并输出从中消除了输入信号的低频成分的一高通信号；整流器，对高通信号进行整流，产生和输出一整流输出；以及一平滑单元，产生和输出使整流输出随时间的变化被减小的平滑输出。该电平检测部分根据平滑输出来输出电平信号。
在第二种结构中，输入补偿输出的电平检测部分包括整流器，对补偿输出进行整流，产生和输出一整流输出；以及一平滑单元产生和输出，使整流输出随时间变化减小的平滑输出。该电平检测部分根据平滑输出来输出电平信号。
在第一或第二种结构中，当按照平滑输出来输出电平信号时，电平检测部分检测从AGC放大器输入到直流偏差补偿装置的输入信号的开头部分，而且在第二种结构中，电平检测部分由补偿输出产生和输出电平信号，从这一补偿输出中几乎消除了直流偏差。所以，在第二种结构中，电平检测部分不需要高通滤波器。可减少电平检测部分的元件数目，并可简化和缩小直流偏差补偿装置的电路结构。
由具有第一或第二种结构的电平检测部分产生的电平信号是具有第一值或第二值的二进制信号。电平检测部分比较平滑输出与一规定的参考值，当平滑输出在一规定的判断时间内一直大于该规定的参考值时，将电平信号作为第二值，否则作为第一值。
所以，若平滑输出由于噪声或信号变化而在片刻超过了参考值，不会产生错误的电平信号，因而电平检测部分的误操作率很小。
在第三种结构中，输入输入信号的电平检测信号包括高通滤波器，产生和输出一消除了输入信号的低频成分的高通信号；整流器，对该高通信号进行整流，产生和输出一整流信号；平滑单元，产生和输出使整流输出随时间变化减小的平滑输出；阈值产生部分，按时间平均平滑输出，并将按时间平均的平滑输出乘以一不小于1的规定系数，产生和输出一阈值；以及判断部分，将由平滑单元输入的平滑输出与阈值比较，产生和输出表示平滑输出是大于还是小于该阈值的判断输出。该电平检测部分根据判断输出来输出电平信号。
在第三种结构中，阈值产生部分产生和输出由用不小于1的规定系数乘以按时间平均了的平滑输出得到的阈值，电平判断部分根据平滑输出是大于还是小于阈值的判断结果输出电平信号。所以，在信号开头部分的平滑输出电平不会变得非常大，可精确检测信号的开头部分。
在有着第三种结构的电平检测部分中，电平信号是一有着第一值或第二值的二进制信号。当判断输出在一规定的判断时间内一直为一较大值时电平检测部分将电平信号作为第二值，否则作为第一值。
在第三种结构中，电平检测部分仅当判断输出在规定的判断时间内一直为较大值时才将电平信号作为第二信号，所以，若平滑输出由于噪声或信号变化而片刻大于参考值，不会产生错误的电平信号，该电平检测部分的误操作率很小。
而且，在第四种结构中，从电平检测部分输出的电平信号是一具有第一值或第二值的二进制信号，输入输入信号的电平检测部分包括高通滤波器，产生和输出一消除了输入信号中低频成分的高通信号；整流器，对高通信号进行整流，产生和输出整流输出；平滑单元，产生和输出使整流输出随时间的变化减小的平滑输出；阈值产生部分，按时间平均平滑输出，由一不小于1的规定的系数乘以按时间平均了平滑输出来产生和输出阈值；延迟部分，将估计延迟不小于一规定的判断时间来产生和输出一经延迟的阈值；以及判断部分，将平滑输出与经延迟的阈值比较，产生和输出表示平滑输出是大于还是小于阈值的判断输出。然后，当判断输出在规定的判断时间内一直为较大值时，电平检测部分将电平信号作为第二值，否则作为第一值。
在第四种结构中，阈值产生部分产生和输出由小于1的规定的系数来以按时间平均了的平滑输出得到的阈值，延迟部分产生和输出将阈值延迟不小于规定的判断时间得到的经延迟的阈值，电平检测部分仅当平滑输出在规定的判断时间内一直大于经延迟的阈值时才将电平信号作为第二值。所以，在信号的开头部分，若阈值随信号电平的变化而变化，由于经延迟的阈值保持改变之前的值，不受判断时间间隔内电平变化的影响，可防止检测信号开头部分时的误操作。
本发明的这些和其它目的、特点、方面和优点将由于参照附图对本发明的详细叙述而变得更加明显。
图1表示按照本发明第一实施例的一种直流偏差补偿装置结构的方框图；图2是示出图1中电平检测器2详细结构的方框图；图3是示出图1中时间常数控制电路3详细结构的方框图；图4是示出图1中估计器4详细结构的方框图；图5是示出图4中第一积分器41的第一种结构例子的方框图；图6是示出图4中比较器42详细结构的方框图7是示出图4中第二积分器43第一种结构例子的方框图；图8(a)至8(f)是示意性地表示图1中直流偏差补偿装置各主要部分波形的图；图9是示出图4中第一积分器41第二种结构例子的方框图；图10是示出图4所示第一积分器41第三种结构例子的方框图；图11是示出图4所示第二积分器43第二种结构例子的方框图；图12是示出图1中估计器4第二种结构例子的方框图；图13是示出图1中估计器第三种结构的例子的方框图；图14是示出按照本发明第二实施例的直流偏差补偿装置的结构的方框图；图15是示出图14所示电平检测器20结构的方框图；图16是示出按照本发明第三实施例的直流偏差补偿装置的结构的方框图；图17是示出图16所示低通滤波器结构的方框图；图18是示出按照本发明第四实施例的直流偏差补偿装置的电平检测器详细结构的方框图；图19是示出图18中阈值产生电路27结构的方框图；图20(a)至20(d)是示意表示图18中电平检测器2各主要部分波形的方框图；图21是示出传统的直流偏差补偿装置的结构的方框图；图22(a)至22(d)是用于说明当图21所示直流偏差补偿装置用于具有AGC放大器的接收机时的问题的图。
第一实施例图1是示出按照本发明第一实施例的直流偏差补偿装置的方框图。图1中，直流偏差补偿装置包括补偿器1、电平检测器2、时间常数控制单元3和估计器4。补偿器1从AGC放大器(未画出)输入的输入信号a(参见图20(a))中减去估计器4输入的估计值d，补偿器1输出相减结果作为补偿输出e，估计器4输入补偿输出e，产生估计值d。具体说来，估计器4在补偿输出e的直流偏差成分为正时增大估计值而当补偿输出e的直流偏差成分为负时减少估计值d，补偿器1和估计器4构成一反馈控制回路，使补偿输出e的直流偏差成分集中在0上，即，估计值d集中在输入信号a的直流偏差成分的值上，输入信号a也提供到电平检测器2，电平检测器2按照输入信号a的幅度产生具有表示HIGH的第一值或表示LOW的第二值，并把电平信号b输出到时间常数控制电路3，HIGH和LOW分别由例如一逻辑电路的HIGH和LOW表示，时间常数控制电路3根据电平信号b产生时间常数控制信号c，并向估计器4提供时间常数控制信号c。估计器4根据时间常数控制信号c改变估计操作的时间常数。
下面参见图2至8(a)-8(f)详细叙述第一实施例的直流偏差补偿装置的结构和工作，图2至7是更详细地示出图1所示直流偏差补偿装置的每一部分结构的图，图8(a)-8(f)是示意表示图1中直流偏差补偿装置各主要部分波形的图，图8(a)表示输入到直流偏差补偿装置的信号(输入信号a)的波形，在图8(a)中，由于输入信号a与图20(c)中的相同，故略去其描述，后面在需要时讨论图8(b)-8(f)。
图2是示出图1中电平检测器2更详细结构的方框图，在图2中，电平检测器2包括高通滤波器21、整流器22、平滑单元23、比较器24(对应于权利要求书中的判断装置)、移位寄存器25和“与”电路26，高通滤波器21消除输入信号a中直流附近的低频成分，产生一高通信号a1。高通滤波器21用于防止由输入信号a的直流偏差成分引起电平检测器2的误操作，整流器22计算高通信号a1的绝对值，产生整流输出a2。平滑单元23是一低通滤波器或积分器，使整流输出a2的波形平滑以产生平滑输出a3，平滑输出a3按某种取样时间作为一串取样值输出，比较器24比较和判断平滑输出a3是大于还是小于在按取样时间的预定参考值。作为判断结果，比较器24输出比较输出b0(判断输出b0)，当平滑输出a3大于参考值时其值为1，平滑输出a3小于参考值时其值为0。移位寄存器25对其内容移位，其内容为按取样时间输入的比较输出b0，并存储比较输出b0的当前三位，以将其并行输出，“与”电路26由比较输出b0的三位计算其逻辑积。“与”电路26产生电平信号b(参见图8(b)，在得到的逻辑乘积为1时表示为HIGH，在得到的逻辑乘积为0时为LOW，并输出电平信号b至时间常数控制电路3。即，电平信号在比较输出b0对三个连续样本为1时为HIGH，否则为LOW。当处于增益恒定减小的AGC放大器输出的信号被取作电平检测器2的输入信号时，规定的参考值设定为比平滑单元23输出的平滑输出a3的电压电平高的值(最好是1.5至3倍)。
上面叙述的移位寄存器25和“与”电路26用于防止由于噪声等的影响使电平检测器2产生误操作，即，电平检测器2在比较输出b0由于噪声等的影响暂时变为1时保持其电平信号b为LOW，而当信号电平真正发生变化时，比较输出b0在一段时间间隔内保持为1的形态。这样，电平检测器2不会误操作。尽管移位寄存器25和“与”电路26的位数为三，但位数并不限于三，而应按照系统设计的需要确定，而且，移位寄存器25和“与”电路26可被省去，而把平滑输出a3作为电平信号b(此时位数为0)，而且，位数越大，电平信号b因噪声等错误地变为HIGH的可能性越小，但检测信号真正电平变化失败的可能性越大。
下面叙述电平信号b。图8(b)表示电平检测器2产生的电平信号b的波形。输入信号a输入到电平检测器2(参见图8(a))，输入信号a的幅度在开头部分(即，直至AGC放大器的增益减小前的时间间隔变大。所以，图8(b)中的电平信号b在输入信号a开头部分的很短的一段时间间隔内变为HIGH，在其它时间间隔内为LOW。
图3示出图1的时间常数控制电路3的详细结构的方框图，在图3中，时间常数控制电路3包括计数器31。计数器31是在一定时间期间内从0计数到2的(n-1)次幂的计数器，其构成是当计算值达到2的(n-1)次幂时停止。更详细地说，计数器31经复位端输入电平信号b，计数器31在电位信号b为LOW时进行计数操作，而当电平信号b为HIGH时，计数器31使计数操作复位，由此使计数值Q变为0，在此情形下，计数器31从Q端输出计数值Q的有效m位(m≤n-1)作为时间常数控制信号，与此同时，计数值Q的最高有效位(MSB)输入到ENABLE端(在图3中在ENABLE上面加一条杠来说明)，当2的(n-1)次幂的MSB输入到ENABLE端时，计数器31停止计数操作。作为一种典型电路，若m＝1，则电路的大小为最小，在此情形下，时间常数控制信号c是一二进制信号，时间常数控制信号c是控制用于补偿直流偏差成分的时间的信号，即，作为时间常数控制信号c输出的有效m位的数值越小，则补偿直流偏差成分的时间也越短，有效m位的数值越大，则补偿直流偏差成分的时间就越长，当m≥2，能精细地控制用于补偿直流偏差的时间。
图8(c)是表示时间常数控制信号c(m＝1)的图，在图8(c)中，时间常数控制信号c是一个为0或1的二进制信号，当电平信号b为HIGH时，如上所述，计数器31输出。作为时间常数控制信号c，当电平信号b为LOW时，计数器31从0开始计数，所以，有效m位的数值在经过某段时间间隔后从0变为1，而时间常数控制信号c变为1。所以，在某段时间间隔之前，计数器31连续输出。作为时间常数控制信号c。图8(d)和8(e)分别表示当m＝2和m≥1时的时间常数控制信号c，由于在每一种情形下产生时间常数控制信号c的每一方法基本上与图8(a)中相同，故略去对其叙述。如图8(d)或图8(e)所示，当时间常数控制信号c从最小到最大连续成阶梯地单调上升时，可如上所述精细地控制用于补偿直流偏差的时间。
图4是示出图1中估计器4详细结构的方框图。图4中，估计器4包括第一积分器41、比较器42和第二积分器43。补偿信号e在第一积分器41中首先积分，成为第一积分输出e1，比较器42将第一积分输出e1与时间常数控制信号c确定的参考值(后面叙述)进行比较，得到比较输出e2，第二积分器43积分比较输出e2以得到估计值d，当比较输出e2不为0时，第一积分器41复位。
图5是示出图4中第一积分器41第一种结构的例2的方框图，图5中，第一积分器41包括加法器411和寄存器412，寄存器412通常存储来自加法器411的输出，并在收到复位信号时将其保持值e0复位为0，复位信号是一比较输出e2(后面叙述)，它由比较器42输出，其值不为0加法器411将比较输出e加到寄存器412的保持值e0，以得到第一积分输出e1，所以，第一积分器41在未被比较输出改变位的时间间隔内累加输入的信号。
图6是示出图4中所示比较器42更详细结构的方框图，在图6中，比较器42包括第一选择器421、第二选择器422、第一比较器423、第二比较器424和合成单元425。第一选择器421根据时间常数控制信号c选择规定地常数U1至Uj之一，并将选得的常数作为上限参考值U，第二选择器422根据时间常数控制信号c选择规定的常数Ll至Lj之一，并将选得的常数作为下限参考值L，假定j是2的m次幂，上限参考值U是一正数，且当时间常数控制信号c较大时设定为一较大值，下限参考值L是一负数，且当时间常数控制信号c较小时设定为较小值。第一比较器423在第一积分输出e1不小于上限值U时输出一代表1的第一比较输出c1，否则输出代表0的第一比较输出c1。第二比较器424在第一积分器输出e1不大于下限参考值L时输出代表-1的第二比较输出c2，否则输出代表0的第二比较输出c2，合成单元425在第一比较器423输出代表1的第一比较输出c1时输出+1作为比较输出e2。合成单元425在第二比较器424输出代表-1的第二比较输出c2时输出-1作为比较输出e2，而且，合成单元425在第一和第二比较器423和424输出代表0的第一和第二比较输出c1和c2时输出0作为比较输出e2。
图7是示出图4中第二积分器43第一种结构的例子的方框图，图7中，第二积分器43包括加法器431和寄存器432，第二积分器43的结构与图5所示第一积分器的几乎相同，累加比较输出e2以得到估计值d。
由上述结构，在估计器4中，时间常数控制信号c越大，则上限参考值U越小，反之，则下限参考值L越大。而且，第一积分输出e1具有从0累加补偿输出e得到的值，所以，当时间常数控制信号c较小时，第一积分输出e1迅速达到上限参考值U或下限参考值L，合成单元425这样就有着高频率的输出+1或-1，作为补偿输出e2，第二积分器43累加补偿输出e2以得到估计值d，所以，当作为比较输出e2的输出+1或-1的频率较高时，第二积分器43按照这些频率输出估计值d，当时间常数控制信号c的值较小时，补偿器1由此迅速地补偿直流偏差成分，以输出补偿输出e。
图8(f)表示包括在补偿输出e中的直流偏差成分的波形，在图8(f)中，包括在补偿输出e中的直流偏差成分在时间常数控制信号c较小期间迅速地趋于0。另一方面，在时间常数控制信号c较大期间，直流偏差补偿装置在0附近缓慢地减少直流偏差成分，并稳定地保持，这样，直流偏差补偿装置能在输入信号，开头部分进行快速的直流偏差补偿，并在其余期间进行稳定的直流偏差补偿。
图4中所示第一积分器41的结构不限于图5所示，而可以是下列结构，图9是示出图4中第一积分器41第二种结构的例子的方框图。图9中，第一积分器41与图5中所示结构的不同之处在于，量化器413包括在加法器411的输入侧中。由于其它结构与图5中标号相同的部分的结构相同，故略去对其叙述，量化器413输入补偿输出e，而在补偿输出e为正、负和0时分别输出+1、-1和0作为量化信号q1。由于该结构使量化器413后面的每一部分组的操作与补偿输出e的幅度无关，尽管与图5所示第一积分器41的结构相比对于大的直流偏差有估计操作速度方面的缺点，但却有着不易出现因信号开头部分大幅度的输入信号或大幅度的噪声引起的误操作的优点。
图10是示出图4中第一积分器41的第三种结构的方框图，在图10中，第一积分器41与图9中结构的不同之处在于包括一向上/向下数序计数器414，而不是加法器411和寄存器412，由于其它结构与图9中标号相同部分的相同，故略去对其叙述，即，尽管在图9中是由加法器411和寄存器412形成的，但在图10中，累加器是由向上/向下数序计数器414形成的。量化器413如上所述输出量化信号q1，并控制向上/向下数序计数器414的计数方向，更详细地说，向上/向下数序计数器414在量化信号q1为+1时间上计数，当量化信号q1为-1时向下计数，而当量化信号q1为0时，停止计数，当比较输出e2输出不为0时，向上/向下数序计数器保持的值被复位为0，这样，图10中第一积分器41的工作与图9中第一积分器41的相同。
在图9和10所示第一积分器41中，尽管量化器413在补偿输出为0时输出量化信号q1为0，但由于在实际的信号接收中补偿输出e为0的可能性很小，因此量化器413可对具有0到+1或-1的值的补偿输出e进行量化。
而且，在按照第一实施例的直流偏差补偿装置中，图4所示的第二积分器43不限于图7所示的结构，而是可以具有例如图11所示的结构，图11是表示图4中第二积分器43的第二种结构的例子的方框图。在图11中，第二积分器43包括一向上/向下数序计数器433。即，尽管在图7中积分由加法器431和寄存器432形成，在图11中则由向上/向下数序计数器433形成向上/向下数序计数器433在比较输出e2为+1时间上计数，在比较输出e2为-1时间下计数，在比较输出e2为0。停止计数。这样，图11所示的第二积分器43的工作与图7所示第二积分器43相同。
而且，在按照第一实施例的直流偏差补偿装置中，图1所示的估计器不限于图4所示的结构，而是可以具有例如下列结构。图12是表示图1中估计器4的第二种结构的例子的方框图。在图12中，估计器4包括量化器40、寄存器402、加法器/减法器403和校正常数发生器404。量化器401将输出到估计器4的补偿输出e量化为三种值+1、0或1，输出到加法器/减法器403作为量化信号q2。加法器/减法器403按照量化信号q2改变运算，具体说，加法器/减法器403当量化信号q2为+1时将寄存器输出dd加到校正常数D以得到估计值d，当量化信号q2为-1时从寄存器输出dd中减去校正常数D以得到估计值d；当量化信号q2为0时将寄存器输出dd不变地作为估计值d。寄存器402保持紧接取样时刻前从加法器/减法器403输出的估计值d，输出该估计值d作为寄存器输出dd，即，加法器/减法器403和寄存器402进行累加/减。校正常数发生器404是一选择器，按照时间常数控制信号c从多个预定的正常数中选择一个常数。校正常数发生器404在时间常数控制信号c较大时选择较小的校正常数D，并输出选定的校正常数D到加法器/减法器403。
图1 3是表示图1中估计器4第二种结构的例子的方框图，在图13中，估计器4与图12中结构的不同之处在于包括加法器405，而不是加法器/减法器403，以及包括校正常数发生器406，而不是校正常数发生器404，由于其它结构与图12中标号相同的部分相同，故略去对其叙述，校正常数发生器406有第一选择器407、第二选择器408和第三选择器409，第一选择器407按照进间常数控制信号c从多个预定正常数DPl至DPj(j是2的第m次幂)中选择一个，将选定的常数输出到第三选择器409作为第一校正常数DP。第一选择器407在时间常数控制信号c较大时选择较大的常数。第二选择器408按照时间常数控制信号c从多个预定的负常数DNl至DNj(j是2的第m次幂)中选择一个，将选定的常数输出到第三选择器409作为第二校正常数DN。第二选择器408在时间常数控制信号c较大时选择较小的常数。第三选择器409按照量化信号q2从第一校正常数DP、第二校正常数DN和0中选择一个，将选定的常数输出到加法器405作为校正常数D2。具体地说，第三选择器409在量化信号q2为+1时输出第一校正常数DD作为校正常数D2，在量化信号q2为-1时输出第二校正常数DN作为校正常数D2，而在量化信号q2为0时输出0作为校正常数D2。在此结构中，与图12中结构相比，选择器的数量增加了，这是不利的。但是，由于是加上正的校正常数DP或负的校正常数DN而不是加上或减去同一校正常数D(见图12)，故其有利之处在于可使用加法器，而不是加法器/减法器，以及，可单独设置正的校正常数DP和负的校正常数DN。
(第二实施例)图14示出按照本发明第二实施例的直流偏差补偿装置结构的方框图，图14中直流偏差补偿装置上图1中直流偏差补偿装置的不同之处在于，采用了电平检测器20，而不是电平检测器2。由于其它结构与图1中同样标号表示的结构相同，故略去对其叙述。电平检测器20与图1中电平检测器2的不同之处在于，电平检测器20输入补偿输出e，以按照补偿输出e的幅度变化产生电平信号b。尽管电平检测器20可有图2所示结构，它也可以有如下所述结构。
图15是表示图14中电平检测器20结构的方框图，与图2中电平检测器2相比，电平检测器20的结构省去了高通滤波器21。由于其它结构与图2中标号相同部分表示的结构相同，故略去对其叙述，由于电平检测器20用补偿输出e作为其输入，几乎消除了直流成分，这就有可能略去高通滤波器21。
(第三实施例)图16示出按照本发明第三实施例的直流偏差补偿装置结构的方框图，与图1所示结构相比，图16中直流偏差补偿装置的不同之处在于有一估计器40，而不是图1的估计器4，以及估计器40输入输入信号a而估计器4输入图1中的补偿输出e，由于其它结构与图1中相同标号表示的结构相同，故略去对其叙述。尽管图1中直流偏差补偿装置与估计器4和补偿器1形成一反馈控制回路，图16中所示直流偏差补偿装置与估计器40和补偿器1形成一前馈控制回路。在此情形下，估计器40由独立于补偿器1的补偿输出e的输入信号a产生一估计值d2，估计器40由直流成分增益为1的一低通滤波器400形成，低通滤波器400可由下列结构实现。
图17是表示图16中低通滤波器400结构的方框图，在图17中，低通滤波器400有一移位寄存器41、选择器42至46、乘法器47和加法器48、移位寄存器41、乘法器47和加法器48形成一横向型低通滤波器，该滤波器的特点由作为选择器42至46输出的抽头系数决定，选择器42至46按照时间常数控制信号c选择抽头系数的j pcs(j是2的第m次幂)之一，这些抽头系数被这样确定，时间常数控制信号c越大，则横向型滤波器的时间常数就越大(即截止频率越低)在此结构中，当时间常数控制信号c较大时，截止频率就增大，以估计输入信号a的直流附近的成分，而在时间常数控制信号c小时，截止频率就降低，以稳定地估计输入信号直流附近的成分，而估计得的结果作为估计值d2输出。
(第四实施例)按照本发明第四实施例的直流偏差补偿装置与图1中结构的不同之处在于，电平检测器2具有图18所示的结构，而不是图2所示的结构，所以，略去对第四实施例的直流偏差补偿装置的说明，而且，由于除了有与图1上述不同之外，其它结构与图1中同样标号表示的结构相同，故略去对其叙述。
图2所示的比较器14将平滑输出a3与具有固定值的参考值比较。所以，图2所示的电平检测器2在脉冲状输入信号的开头部分的平滑输出a3与AGC放大器增益减小的状态相比具有足够大的值之前不能正常产生电平信号b，具体说来，在无信号时，当AGC放大器的增益为最大，即仅由噪声引起的平滑输出a3与AGC放大器增益减小后的平滑输出a3相比很小时，以及当脉冲状输入信号a的电平很小，从而在其开头部分，平滑输出a3未达到固定的参考值，图2所示的电平检测器2不能正常地产生电平信号b，即使S/N比率足够时也是如此，导致直流偏差成分的补偿不能迅速进行，降低了接收性能，所以图18所示电平检测器2包括一阈值发生电路27和延迟单元28。
图18是表示按照该实施例的直流偏差补偿装置的电平检测器2的结构的方框图，图18中，电平检测器2与图2中结构的不同之处在于阈值发生电路27和延迟单元28被包括在内，以及由比较器24输入一个延迟的阈值a5(参见图20(d))作为参考值，由于其它结构与图2中有着同样标号的结构相同，故略去对其叙述。
阈值发生电路27进一步减少输入的平滑输出a3的随时间变化，以产生一阈值a4，通常由一低通滤波器或积分器实现。图19是一表示图1 8中阈值发生电路27结构的一种例子的方框图。在图19中，阈值发生电路27有一增益调节常数乘法器271、加法器272、寄存器273和遗忘(oblivion)常数乘法器274，增益调节常数乘法器271用预定的增益调节常数G与输入的平滑输出a3相乘，以输出增益调节乘法器输出a3′。寄存器273保持紧接取样时刻从加法器272输出的阈值a4，以输出一寄存器输出a4′，遗忘常数乘法器274以从寄存器273输出的寄存器输出a4′与W(0＜W＜1)相乘，遗忘常数是一预定常数。加法器272将增益调节乘法器274输出增益调节乘法器输出a3′加到乘以遗忘常数W的寄存器输出a4′，以得到新的阈值a4，对于上述阈值发生电路27直流成分的增益(＝G/(1-W))被设定为不小于1(最好是约1.5至3倍)。即，阈值a4由平滑输出a3最近成分的时间平均值乘以对直流成分的增益来得到，阈值发生电路27的有效平均时间，即时间常数，最好为输入信号a码元时间(symbol time)的几倍到几十倍(参见图20(a))。
当如上所述产生的阈值a4不变地送到比较器24作为参考值时，参考值在输入信号a开头部分的电平变化时本身发生变化，这样，参考值在移位寄存器25存储判断输出60的时间(以下称为判断时间)内增大。所以，比较器24不能检测电平变化，参考值要根据仅由从输入信号a的输入时刻至少到判断时间之前的噪声引起的平滑输出a3的时间平均来产生。所以，延迟单元28设置在阈值发生电路27之后，延迟单元28将输入的阈值a4延迟至少一段判断时间，并输出经延迟的阈值a5至比较器24。
所以，图18所示的电平检测器2的主要部分中的波形表示在图20(a)至20(d)。图20(a)表示要输入到按照第四实施例的直流偏差补偿装置的输入信号a图20(a)中，输入信号a有一如上所述足够大的S/N比，但它是一脉冲状信号，在其开头部分平滑输出a3具有很小的电平。图20(b)表示根据图20(a)所示输入信号a产生的平滑输出a3。在图20(b)中，由于平滑输出a3如第一实施例中所述那样产生，故略在对其叙述。图20(c)表示根据图20(b)所示平滑输出a3产生的阈值a4。在图20(c)中，如上所述，由进一步减小平滑输出a3随时间变化和乘以上述增益(＝G/(1-W))来得到阈值a4，图20(d)表示输入到图18中比较器24的平滑输出a3，以及经延迟的阈值a5，在图20(d)中，将阈值a4延迟至少一段判断时间来得到经延迟的阈值a5。所以，由于比较器24将按照输入信号a的输出产生的平滑输出a3与仅根据脉冲状输入信号a开头部分噪声产生的经延迟的阈值a5比较，可精确地检测输入信号a开头部分的电平变化，以产生电平信号b。
如上所述，与图2中电平检测器2相比，图18中电平检测器2可由精确地检测脉冲状输入信号a开头部分的电平变化而产生电平信号。但是，在图18的电平检测器2中，由于参考值本身随噪声变化和输入信号a后变化，与图2中所示电平检测器2相比，增大了对脉冲状信号开头部分检测的准确性，尽管担心在其它部分产生错误的电平信号。
图18中，当略去移位寄存器25和“与”电路26(即，判断时间为零)时，则可省去延迟单元28，而将阈值a4直接作为比较器24的参考值。而且，电平检测器2的结构不仅可用于图1中电平检测器2，也可用于图16中电平检测器。
在上述第一至第四实施例的每一个中，输入信号a可以是一模拟信号，也可以是由A/D转换模拟信号得到的数字信号。而且，尽管假定已叙述的输入信号a是AGC放大器的输出，它也可以是检测AGC放大器输出的检测信号，例如，由日本专利公开NO.8-032383中图10所示的正交解调产生的基带信号I、Q可用作输入信号a。当由这种检测器得到的基带信号为对象时，若本机振荡器的振荡信号泄漏并混合到AGC放大器的输入中引起干扰。或者，若由于同时接收到与所需的信号同频率的干扰信号而引起干扰时，则干扰会出现在基带信号中作为直流偏差成分，所以，在这些情形下，直流偏差补偿装置也有着减小不希望有的信号的干扰的作用。
尽管对本发明已作了详细叙述，但上述叙述在各方面都只是说明性的而非限制性的，应明白可作出大量修改和变化而不离开本发明范围。
权利要求
1.一种用于补偿包括在输入信号中的直流偏差的直流偏差补偿装置，其特征在于包括电平检测装置，检测所述输入信号的幅度变化，产生和输出确定输入信号开头部分的电平信号；时间常数控制装置，根据所述电平信号产生并输出一时间常数控制信号；补偿装置，从所述输入信号的值中减去所述直流偏差的估计值，输出补偿输出；以及估计装置，输入所述补偿输出，根据补偿输出用按照所述时间常数控制信号变化的时间常数估计所述输入信号的直流偏差，并输出估计值，反馈到所述补偿装置。
2.如权利要求1的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述电平信号是一具有第一值和第二值的二进制信号；以及第一时刻是所述电平信号从第一值变化到第二值的时刻，第二时刻是从所述电平信号为第二值的状态下从所述第一时刻经历一规定时间间隔的时刻；所述时间常数控制装置，在所述电平信号在第二时刻后保持第二值的期间内输出使所述时间常数达到最大的时间常数控制信号。
3.如权利要求2的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述时间常数控制装置在第一时刻与第二时刻之间的时间间隔产生并输出使所述时间常数最小的时间常数控制信号。
4.如权利要求2的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述时间常数控制装置产生和输出使所述时间常数从最小值到最大值连续或阶梯地单调上升的时间常数控制信号。
5.如权利要求1的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述估计装置包括第一积分器，积分所述补偿信号，输出第一积分值；比较器，根据所述时间常数控制信号决定上限参考值和下限参考值，将所述第一积分值与已决定的上限参考值和下限参考值比较，输出比较输出；以及第二积分器，积分所述比较输出，以输出估计值；其中，所述比较器输出所述比较输出，当所述第一积分值大于所述下限参考值并小于所述上限参考值时其值为0。当所述第一积分值不小于所述上限参考值时其值为+1，以及当所述第一积分值不大于所述下限参考值时其值为-1，以及所述第一积分器当所述比较输出为+1或-1时使所述第一积分值复位。
6.如权利要求5的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述第一积分器包括量化器，按照所述补偿输出的幅度对其进行量化，产生并输出量化信号；第一寄存器，保持所述第一积分值；以及第一加法器，将所述量化信号加到所述第一寄存器保持的第一积分值，并将相加结果作为第一积分值。
7.如权利要求5的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述第一积分器包括量化器，按照所述补偿输出的幅度对其进行量化，产生并输出量化信号；以及第一向上/向下数序计数器，根据所述量化信号产生并输出所述第一积分值；其中所述第一向上/向下数序计数器按照所述量化信号改变计数方向。
8.如权利要求6的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述量化器按照所述补偿输出的幅度量化成(+1，-1)两个值或(+1、0、-1)三个值，输出量化值。
9.如权利要求5的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述第二积分器包括第二寄存器，保持所述估计值；以及第二加法器，将所述比较输出加到所述第二寄存器保持的估计值，将相加结果作为估计值。
10.如权利要求5的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述第二积分器包括手续二向上/向下数序计数器，根据所述比较输出产生和输出估计值，以及所述第二向上/向下数序计数器按照输入的比较输出改变计数方向。
11.如权利要求1的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述估计装置包括校正常数发生器，按照所述时间常数控制信号产生校正常数；加法器/减法器，按照所述补偿输出选择加法或减法；以及寄存器，保持所述估计值；其中所述加法器/减法器当所述补偿输出为正时，将所述寄存器保持的估计值加到校正常数，输出相加结果作为估计值，以及当所述补偿输出为负时，从所述寄存器保持的估计值减去所述校正输出，输出相减结果作为估计值。
12.如权利要求1的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述估计装置包括校正常数发生器，按照所述时间常数控制信号产生正的校正常数和负的校正常数，以按照所述补偿输出输出校正常数之一；寄存器，保持所述估计值；以及加法器，将所述校正常数发生器输出的校正常数加到所述寄存器保持的估计值，输出相加结果作为估计值；其中所述校正常数发生器当所述补偿输出为正时输出正的校正常数；以及当所述补偿输出为负时输出负的校正常数。
13.一种用于补偿包括在输入信号中的直流偏差的直流偏差补偿装置，其特征在于包括电平检测装置，检测所述输入信号的幅度变化，产生和输出确定输入信号开头部分的电平信号；时间常数控制装置，根据所述电平信号产生并输出一时间常数控制信号；补偿装置，从所述输入信号的值中减去所述直流偏差的估计值，输出补偿输出；以及估计装置，输入所述输入信号，用按照所述时间常数控制信号变化的时间常数估计所述输入信号的直流偏差，并输出估计值，前馈到所述补偿装置。
14.如权利要求13的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述估计装置是一按照所述时间常数控制信号改变抽头系数的低通滤波器。
15.如权利要求1的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述输入输入信号的电平检测装置包括高通滤波器，产生并输出消除了所述输入信号低频成分的高通信号；整流器，产生并输出由对所述高通信号整流得到的整流信号；以及平滑单元，产生并输出使所述整流输出随时间的变化减小的平滑输出；以及所述电平检测装置根据所述平滑输出输出电平信号。
16.如权利要求15的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述电平信号是具有第一值和第二值的二进制信号；以及所述电平检测装置将所述平滑输出与一规定的参考值比较，当平滑输出在一规定的判断时间内一直大于规定的参考值时，将所述电平信号作为第二值，否则将其作为第一值。
17.如权利要求1的直流偏差补偿装置，其特征在于，输入所述补偿输出的所述电平检测装置包括整流器，产生并输出由对所述补偿输出进行整流得到的整流输出；以及平滑单元，产生并输出使所述整流输出随时间变化减小的平滑输出；以及所述电平检测装置根据所述平滑输出输出电平信号。
18.如权利要求17的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述电平信号为一具有第一值或第二值的二进制信号；以及所述电平检测装置接所述平滑输出与一规定的参考值比较，当平滑输出在规定的判断时间内一直大于规定的参考值时，将所述电平信号作为第二值，否则作为第一值。
19.如权利要求1的直流偏差补偿装置，其特征在于，输入所述输入信号的所述电平检测装置包括高通滤波器，产生和输出消除了所述输入信号低频成分的高通信号；整流器，产生和输出由对所述高通信号整流得到的整流输出；平滑单元，产生和输出使所述整流输出随时间变化减小的平滑输出；阈值发生装置，对所述平滑输出按时间平均，通过将按时间平均7的平滑输出乘以一不小于1的规定系数，产生和输出一阈值；以及判断装置，将所述平滑单元输入的平滑输出与所述阈值比较，产生和输出表示平滑输出是大于还是小于阈值的判断输出；以及所述电平检测装置根据所述判断输出输出电平信号。
20.如权利要求19的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述电平信号是一具有第一值或第二值的二进制信号；以及所述电平检测装置当所述判断输出在规定的判断时间内一直为较大值时将所述电平信号作为第二值，否则作为第一值。
21.如权利要求1的直流偏差补偿装置，其特征在于，所述电平信号为一具有第一值或第二值的二进制信号；输入所述输入信号的所述电平检测装置包括高通滤波器，产生和输出消除了所述输入信号低频成分的高通信号；整流器，产生和输出由对所述高通信号整流得到的整流输出；平滑单元，产生和输出使所述整流输出随时间变化减小的平滑输出；以及阈值发生装置，对所述平滑输出按时间平均，通过将按时间平均的平滑输出乘以一个不小于1的规定的系数，产生并输出一门限值；延迟装置，通过将所述阈值延迟小于规定的判断时间，产生和输出一经延迟的阈值；以及判断装置，将所述平滑输出与所述经延迟的阈值比较，产生和输出表示平滑输出是大于还是小于所述阈值的判断输出；以及所述电平检测装置在所述判断输出在规定的判断时间内一直为较大值时将所述电平信号作为第二值，否则作为第一值。
全文摘要
电平检测器(2)检测输入信号a的幅度变化，输出表示HIGH或LOW的电平信号b，以确定输入信号a的开头部分，时间常数控制信号装置(3)根据电平信号b产生时间常数控制信号c，以控制估计器(4)的时间常数，使时间常数在电平信号b由HIGH为LOW时开始的一段规定时间间隔内为较小值，估计器(4)用按照时间常数控制信号c变化的时间常数估计包括在输入信号中的直流偏差，以输出估计值d，补偿器(1)从输入信号a减去估计值d得到补偿输出。
文档编号H03G3/20GK1145550SQ9611181
公开日1997年3月19日 申请日期1996年8月8日 优先权日1995年8月8日
发明者浦部嘉夫, 高井均, 山崎秀聡, 竜田明浩 申请人:松下电器产业株式会社