多级噪声整形模数转换器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本公开一般涉及模数转换器，尤其涉及改进模数转换器的性能。
【背景技术】
[0002] 在许多电子设备应用中，模拟输入信号转换成数字输出信号（例如，用于进一步 的数字信号处理）。例如，在精确测量系统中，电子设备设有一个或多个传感器以进行测量， 并且这些传感器可产生模拟信号。模拟信号随后作为输入提供给模数转换器（ADC)以产生 数字输出信号以进行进一步处理。在另一实例中，在移动设备接收器中，天线基于在空气中 载有信息/信号的电磁波来产生模拟信号。然后，天线所产生的模拟信号作为输入提供给 ADC以产生数字输出信号，用于进一步处理。
[0003] 基于德尔塔-西格玛（AI：)调制的模数转换器（ADC)(本文中可互换地称为 "AI：调制器"或"A2ADC"）已广泛用于数字音频和高精度仪器系统中。AI：调制器通常 提供了能够以高分辨率、低成本将模拟输入信号转换成数字信号的优势。典型地，△ 2ADC 使用AI：调制器（例如，使用低分辨率ADC，诸如1位ADC、闪存ADC、闪存量化器等）对模 拟信号编码，然后，如果可行，将数字滤波器应用到△ 2调制器的输出以形成较高分辨率 数字输出。环路滤波器可被设置以提供AI：调制器的误差反馈。AI：调制器的一个关键 特征在于，其能够将量化噪声推至较高频率，也称为噪声整形。结果，□ 2ADC通常能够实 现高分辨率的模数转换。由于其普及性，已经提出了许多对A2ADC和采用A2ADC的结 构的变化形式。
【发明内容】
[0004] 本公开描述了一种改进的多级噪声整形（MASH)模数转换器（ADC)，用于将模拟输 入信号转换成数字输出信号。特别地，全德尔塔-西格玛（A2)调制器设置在MASHADC 的前端处，并且另一全AI：调制器设置在MASHADC的后端处。前端AI：调制器将模拟输 入信号数字化，后端△ 2调制器将前端△I：调制器的输出与（原始）模拟输入信号之间 的误差数字化。在后端调制器将（全）前端调制器的误差数字化的这种构造中，松弛了前 端的一些设计约束。这些设计约束包括热噪声、数字噪声抵消滤波器复杂度（前端的量化 噪声已经由前端的噪声传递函数整形）、和/或非线性。
【附图说明】
[0005] 图1示出了图示说明两级MASH ADC的简化示意图。
[0006] 图2不出了图不说明两级SturdyMASHADC;
[0007] 图3示出了图示说明两级MASHADC的特殊情况的简化示意性；
[0008] 图4示出了示出两级MASHADC的简化示意图，其是图3的两级ADC的特殊情况；
[0009] 图5示出了简化示意图，图示说明根据本公开的一些实施方案的改进的MASH ADC；
[0010] 图6示出了简化示意图，图示说明根据本公开的一些实施方案的改进的MASHADC 的示例性实现；
[0011] 图7示出了流程图，图示说明根据本公开的一些实施方案的利用改进的MASHADC 将模拟输入信号转换成数字输出信号的示例性方法；
[0012] 图8是简化示意性，图示说明根据本公开的一些实施方案的改进的MASHADC的示 例性应用；以及
[0013] 图9是简化示意图，示出了根据本公开的一些实施方案的前端调制器和后端调制 器的输出与两个数字滤波器组合；以及
[0014] 图10示出了前端调制器（A)的输出VI的波形、后端调制器⑶的净输入的波形、 后端调制器（C)的输出V2的波形、VI(D)的频谱、V2(E)的频谱和最终组合输出（F)的频 谱。
【具体实施方式】
[0015] 已经提出了A2ADC的不同变型例来实现适合于各种系统的各种优势。一些 A2ADC关心的是功率，而一些其他的A2ADC关心的是复杂度。一些A2ADC关心的精 度，即对误差和/或噪声的控制。例如，对于重点在于噪声整形的应用，可以使用更高阶的 AI：调制器，g卩，在环路滤波器中使用更多的积分器和反馈路径来对量化噪声进一步整形 至甚至更高的频率。
[0016] 已经提出了用于A2ADC的一组结构，多级噪声整形（MASH)ADC，具有前端和后 端，在前端和后端处每个调制器的输入不同，和/或级的实现可以不同。虽然提供多级增加 了A2ADC的复杂度和成本，但是一些具有显著的性能。然而，这些MASHADC结构中的许 多仍存在各种缺点。例如，一些MASHADC遭遇了对系数误差的高灵敏度的问题（例如，在 一个或多个反馈路径中使用的系数，其可对于一定的带宽或输入信号来优化）。为了降低对 系数误差的灵敏度，可以使用更高阶的前端调制器。为稳定性原因，反馈型的前端拓扑结构 可能是优选的。然后，在阶数与前端的低积分器增益之间存在韧性折衷。结果，为了使用更 高阶的前端，不得不在前端消耗过量的功率来实现与使用较低阶前端的情况相比而言相同 的热噪声目标。
[0017] 其他的已尝试使用0-XMASH型的ADC来处理该问题。0-XMASH使用0阶闪存 ADC(即，无环路滤波器）作为前端来提供对模拟输入的初始量化。后端的德尔塔-西格玛 调制器用来将整个前端的误差数字化。使用〇-XMASHADC的问题在于，其极其偏向于采用 前馈后端调制器来降低其对系数误差的灵敏度。这导致了系统的稳定性问题，尤其是对于 较大的带外信号。对于〇-XMASHADC的另一担心在于，其具有附接到其输入的闪存量化器 /ADC，闪存量化器/ADC对输入增加了额外的电容负载并且会导致信号相关的回弹误差。
[0018] 改进的MASH拓扑结构（本文称为"缩放MASH"或"ZMASH"）避免了该折衷，因为 在第一阶抵消了前的热噪声和线性化。结果，有机会使用更高阶的反馈型前端和后端调制 器。在连续时间实现中，通过类似于任何其他连续时间AI：调制器来改变其输入电阻器， 所提出的ZMASH甚至可以具有自动增益控制（AGC)功能。
[0019] 对于低过采样率（OSR)AI：系统，MASH拓扑结构有利于单级高阶系统，因为有不 可避免的低积分器增益。然而，为了降低系数误差的零度，甚至是MASH优选带来相同问题 的较高阶前端。公开的ZMASH通过使用受热噪声影响最小的前端级处理较大的输入信号电 压来避免该问题，而后端级能够设计成具有松弛的积分器增益，因为由于较大的满标度定 标因子（级间增益）而减小其满标度。
[0020] 下面的部分描述了一些MASH拓扑结构的各种缺点。
[0021] 具有将前端的闪存量化器的误差数字化的后端的两级MASHADC
[0022] 图1是简化的示意图，图示说明了两级MASHADC100。前端级包含了环路滤波器 1〇2(描绘为具有输入L10和L11以及输出Y)以及具有Ml步的闪存量化器F1104(例如，低 分辨率或1位闪存ADC)。环路滤波器取模拟输入信号U(在输入L10处）和数字反馈信号 VI(在输入L11)处并且产生输出信号Y1 (在输出Y处）。闪存量化器F1104具有Ml步并 且将Y1数字化成数字输出VI并且增加了量化噪声E1。后端级也包含环路滤波器106和具 有M2步的闪存量化器F2108。后端取Y1与VI之间的差值且将其数字化成V2。最终输出 V能够通过使用噪声抵消滤波器（NCF)从VI和V2得出。