。相反，对于顶部IGBTQ2，发射极电感Uhlgh通常具有非常小的值，以正确箝位 其两端的电压，而不增大栅极电阻器私，从而保护顶部IGBTQ2。实际上，顶部IGBTQ2的发 射极电感Uhlgh更常常太小了，不能用于将顶部IGBTQ2的两端的过电压降低到安全电平。
[0071] 的确，因为IGBT模块的封装的限制，互相紧密地封装上面的和下面的半导体，因 此，上面的IGBTQ2电感，S卩，Lehlgh，相当小，处于几nH的数量级。另一方面，因为仅下面的 IGBTQi的逻辑发射极之外的连接点是电源接头-Vbus，所以下面的IGBTQi的电感，即，lOT， 高至上面的发射极电感Uhlgj^ 5倍。-Vbus接头的连接是非常电感性的，这是因为它的长 度和弯曲。
[0072] 换句话说，IGBT模块具有两个电源连接，S卩，部分高频回路，它们是最电感性的，包 含+Vbus接头和-Vbus接头。因为-Vbus接头在底部IGBTQi的发射极的通路中，所以能够以 上面描述的方式将IGBT〇1两端的过电压的抽样注入底部IGBT 栅极驱动器中。然而， 由于+Vbus接头连接到顶部IGBT〇2的集电极，所以该电感不能直接用作栅极驱动器中的反 馈。
[0073] 为了将Lehlgh电感用作顶部IGBT〇2的栅极驱动器的反馈源，需要稍许提高其视在 电感，而不过度提高高频回路的总电感。下面将描述提高Uhlghi感的两种可能技术。
[0074] 为了优化顶部IGBTQ2的断开，已经设计了通过利用变压器使集电极与发射极隔 离而利用集电极寄生电感注入顶部IGBTQ2两端的过电压的抽样的第一技术。该技术示于 图9中，图9是根据另一个实施例，利用变压器提高发射极视在电感的IGBT支路的电路图。 利用变压器降低顶部IGBT〇2的过电压。变压器的初级Tla连接在顶部IGBTQ2的寄生电感 Uhlgh的两端。变压器的次级Tla与电阻器R5串联，电阻器R5进一步连接到地线基准电压、 到顶部IGBTQ2的栅极驱动器。初级Tla和次级Tla连接在一起，使得当流过顶部IGBTQ2的 电流1_在断开时降低时，在寄生电感hlgh和初级Tla两端都产生具有图9所示极性的电 压。变压器导致在初级Tlb的两端产生如图9所示的另一种极性的电压。
[0075] 因此，利用当顶部IGBTQ2中的电流减小时在变压器的两端出现的负电压引起施 加于顶部IGBTQ2的发射极的负电压，使其栅极电压的斜率降低。因此，通过正确选择变压 器的匝数比，能够执行对顶部IGBTQ2的过电压的控制。
[0076] 可以看出，图9所示电路的工作原理与图6所示电路的工作原理非常接近。利用 图6的技术，顶部IGBTQ2的发射极的寄生电感Lehlgh不足以使顶部IGBTQ2断开时的负 的斜率适当降低，通过变压器，与寄生电感匕hlgh串联布置顶部IGBTQ2的集电极的寄生电 感1^_的抽样。
[0077] 图10是根据又一个实施例，采用变压器和电阻性器件的图9所示电路图的变型。 在该变型中，除了电阻分压器，还利用变压器使顶部IGBT〇2上的过电压降低。电阻分压器 包括与用于控制底部IGBTQi的过电压的电阻器RjPR3相同的方式连接的电阻器R#PR6。 换句话说，图10组合了图6和图9的特征，使得能精细调节顶部IGBTQ2上的V#的负斜率。
[0078] 现在将在图11和图12中描述使顶部IGBTQ2的发射极电感升高的又一种技术， 图11和图12是根据第一和第二变型具有用于调节顶部发射极电感的连接器的IGBT支路 的示意布局。可以利用这些布局构建三（3)个IGBT支路，如图6所示，用于形成功率变换 器，或者逆变器，用于将三相交流电流送到负载。正如下面所做的解释，通过配置连接器，使 寄生电感Uhigh可调节。
[0079] 提高顶部IGBTQ2的寄生电感可以对IGBT支路的整个高频回路的电感产生影响。 然而，该寄生电感对过电压的控制的影响更显著。图11是根据第一变型，具有用于调节顶 部发射极电感的连接器的IGBT支路90的示意布局。在图11上，三（3)个顶部IGBT〇2安 装在区域102上，而三（3)个底部IGBTQi安装在区域112上。每个顶部IGBT〇2都具有安 装到在图11上被标识为C-High的迹线104的集电极。顶部IGBTQ2的发射极通过引线接 合110连接到发射极焊盘。同样，每个底部IGBTQi都具有安装到在图11上被标识为C-Low 的迹线114的集电极。底部IGBT发射极通过引线接合120连接到迹线118,迹线118 被称为E-Low。迹线114还具有连接到其的集电极焊盘116。
[0080] +Vbus接头122连接到迹线104,而-Vbus接头124连接到迹线118。用于将负载连 接到功率变换器的相接头126连接到迹线114。为了简化示图，在图11中未示出安装在区 域102和112上的IGBT的栅极。
[0081] 通过具有六（6)个支路130的U型连接器128,焊盘106和116互连，对连接器128 进行配置、设定其大小并且定位，以连接到焊盘106和116。U型连接器126至少部分地限 定寄生电感Lehlgh，因为其使顶部IGBT〇2的发射极与底部IGBTQi的集电极互连。因为U 型连接器128较大并且包含直角，所以hlgh电感较高并且能够用于限制顶部IGBTQ2中的 过电压，如上所述。可以根据要求的希望寄生电感，确定连接器128的尺寸和形状。
[0082] 现在回到图12,图12是根据第二变型，具有用于调节顶部发射极电感的连接器的 IGBT支路的示意布局，所示布局与图11所示布局和图12所示布局的主要不同在于焊盘 106的位置。在图12上，为了对较大连接器132提供附加空间，焊盘106远离焊盘116。图 12所示的较大连接器132使得图12所示布局具有较大的寄生电感Uhlgh。
[0083] 希望在电力电子开关接通时减小开关损耗。即使一个IGBT两端的导通过电压不 如断开时的反向IGBT两端的过电压高，但是存在限制，高于该限制时，正导通的IGBT的集 电极与栅极之间的寄生电容Ce(；(称为密勒电容）将足够的电流注入其栅极，以使其导通，并 且产生交叉连通。
[0084] 图13是包含密勒电容的IGBT电容的示意图。密勒电流200在密勒电容Q中循 环，导致其两端电压变化dv/dt。密勒电流200被分裂为流过栅极电阻心#的部分202和 流过栅极一发射极寄生电容的部分204。栅极驱动器试图使栅极一发射极电压Vμ保持 在断开状态，利用栅极电阻器R^f使电流202沉降。为此，即使存在密勒电流，仍使栅极电 阻器具有低值，以使栅极一发射极电压Vμ保持低于阈值电压V^h)。
[0085] 前面描述的图10示出流过顶部IGBTQ2的电流Ilgbt。在另一个相中，顶部IGBTQ2 断开，并且相同的电流流过底部IGBTQi。在相应IGBT断开时，这些电流具有负di/dt。在 相应IGBT断开后在两个发射极电感UhlgjPlOT的两端以及对于顶部IGBTQ2的变压器 的初级Tla两端产生的电压的极性往往使IGBT在其断开过程中保持导通。这些电压降低正 断开的IGBT的栅极一发射极电压V#的变化速度，而且还常常使反向IGBT导通。这具有有 限的影响，因为在电流开始在续流二极管中循环时其发生。并联地安装到已经连通的续流 二极管的IGBT两端的电压是零。当一个IGBT导通时，其发射极电感两端的电压也与栅极 信号相反，因此，有效效应趋向于使IGBT保持断开。在反向IGBT的导通过程中，通过在正 断开的IGBT的发射极施加负电压，本技术使〇勺dv/dt的抗扰性升高，以使一个IGBT保 持断开。本技术将交叉连通的风险降低到最小。
[0086] 本技术允许使用具有显著减小的值的断开栅极电阻器。这样改善IGBT支路的效 率。代替使用大栅极电阻值，di/dt的控制取决于对发射极电感两端的电压抽样。然后，能 够进一步使IGBT的导通加速，直到在小断开电阻器中循环的密勒电流不再在IGBT两端产 生满足阈值电压Vgf3tω的栅极一发射极电压Vgf3的点。
[0087] 此外，在一个IGBT导通时，存在于反向IGBT的发射极处的电压高。为了使反向 IGBT的栅极一发射极电压Vgyh)，需要对反向IGBT的栅极施加大电压。
[0088] 图14是典型IGBT的等效电路图。IGBT220在一个器件中将金属氧化物半导体场 效应晶体管（M0SFET)的简单并且低功率的容性栅极一源极特性与双极晶体管的大电流并 且低饱和电压性能组合。IGBT220能够用作图1和图2所示的电力电子开关，并且能够用 作IGBT支路70和90的顶部和底部IGBTQJPQ2。IGBT220具有栅极226、集电极222和 发射极224。更详细地说，IGBT220的等效电路由一个M0SFET230和在晶闸管配置236中 连接的两个双极晶体管232、234构成，晶闸管的等效电路与IGBT220的输出级相同，S卩，包 括互相极化的一个PNP晶体管232和一个NPN晶体管234的两个双极晶体管。IGBT220的 输入由电压控制的等效M0SFT230构成，具有低功率栅极驱动器耗散并且提供高速开关。 IGBT220的输出由在晶闸管配置236中连接的两个双极晶体管232、234构成，以提供强大 输出。
[0089] 尽管双极晶体管232、234能够支持高功率电平，但是其反应时间与M0SFET230的 反应时间不匹配。
[0090] 当IGBT220承受足够大的栅极一发射极电压Vge时，M0SFET230首先导通。这样 导致电流通过PNP晶体管232的基极一发射极结循环，使PNP晶体管232导通。这样继而 使NPN晶体管234导通，此后，IGBT220准备好通过集电极222和发射极224传送高电平 电流。
[0091] 通过漂移区电阻器240,M0SFET230能够在小负载下从IGBT220获取全部电流， 这意味着，利用流过集电极222和发射极224的电流的良好控制变化di/dt，IGBT220能够 迅速导通。为了在较重的负载下以IGBT220的满额承载电流，双极晶体管232、234需要导 通。IGBT220的全导通速度取决于温度和流过集电极222和发射极224的电流的振幅。
[0092] M0SFET230还首先在IGBT220断开时导通和断开。即使当M0SFET230完全断 开时，两个双极型晶体管232、234保持连通，直到去除位于其基极一发射极结上的少量载 流子。通过首先使NPN晶体管234断开，IGBT220的体区电阻器242使晶闸管236断开。 NPN晶体管234断开后，就去除了PNP晶体