管232的基极一发射极结的少量载流子，有效终 止IGBT220的断开过程。
[0093] 因为双极晶体管232、234形成的IGBT220的输出级比M0SFET230形成的输入级 慢，所以存在限制，如果高于该限制，则使在栅极226处施加的控制信号加速对IGBT220的 开关时间没有显著影响。例如，在导通时，在电流负载超过M0SFET230能够处理时，在晶闸 管236(即，两个双极晶体管232、234)导通后，仅能支持满电流负载。同样，在断开时，即使 在使在栅极226处施加的控制信号加速时，晶闸管236仍保持连通，直到去除少量载流子。
[0094] IGBT220的各种部件的固有非线性使其控制复杂，并且使得其难以以最高效率工 作。尽管在整流过程中，为了尽可能减小损耗，希望使IGBT220迅速导通和断开，但是还希 望在避免诸如与IGBT220串联工作的或者D2的续流二极管的过大恢复电流的同时， 避免IGBT220的过大集电极一发射极过电压。
[0095] 利用本栅极驱动技术，因为密勒电容不再是限制因素，所以重新定义导通速度的 限制。与晶闸管相同，IGBT可以闭锁并且保持导通。在双极晶体管232和234的集电极一 基极结两端dv/dt的非常高的情况下，体区电阻器242中的大电流可以使NPN晶体管234极 化。当出现这种情况时，发生闭锁，并且两个晶体管232和234互相极化。尽管在本IGBT技 术中，该影响被降低到最小，但是推荐将di/dt限制在安全范围内，如果高于该安全范围， 则不能保证IGBT的正确功能。
[0096] 图15是示出流过IGBT的电流和IGBT的集电极一发射极电压的波形图。IGBT中 的电流达到输出电流后，在h，电流开始在反向续流二极管中以相反方向循环。当在t2时， 其P-N结上累积的电荷被去除时，续流二极管断开。这是恢复电流的第一部分。第二部分 是从〖2到1 3位于IGBT两端的电压的降低（负dv/dt)。
[0097] IGBT电压与总线电压之间的差值是在第一部分时在Ls&ay*di/dt的两端感应的电 压。Lstray*di/dt从tglj12的积分代表需要去除的电荷。如果di/dt高，则去除电荷花费 的时间短，而峰值电流将高。通过定义，导通时的损耗Eon基于等式（2):
[0098]
⑵
[0099] 在高频回路的杂散电感中循环的电流不能立即停止。相反，其偏向IGBT的发射 极一集电极寄生电容，并且根据最大恢复电流，产生dv/dt。换句话说，高di/dt产生高峰值 恢复电流，继而在IGBT的集电极一发射极结的两端产生高dv/dt。
[0100] 为了在IGBT导通时实现最低可能损耗，希望在二极管断开时，在限制di/dt的同 时，尽可能缩短开关时间。
[0101] 如上所述，本技术控制IGBT断开时的di/dt。下面的段落阐述本技术如何使IGBT 的导通调换顺序。本技术将di/dt降低到IGBT的供应商推荐的限制之下。如上所述，该限 制应当适用于续流二极管在相应IGBT导通后断开时。
[0102] 图16是根据说明性实施例，具有当续流二极管断开时，用于限制电力电子开关断 开时的过电压和电力电子开关导通时的恢复电流的电路的整流单元的图。
[0103] 通过添加与发射极电感30并联的补偿电路310,与上面描述的整流单元10相比， 修改了整流单元300。图16还示出地线基准电压302以及前面引入的栅极驱动器40的相 对于地线基准电压302定义的正电源电压42和负电源电压44。
[0104] 补偿电路310包括三（3)个电阻器和导通二极管。电阻器Rel和Re2形成增益适 配器，该增益适配器工作，以当电力电子开关18正在断开时控制电力电子开关18的栅极和 发射极上的电压Vge，从而限制集电极22与发射极24之间的电压过冲。在电力电子开 关18断开后，第三电阻器和仅允许电流在导通时循环的导通二极管Dm不影响增益适 配器，下面阐述原因。
[0105] 当使电力电子开关18断开时，将栅极驱动器40的输出46设定到-Vdd，并且该栅极 处的电压也迅速达到_Vdd。因为电力电子开关18现在断开，所以IGBT电流迅速降低，导致 其导数di/dt为负值。这样产生具有如图16所示极性的电压\s和V\3和V&的和形成 包括发射极电感30的高频回路电感34的总过电压。发射极24处的电压低于地线基准电 压302。反向极化导通二极管，并且导通二极管形成开路，因此，在电力电子开关18 断开时，补偿电路310如同电阻器不存在一样工作。
[0106] 继续描述断开的情况，电阻器1两端的电压等于V&乘以等于RV(L+RJ的增 益G。因为栅极驱动器具有相同的地线基准电压302，所以在负电源电压44,S卩，-Vdd的附加 作用下，栅极26与发射极24之间的电压Vge等于电阻器Rel两端的电压。换句话说，对于增 益G，来自的反馈作用于栅极26与发射极24之间，如上所述。
[0107] 增益适配器并不局限于使用如图16所示的电阻器，并且还可以设想基于电压 提供电压增益的任何其他方式。
[0108] 考虑到图17将更好地理解上面的内容，图17是在电力电子开关断开时图16所示 整流单元的小信号控制回路模型。模型350定义过电压设定点352,根据电力电子开关18 的特性和总线电压定义该设定点352。选择过电压设定点352,以在断开后不破坏电力电子 开关18。由大于值Lstray、表示高频回路36的总寄生电感的发射极电感30的值Le计算的 因数给出关于发射极电感30的要求的最高电压的设定点354。V&的设定点354与实际值 358之间的差值356 (接近零伏）乘以适配器的增益G，增益G具有值Rey(Rel+Re2)(在所示 的实施例中），在电阻器Rd以及电力电子开关18的栅极26和发射极24之间提供小信号电 压360。因为导致电压358的电流也发生变化，所以该电压随着时间发生变化。将该电压变 化表示为dVge/dt。假定电力电子开关18的跨导364具有值Gfs=di/dVge，则获得电流变 化366 H 实际值358等于发射极电感30的值Le乘以电流变化366 (di/ dt) 〇
[0109] 通过作为已知的、测量的或者希望的电感30和34的值的函数来选择值Rel和Re2， 正确选择增益G，使得限定设定点354中的\e的实际值并且同时限定设定点352中的总过 电压。
[0110] 回到图16,在电力电子开关18导通时，流过的电流迅速升高并且电流变化di/dt 为正值。当续流二极管16断开时，希望限制di/dt，以减小以反向流过续流二极管16的恢 复电流。众所周知，当阻断时，续流二极管16的恢复电流随着反向di/dt而升高。此外，不 应当超过续流二极管16的制造商提供的最大额定值△i/Δt。然而，在电力电子开关18导 通时，恢复电流不太强。因此，修改补偿电路310,以当与断开开关时间相比时，在导通时更 快地开关。
[0111] 当与图16所示的极性相比时，电压\s和V的极性被颠倒。现在，发射极24处的 电压高于地线基准电压302。现在前向极化的导通二极管(基本上）短路，使 并联。这样减小增益适配器的增益G，现在根据等式（2)计算该增益G:
[0112]
[0113] 可以看出，对于任何值的R^、1和R&，等式（2)的增益都小于图17所示适配器 增益，因为并联布置的1和1?_的等效电阻小于电阻值还可以看出，如果RJS路（等 同于将设定到零欧姆），则在导通时，没有V&施加到电力电子开关18的栅极26,在这 种情况下，补偿电路310不将V&反馈送到电力电子开关18。栅极电阻器Rg仅限制di/dt， 并且然后具有较高的值。
[0114] 使电力电子开关18导通包括将栅极驱动器40的输出46设定到处于+V。。的正电 源电压42,通过Rg，来自栅极驱动器40的输出46的电流对栅极26与发射极24之间存在 的寄生电容Cge-充电，就立即将该电压施加在栅极26处。此外，发射极寄生电感30两端 的电压乘以等式2的增益G，并且通过公共地线连接，将该电压施加到栅极驱动器40。因为 等式2的增益G小于在电力电子开关18断开时可应用的增益，所以当与断开时相比时，导 通时，补偿电路110提供的反馈不太重要。
[0115] 图18是在电力电子开关导通时图16所示整流单元的小信号控制回路模型。因为 此时希望控制恢复电流，所以小信号模型370将通过续流二极管16的恢复电流的Δi/Δt 的最高额定值用作设定点372。这样变换为电压设定点374,该电压设定点374是发射极电 感30两端允许的最高电压。正如等式（2)定义的，(与图17所示的值358相比，具有反 向极性）的设定点374与实际值378之间的小信号差376 (接近零伏）乘以适配器的增益 G，提供并联的并且位于电力电子开关18的栅极26和发射极24两端的电阻器1和R_两 端的电压360。由于该电流还导致电压378变化，所以该电压随着时间变化。将该电压变 化表示为dVge/dt。假定电力电子开关18的跨导384具有值Gfs=di/dVge，则获得电流变化 386 (di/dt)。\^的实际值378等于发射极电感30的值Le乘以电流变化386 (di/dt)。
[0116] 在补偿电路310中布置导通二极管118,确保仅在电力电子开关18导通时激活电 阻。因此，对V#和电力电子开关18导通的速率进行控制，从而与电力电子开关18断开 的速率不同。
[0117] 图19是并入了用于限制图16所示断开过电压和导通恢复电流的电路的IGBT支 路的部分电路图。图19示出当顶部IGBTQ2导通时，不同寄生电感两端感应的电压的极性。 底部IGBTQi是开路。图15示出在导通过程的第一部分，电流升高，该电流从反向续流二 极管Di偏移到顶部IGBTQ2。寄生电感的两端感应的电压的极性与高频回路的di/dt的方 向相同。对顶部IGBT〇2的发射极施加的电压是T1B两端的电压、L。lOT和hlgh之和减电阻 器&两端的电压，T1B两端的电压是Lhlgh两端的电压的镜像。所有这些电压都在顶部IGBT Q2的发射极处施加与di/dt成比例的正电压，以限制顶部IGBT〇2的栅极一发射极的电压 升高Vge，从而限制di/dt。
[0118] 图19的电路还并入了前面在图16的描述中引入的元件，当顶部IGBT〇2的发射极 处的电压高于其栅极驱动器40的基准电压的电压时，在使顶部IGBTQ2断开后，二极管04 连通并且允许电流流过电阻器馬，与R5并联布置1?