专利名称：一种ofdm符号的非盲同步方法
技术领域：
本发明属于信息传输领域，尤其涉及OFDM符号的非盲同步方法。
背景技术：
目前，许多通信系统中都采用了正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)作为基本的调制方式，例如微波接入全球互通(Worldwide Interoperability for Microwave Access，WiMAX)系统、数字视频广播(Digital Video Broadcasting，DVB)系统等。在OFDM系统中，信号的最小组成单位为一个OFDM符号，如何在接收端对OFDM符号进行同步是进行接收与解码的基本前提。
OFDM符号的同步方法通常可以分为两类一类是非盲同步方法，即基于同步信号(即导频)辅助的同步方案；另一类是盲同步方法，如基于OFDM符号的循环前缀与OFDM符号之间相关特性的同步方案。前者的好处在于能够快速进行同步，同步精度较高，并且可以利用同步信号来作频偏纠正、信道估计等操作，不足之处是要占用额外的资源。后者虽然不需要占用额外的系统资源，但同步的时间较长，通常要经历10～100个OFDM符号后才能取得符号同步。
在非盲同步中，通常使用具有良好自相关性与互相关性的随机序列作为同步信号，然后将同步信号插入到OFDM符号之前。常用的随机序列有m序列、Gold序列等，其原始长度通常为2n-1，其中n是正整数。但是在许多实际系统中，由于系统帧结构的限制，同步信号的长度不可能取这些数值，因此必须对原始的随机序列作相关处理来产生不同长度的同步信号。
在现有数字电视技术中，由于帧结构的限制，OFDM符号同步信号的长度取值为256比特、304比特和384比特。图1示出了常见的一种帧结构，在这种帧结构中同步信号的长度为256比特，其他两种帧结构与图1所示的帧结构基本类似，但同步信号的长度变为304比特与384比特。
为了解决常用随机序列长度与同步信号长度不匹配的问题，现有技术使用基于m序列的延拓序列作为同步信号，即将较短的m序列作前后循环延拓，从而得到长度符合要求的延拓序列作为同步信号。发送端在每一个OFDM符号的前面插入一个延拓序列作为同步信号，接收端利用原始插入的延拓序列与接收信号作移动相关，当原始插入的延拓序列与接收信号中的延拓序列对齐时，相关运算得到一个相当大的峰值，此时就认为找到了一个同步点。此外，每个OFDM符号前的延拓序列使用不同的m序列来生成的，因此不同OFDM符号前的延拓序列也是不同的。
延拓序列由8阶的m序列生成，共有三种延拓序列组成的同步信号，其长度分别为256比特、304比特和384比特，如图2a、2b及2c所示。
如果使用由m序列循环延拓组成的延拓序列作为同步信号，那么在通过作移动相关来实现同步时，同一条支路会产生两个或三个峰值点，这种情况使得同步算法十分复杂且不稳定。而且，在多径延迟的长度超过m序列本身的长度时，则无法通过延拓序列来判断多径延迟。
以255比特的m序列扩展为384比特的延拓序列为例，如图3所示，假设信号的一条支路发生了255个样本的延时，由于延拓序列是循环延拓产生的，图3中所示的原始数据段与延迟数据段是相同的，无法断定信号支路是发生了255个样本的延迟还是根本没有发生延迟。因此，在上述情况下，多径支路的最大延迟不能超过255个样本(尽管此时延拓序列的长度为384比特)，即延拓序列的抗多径干扰能力较低。
另外，在现有技术方案中，每一个OFDM符号之前插入的延拓序列是不同的。这样，在接收端如果只使用一个特定的延拓序列来作移动相关，平均要经历较长的时间才会在接收信号中遇上该特定的延拓序列，延长了同步操作所需要的时间。相反的，如果接收端同时使用多个不同延拓序列作移动相关，虽然可以在较短的时间内完成同步操作，但却需要更多的计算量，所需计算量的大小与不同延拓序列的数量成正比。
发明内容
本发明的目的在于提供一种OFDM符号的非盲同步方法，旨在解决现有技术中存在的在通过m序列循环延拓组成的延拓序列作为同步信号实现OFDM符号的非盲同步时，延拓序列的抗多径干扰能力较低以及同步效率低的问题。
本发明是这样实现的，一种OFDM符号的非盲同步方法，发送端选择一个随机序列的删余序列作为同步信号，并将所述同步信号插入到每个OFDM符号之前；接收端利用所述删余序列与接收信号作移动相关运算，确定同步点。
所述删余序列的长度小于等于所述随机序列的长度。
不同OFDM符号之前插入的删余序列相同。
当所述同步信号的长度为420、595、720、945、1220、1470和1620比特时，对应的随机序列的长度分别为511、1023、1023、1023、2047、2047和2047比特。
所述随机序列为Gold序列或者m序列。
长度为511、1023和2047比特的Gold序列的优选本原多项式对分别为x9+x4+1和x9+x6+x4+x3+1、x10+x3+1和x10+x8+x3+x2+1以及x11+x2+1和x11+x8+x5+x2+1。
长度为511、1023和2047比特的m序列的生成多项式分别为x9+x4+1、x10+x3+1和x11+x2+1。
本发明利用随机序列的删余序列构成同步信号，并将同步信号插入到每个OFDM符号之前；接收端将原始插入的删余序列与接收信号作移动相关运算，实现同OFDM符号的非盲同步，可以使系统工作在强噪声和干扰的条件下，同时能够使同步信号抵抗更大的时延扩展，并具有较低的运算量。
图1是现有技术中常用的一种帧结构示意图；图2a-2c是现有技术中延拓序列与m序列的关系示意图；图3是由m序列循环延拓组成的随机序列在多径延迟下的示例图；图4是一个5阶Gold序列的生成示例图；图5是本发明中Gold序列及其删余序列之间的关系示意图；图6a-6c是本发明中Gold序列及其删余序列之间的关系示例图；图7是利用本发明提供的删余序列作相关同步的实现示意图；图8是本发明中非盲同步中相关运算结果的仿真示意图。
具体实施例方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
在本发明中利用Gold序列或m序列等随机序列的删余序列构成同步信号，将原始插入的删余序列与接收信号作移动相关运算，根据运算结果确定同步点，以实现OFDM符号的非盲同步。
随机序列可以取Gold序列或m序列。m序列由生成多项式为本原多项式的移位寄存器生成，具有良好的随机性及自相关性，移位寄存器取不同的初始化状态即可以得到不同的m序列。一个n次本原多项式F(x)的定义为1)F(x)是既约的，即不能再进行分解因式；2)F(x)可以整除xr+1，其中r＝2n-1；3)F(x)不能整除xs+1，其中s＜r。
Gold序列由一对优选的、周期和速率均相同的m序列模二加后得到，这一对优选m序列对应的本原多项式称为优选本原多项式对。
图4示意了一个5阶Gold序列的生成示例，处于上方的移动寄存器所对应的本原多项式为x5+x3+1；下方的移位寄存器所对应的本原多项式为x5+x4+x3+x+1。单独地看待上方、下方的移位寄存器就是两个m序列的生成器。
与m序列相比，Gold序列除了具有良好的随机性与自相关性外，还具有码集数量大，互相关性能好的特点。例如在生成多项式阶数都为9的情况下，一个m序列码集中的码数为48个，而相应阶数的Gold序列码集中有29+1＝513个码字。同样在生成阶数为9的情况下，m序列的峰值互相关值为113，为序列长度的22.11％；而Gold序列的峰值互相关值仅为33，为序列长度的6.46％。
假设原始随机序列的长度为X，删余序列的长度为Y，X必须大于等于Y；则删余序列通过截取原始随机序列前面的Y位来组成，如图5所示。X与Y的取值可以根据具体的应用需求来确定。
在数字电视系统中，系统的有效带宽一般为7.56M，OFDM符号的大小为3780比特。在这些条件的约束下，为了使帧结构与自然时间(即秒结构)保持同步，则同步信号的长度只能取一些特定的值。在本发明中，当删余序列(即同步信号)的长度Y取值为420、595、720、945、1220、1470和1620比特时，对应随机序列的长度X的取值分别为511、1023、1023、1023、2047、2047和2047比特。图6a、6b、6c分别出示出了前三种Gold序列及其删余序列之间的关系，其余的Gold序列、m序列及其相应删余序列之间的关系与图6类似，不再赘述。显然，可以使用不同相位的Gold序列或m序列来生成不同的删余序列；然后根据具体应用需求在每个OFDM符号之前插入相同或不同的删余序列。
在进行非盲同步时，发送端在每个OFDM符号之前插入一个删余序列作为同步信号，接收端利用原始插入的删余序列与接收信号作移动相关运算，如图7所示。由于Gold序列与m序列都有很好的自相关性，因此当原始插入的删余序列未与接收信号中的删余序列对齐时，相关运算得到的值相对较小；而当两者对齐时，相关运算得到一个相当大的峰值，此时就认为找到了一个同步点。当然，在插入到OFDM符号前，删余序列需要做转换，即将{0，1}序列映射为{-1，+1}或{+1，-1}序列。
图8示出了一个相关运算结果示例，当原始插入的删余序列与信号中的删余序列未对齐时，相关的值较小；当两者对齐时，相关值出现一个高达420的峰值，可以轻易地将它与其余小的相关值区分开来。
与Gold序列或m序列相比，通过删余方法产生的同步信号在自相关与互相关性能上有一定的损失，会产生更大的相关旁瓣。但从大量仿真结果来看，如图8所示，相关旁瓣的大小与相关峰值相比还是很小的，对判定同步点不会产生影响。如果利用删余序列来作为同步信号，那么在同步信号中不存在循环冗余的结构，因此在利用删余序列来与接收信号作自相关时，只会产生一个较大的峰值点，所以能抵抗较大的时延扩展。此外，发送端在不同OFDM符号前插入相同的删余序列作为同步信号，因此接收端只要使用一个删余序列与接收信号作移动相关即可，所需的计算量较小。
除了上述Gold序列和m序列外，也可以利用其他自相关与互相关性能较好的随机序列来产生删余序列，其具体实现与上述Gold序列和m序列相同，不再赘述。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
权利要求
1.一种OFDM符号的非盲同步方法，其特征在于，发送端选择一个随机序列的删余序列作为同步信号，并将所述同步信号插入到每个OFDM符号之前；接收端利用所述删余序列与接收信号作移动相关运算，确定同步点。
2.如权利要求1所述的ODFM符号的非盲同步方法，其特征在于，所述删余序列的长度小于等于所述随机序列的长度。
3.如权利要求1所述的OFDM符号的非盲同步方法，其特征在于，不同OFDM符号之前插入的删余序列相同。
4.如权利要求1所述的OFDM符号的非盲同步方法，其特征在于，当所述同步信号的长度为420、595、720、945、1220、1470和1620比特时，对应的随机序列的长度分别为511、1023、1023、1023、2047、2047和2047比特。
5.如权利要求1至4任一权利要求所述的OFDM符号的非盲同步方法，其特征在于，所述随机序列为Gold序列或者m序列。
6.如权利要求5所述的OFDM符号的非盲同步方法，其特征在于，长度为511、1023和2047比特的Gold序列的优选本原多项式对分别为x9+x4+1和x9+x6+x4+x3+1、x10+x3+1和x10+x8+x3+x2+1以及x11+x2+1和x11+x8+x5+x2+1。
7.如权利要求5所述的OFDM符号的非盲同步方法，其特征在于，长度为511、1023和2047比特的m序列的生成多项式分别为x9+x4+1、x10+x3+1和x11+x2+1。
全文摘要
本发明适用于信息传输领域，提供了一种OFDM符号的非盲同步方法，发送端选择一个随机序列的删余序列作为同步信号，并将所述同步信号插入到每个OFDM符号之前；接收端利用所述删余序列与接收信号作移动相关运算，确定同步点。通过本发明，可以使系统工作在强噪声和干扰条件下，同时能够使同步信号抵抗更大的时延扩展，并具有较低的运算量。
文档编号H04L27/26GK101043490SQ20061003468
公开日2007年9月26日 申请日期2006年3月24日 优先权日2006年3月24日
发明者吴更石, 吴绍权, 李峰 申请人:华为技术有限公司