IQ失衡的发射器时域估计及补偿的制作方法

所揭示实施例大体上涉及零if通信领域，更特定来说，涉及校正零if发射器的iq失衡。

背景技术：

正交频分复用(ofdm)是一种数字信号调制方法，其中单个数据流分裂到不同频率下的若干单独窄带信道中以减少干扰及串扰。ofdm是一种在多个载波频率上编码数字数据以用于宽带无线系统的标准方法，且用于无线lan、固定宽带无线接入以及数字视频及音频广播。

零if(也称为零差或同步)收发器(其中本地振荡器(lo)频率等于输入载波频率)受到wifi装置高度欢迎，因为零if收发器实现低成本ofdm终端。这与标准超外差接收器形成对比，其中lo频率不等于输入载波频率，使得仅在初始转换到中频之后实现超外差。然而，零if架构归因于同相(i)及正交(q)信号接收器路径与发射器路径的并行区段之间的失配而引入iq失衡，这可能对信号质量具有重大影响，包含图像抑制比(imrr)因图像干扰而降低。

技术实现要素：

提供本发明内容以按简化形式介绍下文在具体实施方式(包含所提供附图)中进一步描述的所揭示概念的简要选择。本发明内容并不希望限制所主张标的物的范围。

所揭示实施例认识到，用于校正零if发射器的iq失衡以提高在频域中发射的ofdm信号的信号质量的常规频域解决方案意味着额外fft及其它“大量消耗(heavy)”芯片面积的频域模块。所揭示实施例提供一种使用间接自适应且全数字时域估计算法估计及校正发射器中的iq失衡的相对简单方法，其包含估计减损的新方法。

所揭示实施例包含一种零if收发器，其包含：接收器(rx)，其具有iq接收器路径，其中数字部分包含调制解调器及下变频器；及发射器(tx)，其具有iq发射路径，其中数字部分包含用于生成复的且基本上平衡的时域信号的调制解调器、iq失配(iqmm)校正块及上变频器。iqmm估计块经耦合在所述rx调制解调器的时域部分与所述tx调制解调器的时域部分之间。所述iqmm估计块经耦合到所述iqmm校正块的输入。环回路径将来自tx的时域信号耦合到rx。所述iqmm估计块接收来自rx调制解调器的第一时域信号及在所述iqmm校正块之前的所述时域信号，且在数字时域中估计所述tx的imrr(θ)。所述iqmm校正块用于使用所述θ校正所述iqmm以提供iq校正ofdm信号。

附图说明

现将参考附图，附图不一定按比例绘制，其中：

图1展示实施iq失衡的所揭示数字时域估计及补偿的实例性零if收发器。

图2是根据实例性实施例的补偿零if收发器的iq失衡的实例性方法的流程图。

图3是包含图1中所展示的零if收发器的实例性通信装置的示意框图。

具体实施方式

参考附图描述实例性实施例，其中相同参考数字用来指定类似或等效元件。所说明的动作或事件的排序不应被视为限制性，因为一些动作或事件可按不同顺序发生及/或与其它动作或事件同时发生。此外，实施根据本发明的方法可能无需一些所说明动作或事件。

并且，如本文中在无进一步限定的情况下使用的术语“耦合到”或“与...耦合”(及类似者)希望描述间接或直接电连接。因此，如果第一装置“耦合”到第二装置，那么那个连接可通过直接电连接(其中通路中仅存在寄生效应)，或通过经由中介项(包含其它装置及连接)的间接电连接。对于间接耦合，中介项通常不修改信号的信息，但可调整其当前电平、电压电平及/或功率电平。

图1展示根据实例性实施例的的实例性零if收发器100，其包含实施iq失衡的所揭示数字时域估计及补偿的所揭示发射器。零if收发器100包含共享共同天线192的tx100a及rx100b。在例如使用ofdm调制在无线电对等端之间进行操作数据交换期间，零if收发器100作用于实际的多载波信号，所述信号将在操作模式下使用。

ofdm信号(例如，ofdm数据符号)可用来支持无线应用中的数据通信，所述无线应用例如pan网络、wlan网络(例如，802.11xwifi)、wan网络(例如，4g及lte蜂窝网络)、wimax网络、移动wimax网络、adsl及vdsl网络、dvb-t及dvb-h网络及uwb网络。所使用的调制方案可包括例如相移键控(psk)、幅移键控(ask)或正交振幅调制(qam)。

tx100a包含tx数字调制解调器部分，所述tx数字调制解调器部分包含星座映射器105，星座映射器105接收被展示为位的数字信号(例如，从处理器接收)且由此生成用于i路径的调制i信号及用于q路径的调制q信号。星座映射器105可采用星座表以将每一向量映射到发射符号中，所述发射符号是本身可与符号星座对应的一或多个预选符号字母的成员。接着是快速傅里叶逆变换(ifft)块110，且最后是时域块120，时域块120包含耦合到iqmm校正块122的保护间隔(gi)及窗块121。ifft块110实施将从频域接收的信号转换为时域的傅里叶逆变换。

在使用ofdm作为多载波调制技术的发射器(例如tx100a)中，通过星座映射器105将输入位映射在符号(例如qam符号)的i及q分量上且接着按具有根据ofdm符号中的子载波的数目的特定长度的序列对输入位进行排序而在频域中构建ofdm符号。即，通过映射及排序过程，可构建ofdm符号的频率分量。为发射符号，必须在时域中表示信号。这是通过提供时域输出的ifft块110来实现。gi及窗块121执行两个任务。gi及窗块121插入防止归因于多路径信道引起符号间干扰的保护间隔。gi及窗块121还通过在符号边界中生成逐步振幅上升及下降而采用开窗，以便降低带外频率处的能量。

ifft块110可进一步包含正交频分多址(ofdma)模块，其中ofdma模块在ifft处理之前将不同经调制流映射到不同子载波组。在一些实施方案中，ifft块110可对星座映射器105的输出执行ifft以生成与一或多个频率范围相关联的一或多个时域信号。在一些实施方案中，ifft块110可经配置以使用一或多个fft带宽频率，例如20mhz、40mhz、80mhz或160mhz。在一些实施方案中，ifft块110可根据不同fft带宽对经调制数据流执行不同ifft。

iqmm校正块122的输出经耦合到数/模转换器(dac)块125，dac块125经耦合到基带(bb)滤波器130。dac块125及bb滤波器130将从调制解调器接收的时域信号转换为模拟信号且对模拟信号进行整形以供发射。iqmm校正块122被展示为从iqmm估计块195接收使用方程式估计的tx的imrr的数字时域复表示(被展示为θ)。iqmm估计块195从rx100b中的数字滤波器170的输出接收i及q时域信号(被展示为yi及yq)且从tx100a中的gi及窗块121的输出接收时域i及q信号(被展示为xi及xq)，且应用估计方程式。因此，零if发射器的iq失衡的所揭示估计及补偿是在数字时域中起作用，而非如iq失衡解决方案的常规估计及补偿那样在频域中起作用。

由iqmm估计块195提供的im的估计及由iqmm校正块122执行的imrr的校正可以硬件hw或以固件fw(软件)实施。对于硬件实施，可使用现场可编程门阵列(fpga)或专用ic(asic)。bb滤波器130经耦合到包含用于i路径的(上变频)混频器135a及用于q路径的混频器135b的混频器块。混频块135中的混频器135a、135b从本地振荡器(lo)150接收90度移位信号且将这些信号与由bb滤波器130输出的i信号及q信号混频。作为零if，lo150提供与预期信号的载波频率相同或非常接近的频率。上变频将模拟信号上变频为供天线192执行发射的对应频带。

lo150的实际实施通常利用锁相环(pll)。混频器块135中的混频器135a及135b中的每一者的输出经耦合到信号组合器140，信号组合器140的输出经耦合到功率放大器(pa)145的输入，功率放大器(pa)145通常包括低噪声放大器。pa145驱动天线192。天线192可为用于tx100a及rx100b两者的单个共享天线(如图1中所展示)，或可为用于tx及rx路径中的每一者的单独天线。

在tx路径与rx路径之间存在耦合器190，耦合器190将来自pa145的输出的信号环回到rx100b的i及q路径中。耦合器190是具有一定信号衰减的模拟组件，其通常包括使信号衰减的线性无源组件，所述使信号衰减可或可不将相位添加到信号。例如，耦合器190可包括rf电容器或电阻器。由耦合器190提供的这个环回是在天线192之前实施的环回路径上。

在操作中，rx100b在一或多个通信信道上接收一或多个频率范围内的传入rf信号。频率范围可包含一组ofdm子载波。rx100b执行信号处理以按与tx100a相反的顺序处理所接收数据包以恢复其中的信息。rx100b包含耦合到耦合器190的下变频混频器块155、耦合到混频器块155中的混频器155a及155b中的每一者的输出的bb滤波器块160。bb滤波器160及数/模转换器(adc)块165对下变频信号进行滤波且将其变换成数字数据序列。adc块165经耦合到调制解调器rx部分的数字滤波器170。rx调制解调器部分还包含将从数字时域接收的i信号及q信号转换为频域的fft175，及被展示为输出所解码位流的二进制卷积码(bcc)解码器的解码器180。

用于估计θ的一个实例性方程式如下：

其中xn是被展示为xi及xq的在在图1中的gi及窗块121之后的调制解调器原始bb发射信号。yrxn是被展示为yi及yq的在图1中的数字滤波器170之后的在接收回到调制解调器之后的失真的发射bb信号。n是包长度。下文所描述的实例章节展示这个方程式的推导。

上述估计方程式或(可能)由所揭示零if收发器利用的这个方程式的相关变体提供芯片(例如，硅)成本有效的操作，因为其仅需要约3k个处理逻辑门。上述方程式因为其无需额外fft块(例如常规频域iqmm校正解决方案所需)而成本有效。已知fft块在裸片面积方面是昂贵的。上述方程式成本有效这一点还可在考虑到在上述此方程式中每个周期的乘法量是2且无需存储器时明白。而常规fft解决方案在计算量上要巨大得多，从而需要大存储器且其计算次数与频率区间数目(fft大小，其对于ieee802.11标准通常是256)成比例。例如，256fft需要4个乘法器及256字的存储器大小(其中字包括一对i及q样本)。

图2是根据实例性实施例的零if收发器的iq失衡的数字时域估计及补偿的实例性方法200的流程图。步骤201包括提供零if收发器，所述零if收发器包含：rx，其具有iq接收器路径；及tx，其具有包含iqmm校正块的iq发射路径。iqmm估计块经耦合在rx的调制解调器的时域部分与tx的调制解调器的时域部分之间，其中iqmm估计块195具有耦合到iqmm校正块122的输入的输出。

步骤202包括tx的调制解调器生成复的且基本上平衡的时域信号，例如ofdm信号。使用零if发射器的大多数当前无线通信标准使用ofdm调制信号。然而，所揭示实施例不限于ofdm信号。例如，也可使用非ofdm信号(例如连续波形(cw)及白噪声)，因为所揭示算法可作用于任何实际的时域信号。

如本文中所使用，“基本上平衡的时域信号”中所使用的“基本上”是指信号在其i及q分量中平衡，这意味着i及q均是零均值±1％，彼此正交±1°，且具有相同能量(e)±1％。在方程式形式中，完全平衡的时域信号具有i及q的自相关，即，e(i*q)＝0，e(i²)＝e(q²)且e(i)＝e(q)＝0。

步骤203包括通过环回路径(参见图1中的耦合器190)将在上变频之后的来自tx的ofdm信号耦合到图1中被展示为耦合到混频器155的rx的i及q路径。步骤204包括iqmm估计块195接收来自rx的调制解调器部分的第一时域信号及iqmm校正块122之前的时域信号，且在数字时域中使用方程式估计tx的imrr的复表示(θ)。图1中展示iqmm估计块195从rx100b中的数字滤波器170的输出接收i及q时域信号(被展示为yi及yq)，且从tx100a中的gi及窗块121的输出接收时域i及q信号(被展示为xi及xq)。

计算本质上是实时的(仅计算时间)，其中θ是在数字时域中计算。步骤205包括iqmm校正块122使用θ校正iqmm。iqmm校正块122使用从iqmm估计块195接收的θ参数，iqmm估计块122iqmm校正发射，其因此在数字时域中执行iqmm校正。在步骤206中，在校正之后，tx发射包含多个包的iq校正信号。因此，如上文所描述，零if发射器的iq失衡的所揭示估计及补偿在数字时域中起作用，而非如iq失衡解决方案的常规估计及补偿那样在频域中(例如，通过模拟am检测器)起作用。步骤202到204可任选地使用求平均(例如自适应最小均方(lms)函数)的形式来重新迭代，所述求平均形式在将每一θ迭代与预定义收敛系数相乘之后将每一θ迭代相加。

图3是通常符合ieee802.11通信标准的实例性通信装置300的系统框图表示。通信装置300被展示为形成为具有半导体表面的衬底305(例如，硅衬底，例如块状硅衬底或块状硅衬底上硅外延)上的集成电路(ic)。在操作中，通信装置300在通信网络(例如wifi或长期演进(lte))中进行通信。

通信装置300包括：控制器320，其包含处理器325；存储器322，其包含存储在所述存储器中的用于所揭示iqmm估计及校正算法322a的软件；及零if收发器100，其经耦合到处理器325且耦合到天线192。处理器325可包括数字信号处理器(dsp)或微控制器。

存储器322更一般地经配置以存储信息，包含数据、指令或数据及指令两者。存储器322可为控制器320可存取的任何存储媒体，例如只读存储器(rom)、随机存取存储器(ram)、寄存器、高速缓冲存储器或磁性媒体装置，例如内部硬盘及可拆卸磁盘。还提供锁相环(pll)332以提供lo信号用于包含信号混频及频率合成的目的。

通信装置300还被展示为包含包括数字逻辑334的硬件，数字逻辑334还可经提供以用于实施所揭示iqmm估计及校正算法。然而，如上所述，也可由处理器325通过存储在存储器(例如存储器322)中的软件(固件)实施iqmm估计及校正算法。

控制器320经耦合到存储器322且经耦合到收发器100。在一些实施方案中，零if收发器100包括基带单元(未展示)及模拟单元(未展示)以发射及接收rf信号。参见图1，上文描述例如零if收发器100的细节。基带单元可包括用来执行基带信号处理(包含数字信号处理、编码及解码、调制及解调)的硬件。模拟单元可包括用于以下项的硬件：adc块165，dac块125，滤波130、160，增益调整，及用于信号上变频的混频器块135及用于信号下变频的混频器块155。rx中的模拟单元可从接入点接收rf信号，且将所接收rf信号下变频为基带信号以供基带单元处理，或从基带单元接收基带信号且将所接收基带信号上变频为rf无线信号以供上行发射。模拟单元包括用来上变频基带信号的混频器135及用来使用在系统的射频下振荡的载波信号下变频rf信号的混频器155。在符合802.11a/b/g/n/ac/ax规范或取决于未来无线电接入技术的其它规范的wlan系统中利用的射频可为2.4ghz或5ghz。

所揭示数字时域估计及补偿if收发器的iq失衡的优点包含相对于基于模拟am检测器的常规解决方案更准确且不可知lo泄漏。所揭示解决方案作用于实际的ofdm信号，而一些其它解决方案使用非ofdm刺激信号(例如载波)。非ofdm刺激信号具有缺点(包含可能触发雷达检测器(因此ap将长时间切换信道)，可消耗额外功率以供校准，不太准确，因为减损可取决于信号特性。与常规频域解决方案相比较，所揭示数字时域估计及补偿if收发器的iq失衡的解决方案使能够对发射的操作数据包运行实时iqmm估计而无需任何大量额外硬件。如上文所描述，常规频域解决方案在频域中意味着额外fft及其它“大量消耗”芯片面积的频域模块。

实例

通过以下特定实施例而进一步说明所揭示实施例，这不应被解释为以任何方式限制本发明的范围或内容。

标准rf模型：其中ybb是因iqmm减损而失真的复包络基带信号。

-表示实际系统的相位失衡

a-表示实际系统的增益失衡

在理想系统中a＝1；

yrx＝ybb·g＝g·(αx+βx^*)

g-表示rx路径的复增益(振幅+相位)

估计算法估计以下iqmm比：

可表明，可通过以下硅成本有效方程式/运算估计及估算θ：

x、n是包长度，yrx是接收回到且下变频为bb的具有iomm减损的发射信号。是yrx的样本。这个算法可扩展为如上文所描述那样迭代以提供甚至更好的iqmm校正性能。

假设作为比β/α的估计值可使用以下校正方案。

ybb＝axcorr+βx^*corr

α及β表示实际的tx链iq失衡。

证明展示如下：

假设完美估计那么iq失衡被抵消。

ybb＝α[1-|θ|²]·x

因子α[1-θ|²]是具有接近于1的振幅且具有随机相位的复增益，因此其不引入任何iq失衡。

本发明相关领域的技术人员将明白，在本发明的范围内，许多其它实施例及实施例变动是可能的，且在不背离本发明的范围的情况下可对所描述实施例进行进一步添加、删除、替换及修改。