I)
[005引在数学表达式（1)中，CO是脉冲信号的频率，W及t是时间点。
[0059] 此外，k是自然数。 W60] 在此，当占空比为0.5时，建立了a= 31/2。接着，脉冲波形的电压由W下数学表 达式似表示。
数学表达式（2)
[0062] 另一方面，当占空比从0.5偏离时，建立了a= 0 + 31/2(其中0是任意数值）。 接着，脉冲波形的电压由W下近似表达式（3)表示。
数学表达式（3)
[0064] 在数学表达式（3)中，DC分量由1/化0 /JT表示。
[00化]二阶谐波由W下数学表达式（4)表示。
数学表达式（4)
[0067] 在此，当0的数值小时，SinP可W近似为0。因此，二阶谐波近似为0/31。也 良P，当占空比更大地从0. 5偏离时，二阶谐波变得更大。根据第一实施例的半导体设备100 从占空比与谐波幅度水平之间的关系检测了占空比的偏离。 W側具体的，由W下数学表达式妨和数学表达式（6)限定输入至AC输出电路101的 差分信号。
…数学表达式巧）
…数学表达式化）
[0071] 共模检测器电路103获得差分信号的电压的算术平均值。因此，共模检测器电路 103的输出由W下数学表达式（7)表示。
数学 表达式（7)
[0073] 在此，重写表达式W采用D表达a(在一个周期/ 一个周期时间中"H"时间，MX =1)，共模检测器电路103的输出由W下数学表达式（8)表示。在数学表达式（8)中，D的 范围为：0<0<1。
[0074]
数 学表达式（8)
[0075] 在由数学表达式（8)表示的输出信号中，第=阶和更高阶分量因自然衰减是可忽 略的。因此，聚焦在数学表达式（8)的首先两项上，其可W表达为数学表达式巧）。
数学表达式巧）
[0077] 在此，第一项的系数咕）和第二项的系数（62)由数学表达式（10)和数学表达式 (11)表示，是单调上升和下降的系数。 阳〇7引 Gi=D…数学表达式（10)
数学表达式（11)
[0080] VCMDET_0的信号随后输入至检测器电路104。出于避免故障的目的，由具有移除 DC分量的功能和主要检测幅度峰值的功能的电路配置检测器电路104。接着，从系数ei/e2 计算在峰值检测器电路输出波形（VDET_0)中的系数，其由数学表达式（12)和数学表达式 (13)表不。
[0081] el' = 0…数学表达式（12)
数学表达式（13) 阳08引在此，由检测器电路104移除了 62分量。由检测器电路104中LPF从其移除高频 范围的VLPF_0可W由W下数学表达式（14)表示。
数学表达式（14)
[0085] 在数学表达式（14)中，得到D= 0. 5的数值是可W最大抑制二阶谐波的占空比。 图4是示出了在谐波的幅度水平与放大器的占空比之间关系的示图。在图4中，水平轴表 示AC输出电路101的D类放大器的占空比，并且垂直轴表示通过由共模检测器电路103执 行的共模检测所获得的二阶谐波的幅度。
[0086] 如图4中所示，在占空比为PO的点处，二阶谐波的幅度变为最小。此外，二阶谐波 的幅度数值相对于占空比为PO点处对称。
[0087] 半导体设备100检测包括二阶谐波的偶数阶谐波信号，并且捜索二阶谐波幅度变 为最小时的占空比。在此，参照图5描述示例性的捜索。图5是示出了放大器的占空比和 检测后二阶谐波的电压的示图。在图5中，水平轴表示AC输出电路101的D类放大器的占 空比，并且垂直轴表示通过由检测器电路104执行的检测所获得的二阶谐波的幅度。
[00蝴如图5中所示，检测之后的二阶谐波的电压在占空比为PO处变为最小，类似于如 图4中所示在检测之前的二阶谐波的幅度水平。此外，检测之后信号电压变为相对于占空 比为PO点处对称。
[0089] 控制电路105从图5中所示的在检测后占空比与检测后二阶谐波电压之间的关系 捜索信号电压变为最小时的占空比。可W简单地确定检测后信号电压变为最小处的点。备 选地，可W通过获得在检测后信号电压中相互相等的占空比之间的中点而确定检测后信号 电压变为最小处的点。在图5中，捜索在检测后的信号电压变为等于作为阔值电压的OV处 的占空比Pl和占空比P2,并且从方程式PO= (P1+P2) /2获得作为中点的P0。注意，阔值电 压无需是0V，并且可W是任意电压。当阔值为VCMP_REF时，提供使得VLPF_0 =VCMP_REF 的两个占空比Dl和D2分别由数学表达式（15)和数学表达式（16)表示。
受学表达式（15) 学表达式（16) 阳09引在此，当Dl和D2之间中点为化=0. 5X值1+哟时，得到数学表达式（17)。
数学 表达式（17)
[0094] 在数学表达式（17)中，通过O^Dc,D1，D2}<1的约束，化=0.5是解。可W通过 使用诸如TXDUTY_P/N的数字位控制关于占空比的变量而捜索最佳点。 阳0巧]由中点获得最优占空比的方法有利之处在于：在该方法中不受噪声影响。例如， 当检测二阶谐波的水平低时，被检测信号中低电压部分通过噪声基底的影响而丢失在噪声 中。图6是示出了在放大器的占空比与检测之后二阶谐波的电压之间关系的示图。类似于 图5,在图6中，水平轴代表AC输出电路101的D类放大器的占空比，W及垂直轴代表通过 由检测器电路104执行的检测所获得的二阶谐波的幅度。
[0096] 在图6中，在占空比PO附化信号丢失在噪声中。因此，通过捜索电压最小处点的 方法，该最小点丢失在噪声中并且无法找到。
[0097] 另一方面，根据用于通过在指定电压达到的两个点之间的中点获得最优占空比的 方法，可W找到最佳占空比而并不受噪声影响，因为从信号的并未被丢失在噪声中的一部 分而计算占空比。
[0098] 此外，根据第一实施例的半导体设备展示了运样的效果，最佳占空比可W找到而 并未受信号电压中偏移电压的影响。
[0099] 例如，可W能够从由AC输出电路101所放大的信号之外的DC分量获得最佳占空 比。图7是示出了在放大器的占空比与共模检测之后DC信号之间关系的示图。如图7中 所示，因为放大器的占空比与共模检测之后DC信号为线性关系，所W通过捜索达到指定阔 值电压（例如OV)处的点而获得了最佳占空比。
[0100] 然而，在其中偏移电压通过构造设备的部件中的变化而引入DC信号中的情形中， 如由斜虚线所示，电压为OV处的占空比变为PO'。因此，并非为最佳占空比的PO的点可W 错误地被识别为最佳占空比。 阳101] 另一方面，采用根据第一实施例的半导体设备，即使当偏移电压被引入信号中时， 也可W获得最佳占空比，运是因为二阶谐波具有相对于最佳占空比的线性对称特性。图8 是示出了在检测之后二阶谐波的电压与放大器的占空比之间的关系的示图。类似于图5和 图6,在图8中，水平轴代表AC输出电路101的D类放大器的占空比，W及垂直轴代表通过 由检测器电路104执行的检测所获得的二阶谐波的幅度。在图8中，虚线示出了具有偏移 电压引入的在检测之后的信号。通过偏移电压，电压变为等于阔值OV处的点偏移至Pl'和 P2'。然而，因为Pl和P2之间的中点为PO,其类似于Pl'和P2'之间的中点，可W确定最佳 占空比。 阳102] 接着，将描述根据第一实施例的检测器电路104的内部配置结构。图9是示出了 根据第一实施例的检测器电路的配置的框图。在图9中，检测器电路104包括：参考电压生 成电路111、检测器112、LPF113、放大器电路114和比较器115。 阳103]参考电压生成电路111生成由检测器112所使用的参考电压。例如，参考电压生 成电路111生成两种参考电压，也即，参考电压VREFl和参考电压VREF2。通过参考电压 VREFl和参考电压VREF2之间的差分电压，确定待检测的二阶谐波的幅度水平。也即，由电 压VREFl和电压VREF2之间的差分电压确定对应于图5中Pl和P2的电压。
[0104] 检测器112将电压VREF2添加至通过由共模检测器电路103所执行的共模检测所 获得信号，并且检测所得的信号W及电压VREF1。因此，检测器112获得DC信号，DC信号的 DC电压是由共模检测所获得的二阶谐波信号的幅度水平。接着，检测器112将获得的幅度 水平输出至LPF113。
[0105] LPF113抑制在获得的幅度水平的DC信号中所获得的高频分量，并且将信号输出 至放大器电路114。 阳106]放大器电路114放大DC信号，并且将放大的信号输出至比较器115。 阳107]比较器115将放大的DC信号的电压相互比较。作为比较目标的两个信号的电压 之间的差异反映了二阶谐波信号的幅度水平W及两个参考电压之间的差异。如上所述，通 过参考电压VREFl和参考电压VREF2之间的差分电压