，确定了对应于图5中Pl和P2的电 压。也即，比较器115输出通过检测二阶谐波信号所获得的信号的电压是否高于或低于指 定电压的结果。 阳108] 控制电路105在由AC输出电路101的D类放大器所执行的脉冲宽度调制中改变 占空比，并且如图5中Pl或P2,在比较器115的结果改变时检测占空比。接着，控制电路 105采用Pl和P2之间的中点PO作为最佳占空比，并且在由AC输出电路101的D类放大器 所执行的脉冲宽度调制中将其反映在占空比上。 阳109] 接着，将描述根据第一实施例的检测器电路104的示例性具体电路。图10是示出 了根据第一实施例的检测器电路的配置的电路图。
[0110]检测器电路 104 包括：电阻器 1?1-1、1?1-2、1?2-1、1?2-2、1?3、1?4、1?5、1?6、1?7、1?8和尺9， 电容器(：1、〔2、〔3、〔4，场效应晶体管阳1'1、阳12、阳13和阳14，可变电阻器￥1?1-1和￥1?1-2， 开关SWl，W及电流源CSl。场效应晶体管阳Tl和阳T2例如是pMOS-阳T，W及场效应晶体 管FET3和FET4例如是nMOS-阳T。开关SWl通过闭合启用检测，W及通过断开禁用检测。 阳11U在图10中，在电源电势与接地电势之间，电阻器R1-1、可变电阻器VRl-I的固定电 阻器、W及电阻器R2-1串联连接。在可变电阻器VRl-I的可变电阻器端子与场效应晶体管 FETl的栅极之间，连接了电阻器R3。此外，在电源电势和接地电势之间，电阻器R1-2、可变 电阻器VR1-2的固定电阻器、W及电阻器R2-2串联连接。可变电阻器VR1-2的可变电阻器 端子和场效应晶体管FET2的栅极相互连接。此外，电容器Cl连接在二阶谐波的输入端子 与场效应晶体管FETl之间。
[0112] 结合检测器112的电路配置，在电源电势和场效应晶体管FETl的源极之间，电阻 器R4和电容器C2并联连接。此外，电阻器R5连接在电源电势和场效应晶体管FET2之间。 在场效应晶体管FETl的漏极W及场效应晶体管FET2的漏极与接地电势之间，连接了开关 SWl。 阳11引LPF113包括电阻器R6和R7，W及电容器C3和C4。接着，在场效应晶体管阳T2 的源极与场效应晶体管FET4的栅极之间，连接了电阻器R6。此外，在场效应晶体管FETl的 源极与场效应晶体管FET3的栅极之间，连接了电阻器R7。此外，在放大器电路114 一侧上 电阻器R6的端子与放大器电路114 一侧上电阻器R7的端子之间，连接了电容器C3。此外， 在放大器电路114 一侧上电阻器R7的端子与接地电势之间，连接了电容器C4。
[0114] 结合放大器电路114的电路配置，在电源电势和场效应晶体管FET3的源极之间， 连接了电阻器R8。此外，在电源电势和场效应晶体管FET4的源极之间，连接了电阻器R9。 在场效应晶体管FET3的漏极和接地电势之间，连接了电流源。此外，在场效应晶体管FET4 的漏极和接地电势之间，连接了电流源。接着，场效应晶体管FET3的源极和场效应晶体管 FET4的源极分别连接至输出端子。
[0115] 接着，将描述由检测器电路104所执行的信号处理。
[0116] 从输入端子输入的二阶谐波皿2的DC分量由电容器Cl抑制。接着，通过将参考 电压VREF2添加至已经抑制了DC分量的二阶谐波皿2而获得的信号被输入至场效应晶体 管FETl的栅极。此外，参考电压VREFl的信号输入至场效应晶体管FET2的栅极。图11是 示出了输入至检测器112的信号的示图。在图11中，垂直轴代表电压，W及水平轴代表时 间点。此外，在图11中，虚线代表参考电压VREF2的信号，W及实线代表作为检测目标的信 号。如图11中所示，检测器112接收通过将参考电压VREF2添加至二阶谐波皿2所获得的 信号，W及参考电压VREFl的信号。
[0117] 在检测器112中，通过将参考电压VREF2添加至二阶谐波皿2获得的信号经受检 ，由此获得了其中二阶谐波的幅度转换为DC电压的信号。在此，假设两个参考电压之间 的差分电压是化f，W及通过检测二阶谐波的幅度水平获得的信号的电压是VDC1，在场效 应晶体管FETl的源极处获得的检测电势可W由Vo2 =VDCl+Vrf推得。此外，假设在场效 应晶体管FET2的源极处获得的检测电势是Vol=VDC，在场效应晶体管FETl和FET2之间 的电势差中，二阶谐波的幅度水平满足AVd=VDCl-VDC的关系。图12是示出了在检测之 后的信号的示图。在图12中，垂直轴代表电压，水平轴代表时间点。此外，在图12中，虚线 代表参考电压VREF2的信号W及检测前的信号，W及实线代表检测之后的信号。如图12中 所示，AC分量保留在检测之后的信号的一部分中。 阳11引LPF113抑制了检测之后信号中的AC分量。图13是示出了在已经抑制了AC分 量之后示例性信号的示图。在图13中，垂直轴代表电压，W及水平轴代表时间点。此外，在 图13中，虚线代表参考电压VREF2和AC分量的信号，W及实线代表已经抑制了AC分量之 后的信号。接着，在经过LPF113之后，电压的电势为Vo2' =VDCl+aX化tV〇r=VDCd 在此，a是指定的常数。
[0119] 接着，放大器电路114将已经抑制了AC分量之后的信号放大。图14示出了示例 性的放大信号。在图14中，垂直轴代表电压，W及水平轴代表时间点。此外，在图14中，实 线代表已放大的信号。接着，从放大器电路114输出的信号的电势差为V(0UT_N) -V(0UT_ 巧=AvX(AVd+aX化f)。在此，Av是放大器电路114的放大率。两个信号之间的电势差 意味着代表了二阶谐波皿2的幅度的电压与作为阔值的电压之间的差值。
[0120] 因此，当比较器115确定了两个信号的电压相互相等时，其意味着代表二阶谐波 皿2的幅度的电压等于阔值。基于比较结果，捜索了在检测后信号的电压变为等于阔值处的 占空比Pl和P2。根据方程PO= (P1+P2)/2,作为中点的PO可W获得作为最优占空比。 阳121] 关于确定最优占空比的时间，控制电路105改变占空比W在指定周期中扫描占空 比的可能范围，例如当通电之后稳定操作时。接着，根据比较器115的输出与占空比之间的 关系，控制电路105捜索在检测后二阶谐波信号的电压变为等于作为阔值的电压处的占空 比Pl和P2。接着，通过采用Pl和P2之间中点的PO作为最佳占空比，控制电路105设置 AC输出电路101的占空比。通过前述操作，可W执行用W获得AC输出电路101的最佳占空 比的校准。
[0122] 如上所述，根据第一实施例，W共模模式检测从AC输出电路输出的AC信号。通过 检测由共模检测获得的信号的偶数阶谐波而获得了谐波的幅度水平。因此，可W控制AC输 出电路W便于抑制谐波的幅度水平。 阳123](第二实施例）
[0124] 在下文中，将参照附图描述第二实施例。在第一实施例中，检测之后二阶谐波信号 经由LPF输出至放大器电路。另一方面，在本实施例中，检测器的连接线和放大器电路的连 接线经由电容器而连接。 阳125] 图15是示出了根据第二实施例的检测器电路的配置的电路图。类似于第一实施 例的那些元件由相同附图标记标注，并且将不再重复对其描述。 阳1%] 在图15中，电容连接电路201包括电容器C21。接着，电容器C21连接在连接了场 效应晶体管FETl的源极和场效应晶体管FET3的栅极的电线与连接了场效应晶体管FET2 的源极和场效应晶体管FET4的栅极的电线之间。
[0127] 电容器的插入使得检测器112和放大器电路114之间的连接线等同于AC模式下 的短路。仅原始存在于已经检测到其谐波的信号之一中的高频分量也W相同水平存在于参 考电压信号中，并且信号被输入至放大器电路114。图16示出了输入至放大器电路114的 示例性信号。在图16中，垂直轴代表电压，W及水平轴代表时间点。此外，在图16中，虚线 代表检测之前的信号，W及实线代表在其上高频分量由电容连接电路201反映的信号。 阳12引关于高频分量，有效地使用了放大器电路114的CMRR(共模抑制比），并且在放大 器电路114的输出端处移除了在每个信号中W相同水平包含的高频分量。移除的量由RC 滤波器的截止频率W及放大器电路114的CMRR特性确定。
[0129] 采用根据第二实施例的半导体设备，通过使用放大器电路的CMRR替代LPF的使用 而移除了谐波分量。因此，可W节省构建了LPF电路的元件。因此，可W预期减小半导体设 备面积的效果。
[0130] (第S实施例） 阳131] 在下文中，将参照附图描述第=实施例。在第一实施例中，使用比较器将检测之后 二阶谐波信号的电压与阔值电压相互比较。另一方面，在本实施例中，包括了模数转换器电 路，并且检测后二阶谐波信号的电压与阔值电压之间的电势差转换为数字信号。
[0132] 图17是示出了根据第=实施例的半导体设备的配置的示图。类似于第一实施例 那些的元件由相同的附图标记标注，并且