专利名称：差分放大器及数据驱动器和显示装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种差分放大器及使用该差分放大器的显示装置。
背景技术：
近年来，以体积薄、重量轻、耗电低为优势的液晶显示装置(LCDLiquid Crystal Device)开始广泛普及，该液晶显示装置被更多地应用于移动电话或PDA(Personal Digital Assistant)、笔记本PC(PersonalComputer)等移动设备的显示部。但是，最近显示装置的大画面化和动画对应技术也在提高，不仅移动用途，也可以实现固定安装型液晶显示装置或大画面液晶电视机。
这些液晶显示装置被用于可以进行高精细显示的有源矩阵驱动方式的液晶显示装置。
图28是说明液晶显示装置的图。另外，在图28中仅表示出连接显示部的一个像素的主要构成的等价电路。以下，参照图28简单说明有源矩阵驱动方式的液晶显示装置。一般，有源矩阵驱动方式的液晶显示装置的显示部960是使两个基板相对并在它们之间封入液晶而构成的，这两个基板是把透明的像素电极964和薄膜晶体管(Thin FilmTransistor称为TFT)963配置成矩阵状的半导体基板(例如，彩色SXGA面板是由1280×3像素列、1024像素行构成的)，和在整个表面形成有一个透明电极966的相对基板。并且，利用扫描信号控制具有开关功能的TFT 963，向像素电极964施加在TFT 963导通时对应图像信号的灰度电压，利用各像素电极964和相对基板电极966之间的电位差改变液晶的透过率，利用液晶电容965将该电位差保持一定期间，由此进行图像显示。在半导体基板上，输送施加给各像素电极964的多个电平电压(灰度电压)的数据线962和输送扫描信号的扫描线961被布线成栅格状(例如，上述彩色SXGA面板中数据线是1280×3条，扫描线是1024条)，扫描线961和数据线962由于产生于彼此交叉部的电容或夹在相对基板电极之间的液晶电容等形成较大的容性负载。另外，扫描信号通过栅极驱动器970被供给扫描线961，各像素电极964的灰度电压是从数据驱动器980通过数据线962供给的。一个画面部分的数据改写是在1帧期间(1/60·秒)进行的，通过各扫描线按照每一个像素行顺序进行选择，在该选择期间内通过各数据线供给灰度电压。栅极驱动器970至少供给2值的扫描信号即可，而数据驱动器980必须以电压精度高的灰度电压快速驱动较大的容性负载即数据线，所以在数据驱动器980的缓冲部多使用驱动能力高的差分放大器。并且，这种差分放大器为了做到低耗电化，多使用电源电压范围和动态范围(驱动电压范围)大致一致的Rail-to-rail(电源限)差分放大器(例如，参照下述专利文献1、2，下述非专利文献1)。
下面，说明以往的Rail-to-rail差分放大器。图29是例如下述专利文献1公开的差分放大器。并且，在下述专利文献2中也引用了下述专利文献1。图29所示的差分放大器在下述非专利文献1中也有详细介绍。以下，简单说明图29所示的差分放大器。
参照图29，该差分放大器的差分放大级具有由电流源710驱动的N沟道差分对711、712；由电流源720驱动的P沟道差分对721、722；将晶体管对713、714和晶体管对715、716纵向排列2级构成的共源-共栅(カスコ一ド)放大器型电流镜电路71；将晶体管对723、724和晶体管对725、726纵向排列2级构成的共源-共栅放大器型电流镜电路72；分别由晶体管731、732及741、742构成的浮置电流源73、74，输出放大级由利用晶体管101、102构成的推挽输出级形成。VDD是高电位侧电源，VSS是低电位侧电源。N沟道差分对711、712的输出被输入到电流镜电路71(晶体管对713、714和晶体管对715、716的连接点)，P沟道差分对721、722的输出被输入到电流镜电路72(晶体管对723、724和晶体管对725、726的连接点)。电流镜电路71、72通过浮置电流源73、74相耦合。输出放大级的晶体管101的控制端连接至第1差分输出端子的晶体管716的漏极和浮置电流源74的连接点(端子10)，晶体管102的控制端连接至第2差分输出端子的晶体管726的漏极和浮置电流源74的连接点(端子20)。分别向形成浮置电流源的晶体管731、732、741、742的栅极提供偏置电压V1、V2、V3、V4。晶体管712、722的栅极连接输入端子1，形成同相输入端子，晶体管711、721的栅极连接输入端子2，形成倒相输入端子。分别向同相输入端子1和倒相输入端子2提供电压VinP、VinN。
说明图29所示的差分放大器的动作。在同相输入端子的电压VinP和倒相输入端子的电压VinN相等时处于稳定状态。在稳定状态下，分别流向同极性的差分晶体管对的电流相等。并且，从电流镜电路71通过浮置电流源73、74流向电流镜电路72的2系统的电流路径通过浮置电流源73、74分别被控制为一定的电流。
在同相输入端子的电压VinP高于倒相输入端子的电压VinN时，流向各个N沟道差分对711、712的电流中，流向晶体管711的电流减少，流向晶体管712的电流增加。由于流向晶体管711的电流的减少，流向晶体管713的电流也减少，通过电流镜电路71流向晶体管714、716的电流也减少。此时，浮置电流源74为了使从与晶体管716的连接点(端子10)侧到与晶体管726的连接点侧流过与稳定状态相同的一定的电流，晶体管101的栅极电压被下拉，通过晶体管101增加从电源VDD供给输出端子3的充电电流。另一方面，流向各个P沟道差分对721、722的电流中，在同相输入端子的电压VinP高于倒相输入端子的电压VinN时，流向晶体管721的电流增加，流向晶体管722的电流减少。由于流向晶体管721的电流的增加，流向晶体管723的电流也增加，通过电流镜电路72流向晶体管724、726的电流也增加。此时，浮置电流源74为了使从与晶体管716的连接点侧到与晶体管726的连接点侧流过与稳定状态相同的一定的电流，晶体管102的栅极电压被下拉，通过晶体管102减少从输出端子3到电源VSS的放电电流。因此，输出电压Vout上升。
在同相输入端子的电压VinP低于倒相输入端子的电压VinN时，流向各个N沟道差分对711、712的电流中，流向晶体管711的电流增加，流向晶体管712的电流减少。由于流向晶体管711的电流的增加，流向晶体管713的电流也增加，通过电流镜电路71流向晶体管714、716的电流也增加。此时，浮置电流源74为了使从与晶体管716的连接点侧到与晶体管726的连接点侧流过与稳定状态相同的一定的电流，晶体管101的栅极电压被上拉，通过晶体管101减少从电源VDD供给输出端子3的充电电流。另一方面，流向各个P沟道差分对721、722的电流中，在同相输入端子的电压VinP低于倒相输入端子的电压VinN时，流向晶体管721的电流减少，流向晶体管722的电流增加。由于流向晶体管721的电流的减少，流向晶体管723的电流也减少，通过电流镜电路72流向晶体管724、726的电流也减少。此时，浮置电流源74为了使从与晶体管716的连接点侧到与晶体管726的连接点侧流过与稳定状态相同的一定电流，晶体管102的栅极电压被上拉，通过晶体管102增加从输出端子3供给电源VSS的放电电流。因此，输出电压Vout下降。
在把图29所示的差分放大器用作数据驱动器的缓冲部的情况下，该差分放大器以倒相输入端子2和输出端子3共同连接的电压跟随器结构被采用。并且，对应图像信号的灰度电压被输入到差分放大器的同相输入端子1，该灰度电压被进行了电流放大后从输出端子3输出，驱动数据线。
另外，在下述专利文献2中，作为使用了图29所示差分放大器的高转换速率差分放大电路，提出了图30所示的构成。图30是尽可能抑制消耗电力的增加来实现快速化的差分放大器。
参照图30，高转换速率差分放大电路的特征是设有分别与差分级的电流源710、720并联的副电流源电路75、76。副电流源电路75中的电流源750和晶体管751是串联连接，晶体管751的栅极与推挽输出级的晶体管102的栅极共同连接。副电流源电路76中的电流源760和晶体管761是串联连接，晶体管761的栅极与推挽输出级的晶体管101的栅极共同连接。副电流源电路75、76的作用是在推挽输出级的晶体管101、102的充电动作时和放电动作时，各自的栅极电压变化，此时晶体管751、761导通，可以使流向差分级的电流增加电流源750或760的部分。因此，在抑制输出一定的稳定状态下的消耗电流的状态下，仅在充电动作或放电动作时，通过增加流向差分级的电流，可以实现快速动作。
特开平6-326529号公报(图1)[专利文献2]特开2001-156559号公报(图1)[非专利文献1]《ァナログ？ディジタル混载システムLSI(低電压？低消費電力回路技術)》(培風館)，第253页如前面所述，近年来，液晶显示装置在推进高精细化、大型化，并且数据线的负载电容也伴随着高精细化、大型化而增大。在固定安装型的大画面显示装置中，对不必担心电池寿命的用于数据驱动器的缓冲部的差分放大器，与消耗电力的抑制相比，更要求对应精细度的增加和画面尺寸的扩大的快速动作。因此，本发明需要解决的课题是，提供相对因显示装置的高精细化、大型化而形成的大容量的数据线负载，至少可以充分实现快速动作的差分放大器。并且，在笔记本PC等的移动用途的大画面显示装置中，电池寿命也是重要性能，所以要求用于数据驱动器的缓冲部的差分放大器具有在抑制消耗电力的状态下的快速化。但是，以往的差分放大器在维持稳定动作并实现快速化时具有消耗电力增加的问题。这是因为如上述专利文献2中的说明所述，在需要较大的动态范围的差分放大器中，具有驱动外部负载时的转换速率与差分输入部的电流值成比例，与相位补偿电容的电容值成反比例的特性。
因此，为了提高转换速率，需要增加流向差分输入部的电流或减小相位补偿电容，但具有如果增加差分输入部的电流则消耗电流增大，如果减小相位补偿电容则影响稳定性的问题。
与此相对，在图30所示构成(上述专利文献2)中，通过把增加流向差分输入部的电流的期间限定在充电动作和放电动作时，最小限度地抑制消耗电力的增加，实现高转换速率化。
但是，即使在图30所示差分放大器中，如果频繁进行充电动作和放电动作，则消耗电流的平均值上升，消耗电力增加。特别是在液晶显示装置的高精细化、大型化中，不仅增大数据线的负载电容，也增加数据线的驱动频率，结果具有充电动作和放电动作频繁，消耗电力增加的问题。
因此，本发明需要解决的一个课题是，提供一种相对因液晶显示装置的高精细化、大型化形成的大容量的数据线负载，可以在抑制消耗电力的状态下实现快速化的差分放大器。并且，本发明需要解决的一个课题是，提供一种即使频繁进行充电动作和放电动作时也能在抑制消耗电力的状态下实现快速化的差分放大器。
本发明需要解决的其他课题是，提供一种相对数据线负载电容或驱动频率不怎么大的中小型液晶显示装置，可以在保持规定的驱动速度的状态下降低消耗电力的差分放大器。
发明内容
提供解决上述至少一个课题的方法的本发明的一个观点涉及的放大电路，其特征在于，差分放大级具有同相输入端子、倒相输入端子、第1差分输出端子和第2差分输出端子，输出放大级具有连接在输出端子和第1电源之间的、控制端连接所述第1差分输出端子的第1晶体管，连接在所述输出端子和第2电源之间的、控制端连接所述第2差分输出端子的第2晶体管，和包括电容元件的电容连接控制回路，在由该差分放大级和输出放大级构成的差分放大器中，所述电容连接控制回路至少切换控制以下状态，即，所述电容元件连接在所述输出端子和所述第1晶体管的控制端之间的第1连接状态，和所述电容元件连接在所述输出端子和所述第2晶体管的控制端之间的第2连接状态。
本发明涉及的差分放大器在差分放大级的差分输出变更时，在确定第1、第2晶体管的控制端的来自差分放大级的差分输出之前，切换电容元件的连接，由此使第1、第2晶体管中被从截止切换成导通的一个晶体管的控制端电压向所述一个晶体管导通的方向变化，加快所述一个晶体管的所述输出端子的充电或放电。
根据这种构成的本发明，通过切换以下状态，即，在差分放大器的推挽输出级的两个晶体管的一方的控制端和输出端子之间连接电容元件的状态，和在另一方的控制端和所述输出端子之间连接所述电容元件的状态，使产生自举作用，可以在不增加消耗电力的情况下实现快速驱动。
在本发明中，所述电容连接控制回路具有切换控制以下状态的单元，即，所述电容元件的第1端子连接所述第1晶体管的控制端，所述电容元件的第2端子连接所述输出端子的第1连接状态；和所述电容元件的第1端子连接所述第2晶体管的控制端，所述电容元件的第2端子连接所述输出端子的第2连接状态。
或者，在本发明中，所述电容连接控制电路具有切换控制以下状态的单元，即，所述电容元件的第1端子连接所述第1晶体管的控制端，所述电容元件的第2端子连接所述输出端子的第1连接状态；和所述电容元件的所述第1端子连接所述输出端子，所述电容元件的所述第2端子连接所述第2晶体管的控制端的第2连接状态。
在本发明中，所述电容元件是形成相位补偿和自举作用的电容元件。
在本发明中，所述电容连接控制回路如以下最佳实施方式说明的那样可以构成为，具有第1电容元件(110)；插入在所述第1电容元件的第1端子和所述第1晶体管(101)的控制端(10)之间的第1开关(111)；和插入在所述第1电容元件(110)的第1端子和所述第2晶体管(102)的控制端(20)之间的第2开关(112)，所述电容元件的第2端子连接所述输出端子，在所述输出端子的充电期间，所述第1开关闭合，所述第2开关断开，在所述输出端子的放电期间，所述第1开关断开，所述第2开关闭合。
在本发明中，所述电容连接控制电路如以下最佳实施方式说明的那样可以构成为，具有第1电容元件(210)；插入在所述第1电容元件的第1端子和所述第1晶体管(101)的控制端(10)之间的第1开关(211)；插入在第1电容元件的第2端子和第2晶体管(102)的控制端(20)之间的第2开关(212)；插入在第1电容元件(210)的第1端子和输出端子(3)之间的第3开关(213)；和插入在所述第1电容元件的第2端子和输出端子(3)之间的第4开关(214)，在所述输出端子的充电期间，所述第1和第4开关闭合，所述第2和第3开关断开，在所述输出端子的放电期间，所述第1和第4开关断开，所述第2和第3开关闭合。
在本发明中，所述电容连接控制电路如以下最佳实施方式说明的那样可以构成为，具有第1电容元件(210)；插入在所述第1电容元件的第1端子和所述第1晶体管(101)的控制端(10)之间的第1开关(211)；插入在第1电容元件的第2端子和第2晶体管(102)的控制端(20)之间的第2开关(212)；插入在第1电容元件(210)的第1端子和输出端子(3)之间的第3开关(213)；和插入在所述第1电容元件的第2端子和输出端子(3)之间的第4开关(214)，在所述输出端子的充电期间，所述第1和第4开关断开，所述第2和第3开关闭合，在所述输出端子的放电期间，所述第1和第4开关闭合，所述第2和第3开关断开。
在本发明中，所述差分放大级可以构成为具有连接高电位侧电源的第1恒流源；由所述第1恒流源驱动、差分输入来自构成所述同相输入端子和所述倒相输入端子的输入对的电压、由第1导电类型晶体管对构成的第1差分对；连接所述第1差分对的输出对的第1负载电路；连接低电位侧电源的第2恒流源；由所述第2恒流源驱动、差分输入来自构成所述同相输入端子和所述倒相输入端子的输入对的电压、由第2导电类型晶体管对构成的第2差分对；和连接所述第2差分对的输出对的第2负载电路；所述第1和第2负载电路的各自输出端形成为所述差分放大级的所述第2和第1差分输出端子。并且，也可以具有将所述第1和第2负载电路的各自输出端之间进行耦合的浮置电流源等的耦合单元。具体而言，所述第1和第2负载电路是利用由第2、第1导电类型晶体管构成的第1、第2电流镜电路构成的。或者，还可以构成为，所述第1负载电路利用由第2导电类型晶体管构成的第1共源-共栅放大器型电流镜电路构成，所述第2负载电路利用由第1导电类型晶体管构成的第2共源-共栅放大器型电流镜电路构成，所述第1和第2共源-共栅放大器型电流镜电路的输入侧通过第1浮置电流源而耦合，所述第1和第2共源-共栅放大器型电流镜电路的输出侧通过第2浮置电流源而耦合，所述输出放大级的所述第2和第1晶体管的控制端分别连接所述第1共源-共栅放大器型电流镜电路的输出端和所述第2浮置电流源的连接点，及所述第2共源-共栅放大器型电流镜电路的输出端和所述第2浮置电流源的连接点。
并且，在本发明中，也可以具有和所述第1电容元件不同的电容元件，可以构成为包括一端连接所述输出端子、另一端分别连接所述第1和第2晶体管的控制端的第2和第3电容元件。或者，可以构成为包括一端连接所述输出端子、另一端分别连接所述第2和第1差分对中一方的第2和第3电容元件。
提供解决所述课题的方法的本发明的其他观点涉及的显示装置的数据驱动器，把上述的本发明涉及的差分放大器作为缓冲部。
本发明的其他观点涉及的显示装置的数据驱动器，把上述的本发明涉及的差分放大器作为缓冲部，根据极性信号进行所述第1连接状态和所述第2连接状态的切换控制。
另外，本发明的其他观点涉及的显示装置把上述的本发明涉及的差分放大器作为驱动数据线的电路。
根据本发明的其他观点的差分放大器可以构成为，差分放大级具有同相输入端子、倒相输入端子、第1差分输出端子和第2差分输出端子，输出放大级具有连接在输出端子和第1电源之间，根据来自所述第1差分输出端子的信号将所述输出端子充电的第1晶体管、连接在所述输出端子和第2电源之间，根据来自所述第2差分输出端子的信号将所述输出端子放电的第2晶体管、和包括电容元件的电容连接控制电路，在由该差分放大级和输出放大级构成的差分放大器中，所述电容连接控制电路至少切换控制以下状态，即，所述电容元件连接在所述输出端子和所述第1差分输出端子之间的第1连接状态，和所述电容元件连接在所述输出端子和所述第2差分输出端子之间的第2连接状态。
或者，根据本发明的其他观点的差分放大器可以构成为，具有连接高电位侧电源的第1恒流源；由所述第1恒流源驱动、差分输入来自构成所述同相输入端子和所述倒相输入端子的输入对的电压、由第1导电类型晶体管对构成的第1差分对；连接所述第1差分对的输出对的第1负载电路；连接低电位侧电源的第2恒流源；由所述第2恒流源驱动、差分输入来自构成所述同相输入端子和所述倒相输入端子的输入对的电压、由第2导电类型晶体管对构成的第2差分对；和连接所述第2差分对的输出对的第2负载电路，具有所述第1负载电路由第1共源-共栅放大器型电流镜电路构成、所述第2负载电路由第2共源-共栅放大器型电流镜电路构成的差分放大级，输出级和电容元件，其中，输出级包括连接在所述输出端子和第1电源之间，根据来自所述第2负载电路的输出将所述输出端子充电的第1晶体管；和连接在所述输出端子和第2电源之间，根据来自所述第1负载电路的输出将所述输出端子放电的第2晶体管，并且，具有切换控制为以下状态的电容连接控制电路，即，所述电容元件连接所述输出端子和所述第2共源-共栅放大器型电流镜电路的多级电流镜电路的连接点之一的第1连接状态；所述电容元件连接所述输出端子和所述第1共源-共栅放大器型电流镜电路的多级电流镜电路的连接点之一的第2连接状态。
如上所述，根据本发明可以发挥以下效果，通过切换以下状态，即，在差分放大器的推挽输出级的两个晶体管的一方控制端和输出端子之间连接电容元件的状态，和在另一方控制端和所述输出端子之间连接所述电容元件的状态，使产生自举作用，可以在不增加消耗电力的情况下实现快速驱动。
并且，根据本发明，可以削减具有一定驱动能力的差分放大器的消耗电力。
另外，根据本发明，即使频繁进行充电动作和放电动作时，也能在抑制消耗电力的状态下实现快速化。
图1是表示本发明的第1实施例的构成图。
图2是表示本发明的第1实施例的开关的闭合、断开控制的图。
图3是表示本发明的第1实施例的具体构成图。
图4是表示本发明的第1实施例的具体构成中的信号S1的时序图。
图5是表示本发明的第2实施例的构成图。
图6是表示本发明第2实施例的开关的闭合、断开控制的一例图。
图7是表示本发明第2实施例的开关的闭合、断开控制的其他例图。
图8是表示本发明的第2实施例的具体构成图。
图9是表示本发明第2实施例的具体构成中的信号S1的时序的一例图。
图10是表示本发明的第2实施例的具体构成中的信号S1的时序的其他例图。
图11是表示本发明的第3实施例的构成图。
图12是表示本发明的第4实施例的构成图。
图13是表示本发明的第3实施例的应用示例图。
图14是表示本发明的第3实施例的其他应用示例图。
图15是表示本发明的第4实施例的应用示例图。
图16是表示本发明的第4实施例的其他应用示例图。
图17是表示本发明的第5实施例的构成图。
图18是表示本发明的第6实施例的构成图。
图19是表示本发明的第4实施例的具体示例图。
图20是表示图19的变形例的图。
图21是表示本发明的仿真用数据线等价电路的图。
图22是表示本发明的第4实施例的输出端子电压波形的一例图。
图23是表示本发明的第4实施例的端子10、20的电压波形的一例图。
图24是表示本发明的第7实施例的构成图。
图25是表示本发明的第8实施例的构成图。
图26是表示本发明的第7、第8实施例的信号S1的时序及输出端子电压波形的一例图。
图27是表示本发明的第7、第8实施例的信号S1的时序及输出端子电压波形的其他示例图。
图28是表示显示装置的构成图。
图29是表示以往的差分放大器的一例图。
图30是表示以往的差分放大器的其他示例图。
图31是表示以往的差分放大器的另外其他示例图。
图32是说明相位电容的连接固定的比较例的作用的图，(A)说明切换前(放电期间)的连接和电压的图，(B)说明切换后(充电期间)的连接和电压的图。
图33(A)是表示图29的现有技术的输入输出电压波形的图，(B)是表示(A)中的推挽输出级的控制端的电压波形的图。
图34是说明通过图2的开关控制形成的图1实施例的作用的图，(A)说明切换前(放电动作稳定状态)的连接和节点电压的图，(B)说明充电动作切换后的连接和节点电压的图。
图35是用于说明通过图2的开关控制形成的图1实施例的作用的图，是说明切换后(充电动作稳定状态)的连接和节点电压的图。
图36是表示通过图4的信号S1的控制形成的图14(电压跟随器构成)的实施例的输入输出电压波形的图，(B)是表示(A)中的推挽输出级的控制端的电压波形的图。
图37是说明通过图6的开关控制形成的图5实施例的作用的图，(A)说明切换前(放电动作稳定状态)的连接和节点电压的图，(B)说明充电动作切换后的连接和节点电压的图。
图38是用于说明通过图6的开关控制形成的图5实施例的作用的图，是说明切换后(充电动作稳定状态)的连接和节点电压的图。
图39是表示通过图9的信号S1的控制形成的图16(电压跟随器构成)的实施例的输入输出电压波形的图，(B)是表示(A)中的推挽输出级的控制端的电压波形的图。
图40是用于说明通过图7的开关控制形成的图5实施例的作用的图，(A)说明切换前(放电动作稳定状态)的连接和节点电压的图，(B)说明充电动作切换后的连接和节点电压的图。
图41是用于说明通过图7的开关控制形成的图5实施例的作用的图，是说明切换后(充电动作稳定状态)的连接和节点电压的图。
图42是表示通过图10的信号S1的控制形成的图16(电压跟随器构成)的实施例的输入输出电压波形的图，(B)是表示(A)中的推挽输出级的控制端的电压波形的图。
图43是用于说明图13或图14的第2、第3电容(辅助电容)的连接的作用的图。
图44是表示通过图4的信号S1的控制形成的图13(电压跟随器构成)的实施例的输入输出电压波形的图，(B)是表示(A)中的推挽输出级的控制端的电压波形的图。
图45是表示通过图9的信号S1的控制形成的图15(电压跟随器构成)的实施例的输入输出电压波形的图，(B)是表示(A)中的推挽输出级的控制端的电压波形的图。
图46是表示通过图10的信号S1的控制形成的图15(电压跟随器构成)的实施例的输入输出电压波形的图，(B)是表示(A)中的推挽输出级的控制端的电压波形的图。
图47是表示通过图10的信号S1的控制形成的图16(电压跟随器构成)的实施例的输入输出电压波形的图，是用于说明改变第1电容(相位电容)和第2、第3电容(辅助电容)的电容比时的作用的图。
图48是表示以往的放大器的构成图。
图49是表示把本发明适用于图48的放大器的实施例的图。
图50是表示本发明的其他实施例的构成图。
图51是表示本发明的另外其他实施例的构成图。
具体实施例方式
说明用于实施本发明的最佳方式。本发明涉及的差分放大器的一个优选实施方式的构成为，差分放大级4具有同相输入端子1；倒相输入端子2；第1差分输出端子10和第2差分输出端子20，输出放大级5具有连接在输出端子3和高电位侧电源VDD之间的、控制端连接第1差分输出端子10的P沟道型晶体管101；连接在输出端子3和低电位侧电源VSS之间的、控制端连接第2差分输出端子20的N沟道型晶体管102；和一端连接输出端子3，另一端通过开关111、112分别连接至端子10和端子20的电容元件110。差分放大级4对输入到输入端子1、2的信号电压进行差分接收，向差分输出端子10、20输出差分放大后的输出，输出放大级5根据差分输出端子10、20的电压变化，可以通过晶体管101、102使输出端子3充电或放电。此处，电容元件110和开关111、112形成电容连接控制回路。并且，在输出端子3连接着未图示的外部负载。
在上述差分放大器中，可以进行以下切换控制，即，电容元件110连接在端子10和输出端子3之间的连接状态，和连接在端子20和输出端子3之间的连接状态。即，至少将开关111、112控制成一方闭合时另一方断开。具体而言，在进行充电动作的某数据输出期间T1，在输出期间开始时，使开关111、112分别闭合、断开，在进行放电动作的某数据输出期间T2，在输出期间开始时，使开关111、112分别断开、闭合。
由此，在数据输出期间T1，在进行电容元件110的连接切换时，端子10被同时下拉到低电位侧，晶体管101瞬间动作，在数据输出期间T1开始后进行某一定量的充电动作。
并且，在数据输出期间T2，在进行电容元件110的连接切换时，端子20被同时上拉到高电位侧，晶体管102瞬间动作，在数据输出期间T2开始后进行某一定量的放电动作。另外，在开始后的瞬时充电动作或瞬时放电动作之后，均根据差分放大级4的输出，使晶体管101、102动作，形成为普通的差分放大器的动作。这种作用是自举(ブ一トストラツプ)的一种。
即，本发明利用输出级的自举，实现差分放大器的快速化。在输出期间开始时，利用自举强制进行某一定量的充电动作或放电动作，即使对较大的动态范围也能进行快速驱动。并且，这样可以实现快速化，且不增加消耗电流。
另外，电容元件110不仅产生通过自举形成的快速化的作用，而且也作为相位补偿电容起作用，可以实现输出的稳定化。
并且，本发明涉及的差分放大器在其他优选实施方式构成为，差分放大级4具有同相输入端子1；倒相输入端子2；第1差分输出端子10和第2差分输出端子20，输出放大级6具有连接在输出端子3和高电位侧电源VDD之间的、控制端连接第1差分输出端子10的P沟道型晶体管101；连接在输出端子3和低电位侧电源VSS之间的、控制端连接第2差分输出端子20的N沟道型晶体管102；和一端通过开关211、213分别连接端子10和输出端子3，另一端通过开关212、214分别连接端子20和输出端子3的电容元件210。差分放大级4对输入到输入端子1、2的信号电压进行差分接收，向差分输出端子10、20输出差分放大后的输出，输出放大级6根据差分输出端子10、20的电压变化，可以通过晶体管101、102使输出端子3充电或放电。此处，电容元件210和开关211、212、213、214形成电容连接控制回路。并且，在输出端子3连接着未图示的外部负载。
在上述差分放大器中，可以进行以下切换控制，即，电容元件210连接在端子10和输出端子3之间的连接状态，和连接在端子20和输出端子3之间的连接状态。即，至少将开关211、214组和开关212、113组控制成一方闭合时另一方断开。具体而言，在进行充电动作的某数据输出期间T1，在输出期间开始时，使开关211、214闭合、使开关212、213断开，在进行放电动作的某数据输出期间T2，在输出期间开始时，使开关211、214断开、使开关212、213闭合。由此，在数据输出期间T1，在进行电容元件210的连接切换时，端子10被同时下拉到低电位侧，晶体管101瞬间动作，在数据输出期间T1开始后进行某一定量的充电动作。并且，在数据输出期间T2，在进行电容元件210的连接切换时，端子20被同时上拉到高电位侧，晶体管102瞬间动作，在数据输出期间T2开始后进行某一定量的放电动作。另外，在开始后的瞬时充电动作或放电动作之后，均根据差分放大级4的输出，使晶体管101、102动作，形成为普通的差分放大器的动作。这种作用是自举的一种。即，本发明是利用自举的差分放大器的快速化单元。在输出期间开始时，利用自举强制进行某一定量的充电动作或放电动作，即使对较大的动态范围也能进行快速驱动。并且，这样可以实现快速化，且不增加消耗电流。另外，在本实施方式中，即使将开关211、214组和开关212、213组的控制切换时也能获得相同的效果。并且，电容元件210不仅产生通过自举形成的快速化的作用，而且也作为相位补偿电容起作用，可以实现输出的稳定化。
另外，在外部负载的驱动中，在伴随有较大电压变化的驱动中花费时间，但在伴随有较小电压变化的驱动中根本不花费时间。因此，在上述各实施方式中，可以在伴随有较大电压变化的驱动时，改变电容元件11或210的连接状态，实施利用自举的快速化，在伴随有较小电压变化的驱动时，不改变电容元件11或210的连接状态进行驱动。
并且，在上述各实施方式中，不需要伴随充电动作和放电动作增加消耗电流，所以即使频繁进行充电动作和放电动作时，也能在抑制消耗电力的状态下实现快速化。
(实施例)为了更详细说明上述的本发明的实施方式，参照
本发明的实施例。在各附图中，对相同构成元件或相同功能的功能单元，赋予相同的参照标号。并且，在各附图中，晶体管表示由绝缘栅型晶体管构成，在属于除绝缘栅型以外的构成时另行进行记述。
图1是表示本发明的第1实施例的差分放大器的构成图。参照图1，构成本发明的一实施例的差分放大器构成为，差分放大级4具有同相输入端子1；倒相输入端子2；第1差分输出端子10和第2差分输出端子20，输出放大级5(输出驱动级)具有连接在输出端子3和高电位侧电源VDD之间的、栅极连接第1差分输出端子10的P沟道型晶体管101；连接在输出端子3和低电位侧电源VSS之间的、栅极连接第2差分输出端子20的N沟道型晶体管102；和一端连接输出端子3，另一端通过开关111、112分别连接端子10和端子20的电容元件110。差分放大级4对输入到输入端子1、2的信号电压进行差分接收，向差分输出端子10、20输出差分放大后的输出，输出放大级5根据差分输出端子10、20的电压变化，可以通过晶体管101、102使输出端子3充电或放电。此处，电容元件110和开关111、112形成电容连接控制回路。并且，在输出端子3连接着未图示的外部负载(数据线负载)。另外，电容元件110除金属电容(布线电容)、栅极电容外，只要具有容性要素可以是任意电容。
图2是说明上述差分放大器的控制方法的图。如图2所示，控制成在进行充电动作的某数据输出期间T1，在输出期间开始时，使开关111、112分别闭合、断开，在进行放电动作的某数据输出期间T2，在输出期间开始时，使开关111、112分别断开、闭合。
说明上述控制的作用。首先，说明从输出期间T2切换为T1时的情况。
在输出期间T2，电容元件110连接在端子20和输出端子3之间。在输出期间T2结束时，若形成为稳定输出状态，则晶体管101、102的栅极·源极间电压以接近各自閾值电压的值处于稳定状态，把此时的端子10、20的电位分别设为V10、V20。并且，在输出期间T2，由于在进行放电动作，所以输出电压Vout＝Vout2是低电位，在电容元件110储存保持电压Vout2和电压V20的电位差的电荷。
从该状态切换为输出期间T1时，在输出期间T1开始时，连接端子20的电容元件110的一端瞬时连接端子10，电容元件110被切换为连接在端子10和输出端子3之间的状态。在切换连接后，电容元件110要保持电位差，连接大电容负载(数据线)的输出端子3也要保持电压Vout2，所以电位保持能力较弱的端子10的电位受到将被下拉到切换连接前的电容元件110的一端电压V20的降压作用。因此，通过切换连接，端子10的电位在瞬间被下拉，从而使晶体管101的栅极·源极间电压变大，产生相对输出端子3的暂时充电动作。这是通过电容元件110的连接切换形成的自举作用。另外，端子10的电位的降压作用由于从差分放大级4到端子10的电荷供给或因端子10的变动形成的输出电压Vout的上升等而逐渐变缓和。
另一方面，差分放大级4虽然是在输出期间T1开始的同时根据同相输入端子电压和倒相输入端子电压VinP、VinN的电压差开始动作，但其输出在被传递到差分输出端子10、20之前存在响应延迟。所以，基于差分放大级4的输出的输出放大级5的动作与和期间T1的开始同时进行瞬时动作的自举充电作用相比，其动作开始的时序迟缓，从自举充电作用的中途切换为基于差分放大级4的输出的充电动作。因此，从图1的差分放大器的输出期间T2到T1的动作，在输出期间T1开始的同时，通过自举作用进行瞬间的输出端子3的充电动作，将输出电压Vout上拉一定量，然后进行与同相输入端子电压和倒相输入端子电压VinP、VinN的电压差相对应的充电动作。
下面，说明从输出期间T1切换为T2的情况。在输出期间T1，电容元件110连接在端子10和输出端子3之间。在输出期间T1结束时，若形成为稳定输出状态，则晶体管101、102的栅极·源极间电压以接近各自閾值电压的值处于稳定状态，把此时的端子10、20的电位分别设为V10、V20。并且，在输出期间T1，由于在进行充电动作，所以输出电压Vout＝Vout1是高电位，在电容元件110储存保持电压Vout1和电压V10的电位差的电荷。
从该状态切换为输出期间T2时，在输出期间T2开始时，连接端子10的电容元件的一端瞬时连接至端子20，电容元件110被切换为连接在端子20和输出端子3之间的状态。在切换连接后，电容元件110要保持电位差，连接大电容负载(数据线)的输出端子3也要保持电压Vout1。所以电位保持能力较弱的端子20的电位受到将被上拉到切换连接前的电容元件110的一端电压V10的升压作用。
因此，通过切换连接，端子20的电位在瞬间被上拉，从而使晶体管102的栅极·源极间电压变大，产生相对输出端子3的暂时放电动作。这是通过电容元件110的连接切换形成的自举作用。另外上拉端子20的电位的作用由于从差分放大级4到端子20侧的电荷供给或因端子20的变动形成的输出电压Vout的降低等而逐渐变缓和。
另一方面，差分放大级4虽然是在输出期间T2开始的同时根据同相输入端子电压和倒相输入端子电压VinP、VinN的电压差开始动作，但其输出在被传递到差分输出端子10、20之前存在响应延迟。所以，基于差分放大级4的输出的输出放大级5的动作与和期间T2的开始同时进行瞬时动作的自举放电作用相比，其动作开始的时序迟缓，从自举放电作用的中途切换为基于差分放大级4的输出变化的放电动作。因此，从图1的差分放大器的输出期间T1到T2的动作，在输出期间T2开始的同时，通过自举作用进行瞬间的输出端子3的放电动作，将输出电压Vout下拉一定量，然后进行与同相输入端子电压和倒相输入端子电压VinP、VinN的电压差相对应的放电动作。
这样，图1的差分放大器通过图2的开关控制产生自举作用，可以实现比以往更快速的充电动作和放电动作。并且，可以在不增加消耗电流的情况下实现快速动作。另外，基于自举作用的快速化在较大振幅(充放电切换前后的输出端子电压的电压变化大)的驱动中非常有效，在较小振幅(输出端子电压的电压变化小)驱动中可以不进行。该情况下，不改变开关状态，只要保持电容元件110的连接状态，就不会产生自举作用，可以按照普通的差分放大器的动作来进行较小振幅的驱动。
并且，图1的差分放大器即使频繁进行充电动作和放电动作时，也能在抑制消耗电力的情况下实现快速化。
以下，把固定连接相位补偿电容的电路结构作为比较例，详细说明本发明的原理。图32是说明在输出端子3和晶体管101的栅极之间连接电容611，输出端子3和晶体管102的栅极之间连接电容612的电路结构中，把输出端子3的输出电压Vout从1V充电到9V时的动作的图，图32(A)表示输出端子电压为1V时、图32(B)表示充电后的输出端子电压Vout＝9V时的各自节点电压的一个示例。如图32(A)所示，在切换为充电前的放电动作稳定状态下，输出电压Vout为低电位状态，V10为9V、V20为1V，输出端子电压Vout＝1V，所以电容611、612的端子间电压ΔV1、ΔV2分别为8V、0V。
在从放电期间切换后的充电期间，差分放大级(例如图1中的4)动作，根据其输出变化，端子10的电压V10被下拉，晶体管101导通，输出端子电压Vout上升。并且，达到图32(B)所示的充电动作稳定状态。在该充电动作稳定状态下，输出端子电压Vout变化为9V，端子10的电压V10也变回9V，电容611、612的端子间电压ΔV1、ΔV2分别为0V、8V。电容611、612在从0V到8V或从8V到0V的端子间电压的变化都比较大，其电荷从差分放大级(例如图1中的4)通过端子10、20被供给。电容611、612的电容值越大，来自差分放大级的电荷供给量就越大，也越需要时间。即，差分放大级的电荷供给能力决定着转换速率。
电容611、612连接在多级共源-共栅放大器型的电流镜的中间连接点和输出端子3之间时的情况和上述相同。
图33(A)是表示比较例的输入输出波形的图。输出波形是以输出端子电压Vout作为倒相输入端子电压VinN进行反馈输入时，相对输入信号VinP的输出波形。相对输入信号VinP的上升和下降，根据差分放大级的输出的变化，输出信号Vout以一定的转换速率上升和下降。在固定连接相位电容的比较例中，接受来自差分放大级的输出，缓慢进行相位电容的充放电和输出端子电压Vout的变化，所以花费时间。图33(B)是表示图32所示固定连接相位电容的比较例中的推挽输出级的控制端10、20的电压波形V10、V20的图。在输出期间T1(充电期间)开始后，V10从9V下降，使晶体管101导通，在稳定状态下再返回9V(V20保持1V)，在切换为输出期间T2(放电期间)之后，V20从1V上升，使晶体管102导通，在稳定状态下再返回1V(V10保持9V)。
下面，和上述比较例进行对比，说明本发明的动作。图34和图35是用于说明在图1中进行图2所示的开关控制时的作用的图。即，在本实施例中，是用于说明将输出端子电压Vout从1V充电到9V时的作用的图。在切换为充电期间前的放电动作稳定状态下，如图34(A)所示，在开关111断开(开)、开关112闭合(合)的状态下，输出端子电压Vout为1V，端子20的电压V20为1V，所以电容110的端子间电压ΔV为0V。并且，端子10的电压V10为9V。
在从该状态按照图34(B)所示切换为充电期间之后，开关111闭合，开关112断开，端子10的电压V10(9V)通过电容元件110的降压作用，变化到低电压侧(参照图中的箭头“降压作用”)，接受端子电压V10的低电压化，输出端子电压Vout进行基于晶体管101的急速充电，输出端子电压Vout一气上升。并且，达到图35所示的充电动作稳定状态。在该充电动作稳定状态下，输出端子电压Vout变化为9V，端子10的电压V10也返回9V，电容110的端子间电压ΔV变为0V。另外，在从切换后到变成充电动作稳定状态的过程中，电容110的端子间电压ΔV由于端子电压V10或输出端子电压Vout的变化，多少产生电位差变化，但没有那么大的电位差变化。并且，使该电容110的端子间电压ΔV的电位差变化返回充电动作稳定状态的ΔV＝0V的作用，是根据从输出端子电压Vout的上升中途动作的差分放大级(图1中的4)的输出而进行的，并通过端子10将电荷输送给电容110，由此变为稳定状态。并且，端子电压V20根据输出端子电压Vout的急速上升，通过开关112和晶体管102的寄生电容接受到微小的升压作用，结果，晶体管102导通，有时也产生暂时的贯通电流，但通常非常小，对消耗电力的影响很小。
以上说明的本发明的快速动作的机理，在接受到来自图1的差分放大级4的输出变化之前，进行电容元件110的连接状态的切换，从而瞬时接近输出端子电压Vout变化后的稳定状态，可以使电容元件110的端子间电压ΔV几乎不变，而仅改变输出端子电压Vout。根据这种构成来实现快速动作。
并且，在从放电期间切换后的充电期间，在充电动作的稳定状态下，由于电容元件110的端子间电压ΔV再次成为0V并达到稳定状态，所以从图1的差分放大级4供给电容110的电荷可以较少。因此，根据本发明，可以在不增加差分放大级4的消耗电流的情况下实现快速动作。
下面，为了更详细地说明图1所示的本实施例，说明其具体示例。图3是表示图1所示实施方式的一具体例的图。参照图3，在输出放大级5中，开关111、112分别由P沟道晶体管和N沟道晶体管构成，向各自的栅极输入外部信号S1的倒相信号。并且，按图4所示控制外部信号S1。
参照图4，在进行充电动作的某数据输出期间T1，使外部信号S1在输出期间开始时从低电平变为高电平；在进行放电动作的某数据输出期间T2，使外部信号S1在输出期间开始时从高电平变为低电平。由此，在输出期间T1，开关111、112分别闭合、断开，在输出期间T2，开关111、112分别断开、闭合，可以实现和图1及图2相同的作用和效果。
图5是表示本发明的第2实施例的差分放大器的构成图。参照图5，形成本发明的第2实施例的差分放大器构成为，差分放大级4具有同相输入端子1；倒相输入端子2；第1差分输出端子10和第2差分输出端子20，输出放大级6具有连接在输出端子3和高电位侧电源VDD之间的、栅极连接第1差分输出端子10的P沟道型晶体管101；连接在输出端子3和低电位侧电源VSS之间的、栅极连接第2差分输出端子20的N沟道型晶体管102；和一端通过开关211、213分别连接端子10和输出端子3，另一端通过开关212、214分别连接端子20和输出端子3的电容元件210。差分放大级4对输入到输入端子1、2的信号电压进行差分接收，向差分输出端子10、20输出差分放大后的输出，输出放大级6根据差分输出端子10、20的电压变化，可以通过晶体管101、102使输出端子3充电或放电。此处，电容元件210和开关211、212、213、214形成电容连接控制回路。另外，在利用晶体管等构成开关211、212的情况下，在开关的两端之间具有寄生电容，把该寄生电容分别作为C211、C212。在输出端子3连接着未图示的外部负载(数据线负载)。另外，电容元件210除金属电容(布线电容)、栅极电容外，只要具有电容性要素可以是任意电容。并且，C211、C212也可以是普通的电容元件。
图6是说明图5所示的差分放大器的第1控制方法的图。如图6所示，被控制成在进行充电动作的某数据输出期间T1，在输出期间开始时，使开关211、214闭合，开关212、213断开，在进行放电动作的某数据输出期间T2，在输出期间开始时，使开关211、214断开、开关212、213闭合。
下面说明上述切换控制的作用。首先，说明从输出期间T2切换为T1时的情况。
在输出期间T2，电容元件210连接在端子20和输出端子3之间。在输出期间T2结束时，若形成为稳定输出状态，则晶体管101、102的栅极·源极间电压以接近各自閾值电压的值处于稳定状态，把此时的端子10、20的电位设为和图1中的说明相同的V10、V20。并且，在输出期间T2，由于在进行放电动作，所以输出电压Vout＝Vout2是低电位，在电容元件210储存保持电压Vout2和电压V20的电位差(Vout2-V20)的电荷。
从该状态切换为输出期间T1时，在输出期间T1开始时，连接输出端子3的电容元件210的一端瞬时连接端子10，连接端子20的电容元件210的另一端瞬时连接输出端子3，电容元件210被切换为连接在端子10和输出端子3之间的状态。在切换连接后，电容元件210要保持电位差，连接大电容负载(数据线)的输出端子3也要保持电压Vout2，所以电位保持能力较弱的端子10的电位受到将被下拉到向电压Vout2加上电容元件210的电位差(Vout2-V20)所得的电压(2Vout2-V20)的降压作用。因此，通过切换连接，端子10的电位在对电压Vout2的依赖作用下被瞬间下拉，从而使晶体管101的栅极·源极间电压变大，产生相对输出端子3的暂时充电动作。这是通过电容元件210的连接切换形成的自举作用。下面，说明寄生电容C211、C212。寄生电容C211在切换电容元件210的连接后，由于两端被短路，所以不会产生作用。寄生电容C212在切换电容元件210的连接后，从两端间的电位差为零的状态变为连接在端子20和输出端子3之间的状态，但由于电压V20和电压Vout2的电位差较小，所以几乎不会产生使端子20的电位大幅变动的作用。所以，在图6的开关控制中，电容元件210的基于C211、C212的作用非常小。另外，相对电容元件210的切换连接后的端子10的电位的降压作用，由于从差分放大级4到端子10的电荷供给或因端子10的变动形成的输出电压Vout的上升等而逐渐变缓和。
另一方面，差分放大级4虽然是在输出期间T1开始的同时根据同相输入端子电压和倒相输入端子电压VinP、VinN的电压差开始动作，但其输出在被传递到差分输出端子10、20之前存在响应延迟。所以，基于差分放大级4的输出的输出放大级6的动作与和期间T1的开始同时进行瞬时动作的自举充电作用相比，其动作开始的时序迟缓，从自举充电作用的中途切换为基于差分放大级4的输出变化的充电动作。因此，从图5的差分放大器的输出期间T2到T1的动作，在输出期间T1开始的同时，通过自举作用进行瞬间的输出端子3的充电动作，将输出端子电压Vout上拉一定量，然后进行与同相输入端子电压和倒相输入端子电压VinP、VinN的电压差相适应的充电动作。
下面，说明从输出期间T1切换为T2的情况。在输出期间T1，电容元件210连接在端子10和输出端子3之间。在输出期间T1结束时，若形成为稳定输出状态，则晶体管101、102的栅极·源极间电压以接近各自閾值电压的值处于稳定状态，把此时的端子10、20的电位分别设为V10、V20。并且，在输出期间T1，由于在进行充电动作，所以输出电压Vout＝Vout1是高电位，在电容元件210储存保持电压Vout1和电压V10的电位差(V10-Vout1)的电荷。从该状态切换为输出期间T2时，在输出期间T2开始时，连接输出端子3的电容元件210的一端瞬时连接端子20，连接端子10的电容元件210的另一端瞬时连接输出端子3，电容元件210被切换为连接在端子20和输出端子3之间的状态。在切换连接后，电容元件210要保持电位差，连接大电容负载(数据线)的输出端子3也要保持电压Vout1，所以电位保持能力较弱的端子20的电位受到将被上拉到从电压Vout1减去电容元件210的电位差(端子间电压)(＝V10-Vout1)所得的电压(＝2Vout1-V10)的升压作用。因此，通过切换连接，端子20的电位在对电压Vout1的依赖作用下被瞬间上拉，从而使晶体管102的栅极·源极间电压变大，产生相对输出端子3的暂时放电动作。这是通过电容元件210的连接切换形成的自举作用。另外，说明寄生电容C211、C212。寄生电容C212在切换电容元件210的连接后，由于两端被短路，所以不会产生作用。寄生电容C211在切换电容元件210的连接后，从两端间的电位差为零的状态变为连接在端子10和输出端子3之间的状态，但由于电压V10和电压Vout1的电位差较小，所以几乎不会产生使端子10的电位大幅变动的作用。所以，在图6的开关控制中，电容元件210的基于C211、C212的作用非常小。另外，相对电容元件210的连接切换后的端子20的电位的降压作用，由于从差分放大级4到端子20侧的电荷供给或因端子20的变动形成的输出电压Vout的降低等而逐渐变缓和。另一方面，差分放大级4虽然是在输出期间T2开始的同时根据同相输入端子电压和倒相输入端子电压VinP、VinN的电压差开始动作，但其输出在被传递到差分输出端子10、20之前存在响应延迟。所以，基于差分放大级4的输出的输出放大级6的动作与和期间T2的开始同时进行瞬时动作的自举放电作用相比，其动作开始的时序迟缓，从自举放电作用的中途切换为基于差分放大级4的输出变化的放电动作。因此，从图5的差分放大器的输出期间T1到T2的动作，在输出期间T2开始的同时，通过自举作用进行瞬间的输出端子3的放电动作，将输出电压Vout下拉一定量，然后进行与同相输入端子电压和倒相输入端子电压VinP、VinN的电压差相适应的放电动作。
图37和图38是用于说明基于图6所示的开关控制的图5所示差分放大器的作用的图，是用于说明将输出端子电压Vout从1V充电到9V时的作用的图。图37(A)表示切换到充电期间之前的放电动作稳定状态。如图37(A)所示，输出端子电压Vout为低电位状态，开关211断开、开关212闭合，电容210的端子间电压ΔV为0V。如图37(B)所示，在切换后(充电期间开始时)，电压V10通过电容210受到降压作用，变化到低电位侧，由此输出端子电压Vout在晶体管101的急速充电作用下一气上升。并且，达到图38所示的充电动作稳定状态。在该充电动作稳定状态下，输出端子电压Vout变为9V，端子10的电压V10也返回9V，电容210的端子间电压ΔV变为0V。另外，在从切换后到变成充电动作稳定状态的过程中，电容210的端子间电压ΔV由于端子电压V10和输出端子电压Vout的变化，多少产生电位差变化，但没有那么大的电位差变化。并且，使该电容210的端子间电压ΔV的电位差变化返回充电动作稳定状态的ΔV＝0V的作用，是根据从输出端子电压Vout的上升中途动作的差分放大级(图5中的4)的输出而进行的，并通过端子10将电荷输送给电容210，由此变为稳定状态。并且，端子电压V20根据输出端子电压Vout的急速上升，通过辅助电容C212或晶体管102的寄生电容接受到微小的升压作用，结果，有时会产生暂时的贯通电流，但通常非常小，对消耗电力的影响很小。
以上说明的本发明的快速动作的机理，在接受到来自图5的差分放大级4的输出变化之前，通过切换电容210的连接状态，可以瞬时接近输出端子变化后的稳定状态(即，电容210的端子间电压几乎不变，而仅改变输出端子电压Vout)，所以能够实现快速动作。
并且，在从放电期间切换后的充电期间，在充电动作的稳定状态下，由于电容210的端子间电压ΔV再次成为0V并达到稳定状态，所以从图5的差分放大级4供给电容210的电荷可以较少。因此，根据本发明，可以在不增加差分放大级4的消耗电流的情况下实现快速动作。
下面，说明图5所示的差分放大器的其他控制方法。图7是说明图5所示的差分放大器的第2控制方法的图。如图7所示，被控制成在进行充电动作的某数据输出期间T1，在输出期间开始时，使开关211、214断开，开关212、213闭合，在进行放电动作的某数据输出期间T2，在输出期间开始时，使开关211、214闭合、开关212、213断开。即，图7进行和图6相反的开关控制。这种开关控制可以获得和图6所示情况大致相同的效果。但是，该控制方法的作用和图6所示情况略有不同。
说明基于图7所示控制方法的作用。首先，说明从输出期间T2切换为T1时的情况。
在输出期间T2，电容元件210连接在端子10和输出端子3之间。在输出期间T2结束时，若形成为稳定输出状态，晶体管101、102的栅极·源极间电压以接近各自閾值电压的值处于稳定状态，把此时的端子10、20的电位设为和图1中的说明相同的V10、V20。并且，在输出期间T2，由于在进行放电动作，所以输出电压Vout＝Vout2是低电位，在电容元件210储存保持电压V10和电压Vout2的电位差(V10-Vout2)的电荷。并且，开关211是闭合状态，其寄生电容C211处于两端间电位差为零的状态。
从该状态切换为输出期间T1时，在输出期间T1开始时，连接端子10的电容元件210的一端瞬时连接输出端子3，连接输出端子3的电容元件210的另一端瞬时连接端子20，电容元件210被切换为连接在端子20和输出端子3之间的状态。并且，开关211是断开状态，其寄生电容C211的一端被瞬时施加电压V10，另一端被瞬时施加电压Vout2。在切换连接后，寄生电容C211、电容元件210要保持电位差，连接大电容负载(数据线)的输出端子3也要保持电压Vout2，所以电位保持能力较弱的端子10的电位通过寄生电容C21 1受到将被下拉到电压Vout2的降压作用，端子20的电位受到将被下拉到从电压Vout2减去电容元件210的电位差(V10-Vout2)所得的电压(2Vout2-V10)的降压作用。
因此，通过切换连接，端子10的电位在对电压Vout2的依赖作用下被瞬间下拉，从而使晶体管101的栅极·源极间电压变大，产生相对输出端子3的暂时充电动作。另一方面，端子20的电位也被下拉，由此晶体管102只是处于截止状态，不会影响输出电压。这是本实施例中通过电容元件210的连接切换形成的自举作用。另外，寄生电容C212在切换电容元件210的连接后，由于两端被短路，所以不会产生作用。并且，相对电容元件210的切换连接后的端子10的电位的降压作用，由于从差分放大级4到端子10的电荷供给和因端子10的电位变动形成的输出电压Vout的上升等而逐渐变缓和。
另一方面，差分放大级4虽然是在输出期间T1开始的同时根据同相输入端子电压和倒相输入端子电压VinP、VinN的电压差开始动作，但其输出在被传递到差分输出端子10、20之前存在响应延迟。所以，基于差分放大级4的输出的输出放大级6的动作与和期间T1的开始同时进行瞬时动作的自举充电作用相比，其动作开始的时序迟缓，从自举充电作用的中途切换为基于差分放大级4的输出变化的充电动作。因此，从图5的差分放大器的输出期间T2到T1的动作，在输出期间T1开始的同时，通过自举作用进行瞬间的输出端子3的充电动作，将输出端子电压Vout上拉一定量，然后进行与同相输入端子电压和倒相输入端子电压VinP、VinN的电压差相适应的充电动作。
下面，说明从输出期间T1切换为T2的情况。在输出期间T1，电容元件210连接在端子20和输出端子3之间。在输出期间T1结束时，若形成为稳定输出状态，则晶体管101、102的栅极·源极间电压以接近各自閾值电压的值处于稳定状态，把此时的端子10、20的电位分别设为V10、V20。并且，在输出期间T1，由于在进行充电动作，所以输出电压Vout＝Vout1是高电位，在电容元件210储存保持电压Vout1和电压V20的电位差(Vout1-V20)的电荷。并且，开关212是闭合状态，其寄生电容C212处于两端间的电位差为零的状态。
从该状态切换为输出期间T2时，在输出期间T2开始时，连接端子20的电容元件210的一端瞬时连接输出端子3，连接输出端子3的电容元件210的另一端瞬时连接端子10，电容元件210被切换为连接在端子10和输出端子3之间的状态。并且，开关212成为断开状态，其寄生电容C212的一端被瞬时施加电压V20，另一端被瞬时施加电压Vout1。在切换连接后，寄生电容C212、电容元件210要保持电位差，连接大电容负载(数据线)的输出端子3也要保持电压Vout1，所以电位保持能力较弱的端子20的电位通过寄生电容C212受到将被上拉到电压Vout1的升压作用，端子10的电位受到将被上拉到向电压Vout1加上电容元件210的电位差(Vout1-V20)所得的电压(2Vout1-V20)的升压作用。
因此，通过切换连接，端子20的电位在对电压Vout1的依赖作用下被瞬间上拉，从而使晶体管102的栅极·源极间电压变大，产生相对输出端子3的暂时放电动作。另一方面，端子10的电位也被上拉，由此晶体管101只是处于截止状态，不会影响输出电压。这是通过电容元件210的连接切换形成的自举作用。另外，寄生电容C211在切换电容元件210的连接后，由于两端被短路，所以不会产生作用。并且，相对电容元件210的连接切换后的端子20的电位的升压作用，由于从差分放大级4到端子20侧的电荷供给和因端子20的变动形成的输出电压Vout的降低等而逐渐变缓和。
另一方面，差分放大级4虽然是在输出期间T2开始的同时根据同相输入端子电压和倒相输入端子电压VinP、VinN的电压差开始动作，但其输出在被传递到差分输出端子10、20之前存在响应延迟。所以，基于差分放大级4的输出的输出放大级6的动作与和期间T2的开始同时进行瞬时动作的自举放电作用相比，其动作开始的时序迟缓，从自举放电作用的中途切换为基于差分放大级4的输出变化的放电动作。因此，从图5的差分放大器的输出期间T1到T2的动作，在输出期间T2开始的同时，通过自举作用进行瞬间的输出端子3的放电动作，将输出电压Vout下拉一定量，然后进行与同相输入端子电压和倒相输入端子电压VinP、VinN的电压差相适应的放电动作。
图40和图41是用于说明基于图7所示的开关控制的图5所示差分放大器的作用的图，是用于说明将输出端子电压Vout从1V充电到9V时的作用的图。如图40(A)所示，在切换到充电期间之前的放电动作稳定状态下，输出端子电压Vout为低电位状态，开关211闭合、开关212断开，电容210的端子间电压ΔV的电压为8V，寄生电容C211的端子间电压ΔV1为0V。并且，如图40(B)所示，在切换为充电期间后，端子电压V10通过寄生电容C211受到降压作用，变化到低电压侧，由此输出端子电压Vout在晶体管101的急速充电作用下一气上升。另一方面，端子电压V20通过电容210受到降压作用，但对输出端子电压Vout的变化没有影响。并且，达到图41所示的充电动作稳定状态。在该充电动作稳定状态下，输出端子电压Vout变为9V，端子10、20的电压V10、V20也分别返回为9V、1V，电容210的端子间电压ΔV成为8V，寄生电容C211的端子间电压ΔV1成为0V。另外，在从切换后到变成充电动作稳定状态的过程中，电容210和寄生电容C211的端子间电压ΔV、ΔV1由于端子电压V10、V20或输出端子电压Vout的变化，多少产生电位差变化，但没有那么大的电位差变化。并且，使该电容210和寄生电容C211的端子间电压ΔV、ΔV1的电位差变化返回充电动作稳定状态的ΔV＝8V和ΔV1＝0V的作用，是根据从输出端子电压Vout的上升中途动作的差分放大级(图5中的4)的输出而进行的，并通过端子10、20将电荷输送给电容210和寄生电容C211，由此变为稳定状态。并且，即使输出端子电压Vout急速上升，端子电压V20由于受到基于电容210的降压作用，所以不会产生贯通电流。
以上说明的本发明的快速动作的机理，在接受到来自图5的差分放大级4的输出变化之前，通过切换电容210的连接状态，可以瞬时接近输出变化后的稳定状态(即，电容210的电位差几乎不变，而仅改变输出端子电压Vout)，所以能够实现快速动作。
并且，在从放电期间切换后的充电期间，在充电动作的稳定状态下，由于电容210的端子间电压ΔV再次成为ΔV＝8V并达到稳定状态，所以从图5的差分放大级4供给电容210的电荷可以较少。另外，由于寄生电容C211的电容值较小，所以从差分放大级4供给电容211的电荷可以非常少。因此，根据本发明，可以在不增加差分放大级4的消耗电流的情况下实现快速动作。
这样，图5的差分放大器根据图6或图7所示的开关控制，使产生自举作用，由此可以实现比以往更快速的充电动作和放电动作。并且，可以在不增加消耗电流的情况下实现快速动作。另外，基于自举作用的快速化，在较大振幅的驱动中很有效，在较小振幅的驱动中可以不进行。该情况下，不改变开关状态，只要保持电容元件210的连接状态，就不会产生自举作用，可以按照普通的差分放大器的动作来进行较小振幅的驱动。
并且，图5所示的差分放大器即使频繁进行充电动作和放电动作时，也能在抑制消耗电力的情况下实现快速化。
另外，图5所示的差分放大器和图1的不同之处是，相对通过自举而变化的端子10、20的电位的作用，在图1中是不依赖输出电压的一定作用，而在图5中是依赖于切换连接之前的输出电压(Vout1或Vout2)的作用。
在图1所示差分放大器中，在较小振幅的驱动中进行连接切换的情况下，由于自举作用使得输出电压产生较大变化，有时会产生过冲或下冲。
与此相对，在图5所示差分放大器中，即使在较小振幅的驱动时，也能够将基于自举作用的过冲或下冲抑制在较小程度。
关于其理由，对基于图6的开关控制的图5的差分放大器的自举作用，以下以端子10的电位接受的降压作用为例进行说明。从输出期间T2变为输出期间T1的连接切换后的端子10的电位，如以上说明所述，受到使变为电压(2Vout2-V20)的降压作用。
该降压作用依赖于连接切换前(输出期间T2)的输出电压Vout2，例如在电压Vout2的电位和V20相同时，连接切换后的端子10的电位受到使变为电压V20的降压作用。
并且，连接切换前的电压Vout2在低电位侧电源VSS附近为Vout2＜V20时，连接切换后的端子10的电位受到使变为比电压V20更低的电位的强降压作用。而在电压Vout2稍微偏高，为Vout2＞V20时，连接切换后的端子10的电位受到使变为比电压V20更高的电位的弱降压作用。即，连接切换前的电压Vout2越低，连接切换后的端子10的电位受到的降压作用就越强，随着电压Vout2变高，连接切换后的端子10的电位受到的降压作用变弱。
因此，基于连接切换后的自举的充电作用在连接切换前的输出电压Vout(＝Vout2)越低时就越强，并随着其变高而变弱。这种作用对端子20的电位受到的升压作用也相同，电容元件210的连接切换后的基于自举的放电作用在接切换前的输出电压Vout(＝Vout1)越高时就越强，并随着其变低而变弱。
同样，针对图5所示的差分放大器，即使在进行图7所示开关控制的情况下，连接切换后的基于自举的充电作用在连接切换前的输出电压Vout(＝Vout2)越低时就越强，并随着其变高而变弱，连接切换后的基于自举的放电作用在连接切换前的输出电压Vout(＝Vout1)越高时就越强，并随着其变低而变弱。
因此，图5所示的差分放大器在较大振幅的驱动中可以利用较强的自举作用进行快速驱动，在中间电压附近的较小振幅的驱动中可以利用较弱的自举作用进行抑制了过冲或下冲的驱动。
图8是表示图5所示实施例的一个具体示例图。参照图8，在该实施例中，开关211、212分别由P沟道晶体管和N沟道晶体管构成，向各自的栅极输入外部信号S1。并且，开关213、214分别由传输门开关构成，分别被输入外部信号S1和S1的倒相信号。另外，开关211、212的寄生电容C211、C212虽然未图示，但被内置为晶体管211、212漏极·源极间的寄生电容。并且，在图8中，按照图9和图10所示控制外部信号S1。
参照图9，在进行充电动作的某数据输出期间T1，在输出期间开始时，使外部信号S1从高电平变为低电平；在进行放电动作的某数据输出期间T2，在输出期间开始时，使外部信号S1从低电平变为高电平。由此，在输出期间T1，开关211、214闭合，开关212、213断开；在输出期间T2，开关211、214断开，开关212、213闭合，可以实现和基于图6的开关控制的图5所示差分放大器相同的作用和效果。
参照图10，在进行充电动作的某数据输出期间T1，在输出期间开始时，使外部信号S1从低电平变为高电平；在进行放电动作的某数据输出期间T2，在输出期间开始时，使外部信号S1从高电平变为低电平。由此，在输出期间T1，开关211、214断开，开关212、213闭合；在输出期间T2，开关211、214闭合，开关212、213断开，可以实现和基于图7的开关控制的图5所示差分放大器相同的作用和效果。
图11是表示本发明的第3实施例的差分放大器的构成图。图11是作为图3的差分放大级4适用了图29所示的差分放大器的实施例。以下参照图11说明差分放大器构成。参照图11，差分放大级由以下部分构成由电流源710驱动的N沟道差分对711、712；由电流源720驱动的P沟道差分对721、722；由晶体管713、714、715、716构成的共源-共栅放大器型的电流镜电路71；由晶体管723、724、725、726构成的共源-共栅放大器型的电流镜电路72；和浮置电流源73、74。浮置电流源73、74的具体构成虽然省略，但具有和图29相同的构成或同等功能。VDD是高电位侧电源，VSS是低电位侧电源。N沟道差分对711、712的输出被输入电流镜电路71，P沟道差分对721、722的输出被输入电流镜电路72。电流镜电路71、72通过浮置电流源73、74而耦合。并且，晶体管716和浮置电流源74的连接点形成差分放大级的差分第1输出端子10，晶体管726和浮置电流源74的连接点形成差分放大级的差分第2输出端子20。晶体管712、722连接输入端子1，并形成同相输入端子，晶体管711、721连接输入端子2，并形成倒相输入端子。同相输入端子1和倒相输入端子2分别被供给电压VinP、VinN。另外，差分放大级的详细情况和图29的说明相同。
图11的输出放大级5的构成和图3所示构成相同，由以下部分构成连接在输出端子3和高电位侧电源VDD之间、栅极连接第1差分输出端子10的P沟道型晶体管101；连接在输出端子3和低电位侧电源VSS之间、栅极连接第2差分输出端子20的N沟道型晶体管102；一端连接输出端子3、另一端通过P沟道晶体管开关111、N沟道晶体管开关112分别连接至端子10和端子20的电容元件110。外部信号S1的倒相信号被输入到晶体管开关111、112各自的栅极。另外，在输出端子3连接着未图示的外部负载(数据线负载)。
关于图11的差分放大器的构成，差分放大级和推挽输出级(晶体管101、102)形成为和图29的差分放大器相同的构成。以下说明图11的差分放大器的动作。另外，在以下说明中，说明倒相输入端子2和输出端子3共同连接的电压跟随器结构的动作。在电压跟随器结构中，通过把输出电压Vout作为倒相输入端子的电压VinN进行反馈输入，可以将输出电压Vout驱动为与同相输入端子的电压VinP相等的电压。
首先，说明外部信号S1与充电动作和放电动作无关地被固定为高电平或低电平的状态下的图11的差分放大器的动作。此时，电容元件110形成为连接在端子10和输出端子3之间或连接在端子20和输出端子3之间的任一种状态，但由于连接状态被固定，所以电容元件110单纯地起到相位补偿电容的作用。因此，图11的差分放大器的动作和图29的差分放大器相同，输出电压相对输入信号VinP的变化以一定的转换速率变化。
以下说明电容元件110的连接状态被固定的电压跟随器结构的图11所示差分放大器的动作。此时的图11的差分放大器的动作在同相输入端子的电压VinP和输出电压Vout相等时处于稳定状态。在稳定状态下，分别流向同极性的差分晶体管对的电流相等。并且，从电流镜电路71通过浮置电流源73、74流向电流镜电路72的2系统的电流路径通过浮置电流源73、74分别被控制为一定的电流。
在进行充电动作的数据输出期间，使同相输入端子的电压VinP变为高电位侧的某电压时，流向各个N沟道差分对711、712的电流中，流向晶体管711的电流减少，流向晶体管712的电流增加。由于流向晶体管711的电流的减少，流向晶体管713的电流也减少，通过电流镜电路71流向晶体管714、716的电流也减少。此时，浮置电流源74为了使从与晶体管716的连接点(端子10)侧到与晶体管726的连接点(端子20)侧流过与稳定状态相同的一定的电流，端子10的电位被下拉，晶体管101的栅极·源极间电压变大，从电源VDD供给输出端子3的充电电流增加。另一方面，流向各个P沟道差分对721、722的电流中，使同相输入端子的电压VinP变为高电位侧的某电压时，流向晶体管721的电流增加，流向晶体管722的电流减少。由于流向晶体管721的电流的增加，流向晶体管723的电流也增加，通过电流镜电路72流向晶体管724、726的电流也增加。此时，浮置电流源74为了使从与晶体管716的连接点(端子10)侧到与晶体管726的连接点(端子20)侧流过与稳定状态相同的一定的电流，端子20的电位被下拉，晶体管102的栅极·源极间电压变小，从输出端子3供给电源VSS的放电电流减少。利用这种作用，在输出电压Vout上升到电压VinP时变稳定，达到稳定状态。
在进行放电动作的数据输出期间，使同相输入端子的电压VinP变为低电位侧的某电压时，流向各个N沟道差分对711、712的电流中，流向晶体管711的电流增加，流向晶体管712的电流减少。由于流向晶体管711的电流的增加，流向晶体管713的电流也增加，通过电流镜电路71流向晶体管714、716的电流也增加。此时，浮置电流源74为了使从与晶体管716的连接点(端子10)侧到与晶体管726的连接点(端子20)侧流过与稳定状态相同的一定的电流，端子10的电位被上拉，晶体管101的栅极·源极间电压变小，从电源VDD供给输出端子3的充电电流减少。另一方面，流向各个P沟道差分对721、722的电流中，使同相输入端子的电压VinP变为低电位侧的某电压时，流向晶体管721的电流减少，流向晶体管722的电流增加。由于流向晶体管721的电流的减少，流向晶体管723的电流也减少，通过电流镜电路72流向晶体管724、726的电流也减少。此时，浮置电流源74为了使从与晶体管716的连接点(端子10)侧到与晶体管726的连接点(端子20)侧流过与稳定状态相同的一定的电流，端子20的电位被上拉，晶体管102的栅极·源极间电压变大，从输出端子3供给电源VSS的放电电流增加。利用这种作用，在输出电压Vout下降到电压VinP时变稳定，达到稳定状态。
下面，说明在图11的差分放大器中，外部信号S1被实施了和图4相同的控制时的电压跟随器结构的动作。和图4相同，在进行充电动作的某数据输出期间T1，在输出期间开始时，使外部信号S1从低电平变为高电平；在进行放电动作的某数据输出期间T2，在输出期间开始时，使外部信号S1从高电平变为低电平。由此，在输出期间T1，开关111、112分别闭合、断开；在输出期间T2，开关111、112分别断开、闭合。基于上述开关控制的作用和图1所示差分放大器相同。
在从输出期间T2切换为输出期间T1时，在同相输入端子的电压VinP变为高电位侧的某电压的同时，在输出期间T1开始时，电容元件110被从连接在端子20和输出端子3之间的状态切换为连接在端子10和输出端子3之间的状态。在切换连接后，端子10的电位通过自举作用被瞬间下拉，由此使晶体管101的栅极·源极间电压变大，产生相对输出端子3的暂时充电动作。
另一方面，差分放大级虽然是在输出期间T1开始的同时根据电压VinP向高电位侧的电压变化开始动作，但其输出在被传递到差分输出端子10、20之前存在响应延迟。所以，基于差分放大级的输出的输出放大级5的动作与和期间T1的开始同时进行瞬时动作的自举充电作用相比，其动作开始的时序迟缓，从自举充电作用的中途切换为基于差分放大级的输出的充电动作。因此，从图11的差分放大器的输出期间T2到T1的动作，在输出期间T1开始的同时，进行瞬间的输出端子3的充电动作，将输出电压Vout上拉一定量，然后进行以一定转换速率的充电动作，在输出电压Vout成为和电压VinP相等的电压时变稳定，达到稳定状态。
在从输出期间T1切换为T2的情况下，在同相输入端子的电压VinP变为低电位侧的某电压的同时，在输出期间T2开始时，电容元件110被从连接在端子10和输出端子3之间的状态切换为连接在端子20和输出端子3之间的状态。在切换连接后，端子20的电位通过自举作用被瞬间上拉，由此使晶体管102的栅极·源极间电压变大，产生相对输出端子3的暂时放电动作。
另一方面，差分放大级虽然是在输出期间T2开始的同时根据电压VinP向低电位侧的电压变化开始动作，但其输出在被传递到差分输出端子10、20之前存在响应延迟。所以，基于差分放大级的输出的输出放大级5的动作与和期间T2的开始同时进行瞬时动作的自举放电作用相比，其动作开始的时序迟缓，从自举放电作用的中途切换为基于差分放大级的输出的放电动作。因此，从图11的差分放大器的输出期间T1到T2的动作，在输出期间T2开始的同时，进行瞬间的输出端子3的放电动作，将输出电压Vout下拉一定量，然后进行以一定转换速率的放电动作，在输出电压Vout成为和电压VinP相等的电压时变稳定，达到稳定状态。
这样，图11的差分放大器通过外部信号S1的控制，可以实现利用图1和图3的差分放大器说明的作用和效果。即，在进行充电动作和放电动作的某数据输出期间开始时，使产生自举作用，可以实现比以往更快速的充电动作和放电动作。并且，可以在不增加消耗电力的情况下实现快速动作。另外，基于自举作用的快速化在较大振幅的驱动中非常有效，在较小振幅驱动中可以不进行。该情况下，不改变开关状态，只要保持电容元件110的连接状态，就不会产生自举作用，可以按照普通的差分放大器的动作来进行较小振幅的驱动。并且，图11的差分放大器即使频繁进行充电动作和放电动作时，也能在抑制消耗电力的情况下实现快速化。
图12是表示本发明的第4实施例的差分放大器的构成图。图12是把本发明适用于图29所示差分放大器的实施例，也是图8所示差分放大级4的一个具体示例。图12的差分放大器的构成和图11相同，所以省略说明。并且图12的输出放大级6的构成和图8相同，由以下部分构成连接在输出端子3和高电位侧电源VDD之间，栅极连接第1差分输出端子10的P沟道型晶体管101；连接在输出端子3和低电位侧电源VSS之间，栅极连接第2差分输出端子20的N沟道型晶体管102；一端通过P沟道晶体管开关211、传输门开关213分别连接端子10和输出端子3，另一端通过N沟道晶体管开关212、传输门开关214分别连接端子20和输出端子3的电容元件210。外部信号S1被输入到晶体管开关211、212各自的栅极，外部信号S1及其倒相信号被输入到传输门开关213、214。晶体管开关211、212的两端间具有漏极·源极间的寄生电容(未图示)，把该寄生电容分别设为C211、C212。另外，在输出端子3连接着外部负载(数据线负载)。
图12的差分放大器的构成和图11相同，上述差分放大级及由晶体管101、102构成的推挽输出级部分形成为和图29的差分放大器相同的构成。关于图12的差分放大器的动作，说明电压跟随器结构时的情况。在外部信号S1与充电动作和放电动作无关地被固定为高电平或低电平的状态下，电容元件210形成为连接在端子10和输出端子3之间或连接在端子20和输出端子3之间的任一种状态，此时，电容元件210单纯地起到相位补偿电容的作用。因此，此时的图12的差分放大器的动作和图29的差分放大器相同，输出电压Vout相对输入信号VinP的变化以一定的转换速率变化。
下面，说明对外部信号S1进行图9和图10所示控制时的电压跟随器结构的图12所示差分放大器的动作。在图9的控制中，在进行充电动作的某数据输出期间T1和进行放电动作的某数据输出期间T2，在各个输出期间开始时，分别使外部信号S1从高电平变为低电平以及从低电平变为高电平。另外，在图10的控制中，在进行充电动作的某数据输出期间T1和进行放电动作的某数据输出期间T2，在各个输出期间开始时，分别使外部信号S1从低电平变为高电平以及从高电平变为低电平。由此，在图9和图10的各控制中，在输出期间T1和T2，开关211、212、213、214的闭合、断开状态被控制，发挥与在图5和图8的差分放大器中的说明相同的作用。即，在从输出期间T2切换为T1时，在同相输入端子的电压VinP变为高电位侧的某电压的同时，在输出期间T1开始时，电容元件210的连接被切换状态。在切换连接后，端子10的电位通过自举作用被瞬间下拉，由此使晶体管101的栅极·源极间电压变大，产生相对输出端子3的暂时充电动作。
此时的差分放大级虽然是在输出期间T1开始的同时根据电压VinP向高电位侧的电压变化开始动作，但其输出在被传递到差分输出端子10、20之前存在响应延迟。所以，基于差分放大级的输出的输出放大级6的动作与和期间T1的开始同时进行瞬时动作的自举充电作用相比，其动作开始的时序迟缓，从自举充电作用的中途切换为基于差分放大级的输出的充电动作。因此，从图12的差分放大器的输出期间T2到输出期间T1的动作，在输出期间T1开始的同时，进行瞬间的输出端子3的充电动作，将输出电压Vout上拉一定量，然后进行以一定转换速率的充电动作，在输出电压Vout成为和电压VinP相等的电压时变稳定，达到稳定状态。
并且，在从输出期间T1切换为输出期间T2的情况下，在同相输入端子的电压VinP变为低电位侧的某电压的同时，在输出期间T2开始时，电容元件210的连接状态被切换。在切换连接后，端子20的电位通过自举作用被瞬间上拉，由此使晶体管102的栅极·源极间电压变大，产生暂时的放电动作。
此时的差分放大级虽然是在输出期间T2开始的同时根据电压VinP向低电位侧的电压变化开始动作，但其输出在被传递到差分输出端子10、20之前存在响应延迟。所以，基于差分放大级的输出的输出放大级6的动作与和期间T2的开始同时进行瞬时动作的自举放电作用相比，其动作开始的时序迟缓，由于差分放大级存在响应延迟，与和期间T2的开始同时进行瞬时动作的自举放电作用相比，其动作开始迟缓，从自举放电作用的中途切换为基于差分放大级的输出的放电动作。因此，从图12的差分放大器的输出期间T1到输出期间T2的动作，在输出期间T2开始的同时，进行瞬间的输出端子3的放电动作，将输出电压Vout下拉一定量，然后进行以一定转换速率的放电动作，在输出电压Vout成为和电压VinP相等的电压时变稳定，达到稳定状态。
这样，图12的差分放大器通过外部信号S1的控制，可以实现利用图5和图8的差分放大器说明的作用和效果。即，在进行充电动作和放电动作的某数据输出期间开始时，使产生自举作用，可以实现比以往技术更快速的充电动作和放电动作。并且，可以在不增加消耗电力的情况下实现快速动作。另外，基于自举作用的快速化在较大振幅的驱动中非常有效，在较小振幅驱动中可以不进行。该情况下，不改变开关状态，只要保持电容元件210的连接状态，就不会产生自举作用，可以按照普通的差分放大器的动作来进行较小振幅的驱动。并且，图12的差分放大器即使频繁进行充电动作和放电动作时，也能在抑制消耗电力的情况下实现快速化。
图13和图14是分别表示图11的应用示例的图。在图13所示电路构成中，在端子10和输出端子3之间设有电容元件121，在端子20和输出端子3之间设有电容元件122。另外，在图14所示电路构成中，在晶体管714和716的连接点与输出端子3之间设有电容元件123，在晶体管724和726的连接点与输出端子3之间设有电容元件124。以下说明电容元件121、122和电容元件123、124的作用。
在图11的差分放大器中，电容元件110发挥着作为自举电容的作用和作为相位补偿电容的作用。但是，电容元件110形成为连接在端子10和输出端子3之间的状态或连接在端子20和输出端子3之间的状态，端子10或20的至少一方处于不连接电容元件110的状态。例如，在某数据输出期间，在输出电压Vout根据电压VinP、VinN的电压差变化而快速变化的情况下，为了使输出电压Vout迅速达到稳定状态，晶体管101的充电能力和晶体管102的放电能力必须迅速匹配。因此，连接在晶体管101、102的各自栅极的端子10和20的电位也必须迅速稳定。
在图11的差分放大器中，端子10和20中连接电容元件110的一侧，由于电容元件110进行相位补偿而容易变稳定，但未连接电容元件110的一侧由于没有进行相位补偿，所以容易变得不稳定。因此，在输出电压Vout达到电压VinP之后，输出电压Vout有时多少会产生振动。
与此相对，在图13和图14中，设有电容元件121、122和电容元件123、124，以使端子10及20中没有连接电容元件110的一侧也容易稳定。另外，图14的电容元件123、124虽然没有直接连接端子10、20，但是，电容元件123用于稳定晶体管716供给端子10的电流变化，电容元件124用于稳定晶体管726从端子20取走的电流变化，所以电容元件123、124具有使端子10、20稳定的作用。
即，图13和图14是可以抑制输出波形的振动并进行波形整形的结构。另外，电容元件121、122和123、124优选形成为比电容元件110小的电容值。这是为了在电容元件121、122和123、124的电容值变大时，抑制自举动作时的端子10和20的变动。另一方面，如果利用这一点，并且考虑电容元件110和电容元件121、122或电容元件110和电容元件123、124的电容值比率来进行设计，则可以抑制自举动作时的输出电压Vout的升压电平和降压电平。另外，图13和图14表示用于提高图11所示差分放大器的驱动稳定性的辅助电容元件(121、122、123、124)的代表性连接示例，所以也可以采用除此以外的连接方法。例如，可以在端子10和高电位侧电源VDD之间、端子20和低电位侧电源VSS之间分别设置辅助电容元件。另外，也可以设置成根据电容元件110的连接切换，而连接到端子10和20中未连接电容元件110的一侧的可以切换连接的辅助电容元件。
以下，参照电压波形说明图14的差分放大器的作用。如图14所示，使辅助电容123、124连接2级共源-共栅放大器电流镜的第1级、第2级的连接点和输出端子3。图36(A)是表示基于图4的开关控制(信号S1的控制)的图14所示电压跟随器结构的输入输出波形(VinP、Vout)的图。在图36(A)中，在一输出期间T1(充电)开始时，如前面所述，利用电容110的自举作用，相对输入端子电压VinP的上升，输出端子电压Vout瞬时(高转换速率)上升到某电压(图中为4.5V附近)，然后根据差分放大级的输出，执行基于晶体管101的充电作用，即，使转换速率变缓和(使倾斜变平缓)，上升到10V。在切换为一输出期间T2(放电)时，利用电容110的自举作用，相对输入端子电压VinP的下降，输出端子电压Vout瞬时下降到某电压(图中为5.5V附近)，然后根据差分放大级的输出，执行基于晶体管102的放电作用，使转换速率变缓和(使倾斜变平缓)，下降到低电压侧。另外，变缓和的转换速率(倾斜)与电容110的连接被固定的状态时的转换速率大致相等。图36(B)是表示对应图36(A)的输出端子电压变化，图14中的推挽输出级的控制端10、20的电压波形V10、V20的图。根据电压波形V10、V20的状态，可以确认是否通过自举作用在图14的差分放大器的推挽输出级产生了富余的贯通电流(从VDD通过晶体管101、102流向VSS的电流，也称为“ShortCircuit Currernt”，即短路电流)。在输出期间开始后的自举作用时，如果电压V10、V20与稳定状态时的电位相比分别在低电位侧和高电位侧同时变化，则产生贯通电流。根据图36(B)，在用圆圈包围表示的位置产生微小的贯通电流，但电流值很小，所以对消耗电力的影响也小。
图15和图16是分别表示图12的应用示例的图。在图15所示构成中，在端子10和输出端子3之间设有电容元件221，在端子20和输出端子3之间设有电容元件222。
另外，在图16所示构成中，在晶体管714和716的连接点与输出端子3之间设有电容元件223，在晶体管724和726的连接点与输出端子3之间设有电容元件224。电容元件221、222和电容元件223、224的作用与图13、图14所示构成时相同，以下进行简单说明。在图12的差分放大器中，电容元件210也发挥着作为自举电容的作用和作为相位补偿电容的作用。在某数据输出期间，在输出电压Vout根据电压VinP、VinN的电压差变化而快速变化的情况下，为了使输出电压Vout迅速达到稳定状态，连接在晶体管101、102的各自栅极的端子10和20的电位也必须迅速稳定。但是，端子10和20中至少一方处于未连接电容元件210的状态。
因此，在图15和图16中，设有电容元件221、222和电容元件223、224，以使端子10和20中未连接电容元件210的一侧容易稳定。另外，图16的电容元件223、224虽然没有直接连接端子10、20，但是，基于和图14的电容元件123、124相同的作用，电容元件223、224可以使端子10、20稳定。
即，图15和图16与图13和图14相同，是可以抑制输出波形的振动并进行波形整形的结构。另外，电容元件221、222和223、224优选形成为比电容元件210小的电容值。这是为了在电容元件221、222和223、224的电容值变大时，抑制自举动作时的端子10和20的变动。另一方面，如果利用这一点，并且考虑电容元件210和电容元件221、222或电容元件210和电容元件223、224的电容值比率来进行设计，则可以抑制自举动作时的输出电压Vout的升压电平和降压电平。另外，图15和图16是表示用于提高图12所示差分放大器的驱动稳定性的辅助电容元件(221、222、223、224)的代表性连接示例，所以也可以采用除此以外的连接方法。
以下，参照电压波形说明图16的差分放大器的作用。如图16所示，使辅助电容223、224连接2级共源-共栅放大器电流镜的第1级、第2级的连接点和输出端子3。图39(A)是表示基于图9的开关控制(信号S1的控制)的图16所示电压跟随器结构的输入输出波形(VinP、Vout)的图。如图39(A)所示，在输入端子电压VinP上升时，输出端子电压Vout利用电容元件2 10的自举作用瞬时上升，然后根据差分放大级的输出，利用基于晶体管101的充电作用使转换速率缓和而上升。并且在输入端子电压VinP下降时，输出端子电压Vout利用电容元件210的自举作用瞬时下降，然后根据差分放大级的输出，利用基于晶体管102的放电作用使转换速率缓和而下降。另外，变缓和的转换速率(倾斜)与电容210的连接被固定的状态时的转换速率大致相等。图39(B)是表示对应图39(A)的输出端子电压变化，图16中的推挽输出级的控制端10、20的电压波形V10、V20的图。和图36(B)相同，根据电压波形V10、V20的状态，可以确认是否通过自举作用在图16的差分放大器的推挽输出级产生了富余的贯通电流。根据图39(B)，在用圆圈包围表示的位置产生微小的贯通电流，但电流值很小，所以对消耗电力的影响也小。
图42(A)是表示基于图10的开关控制(信号S1的控制)的图16所示电压跟随器结构的输入输出波形(VinP、Vout)的图。如图42(A)所示，在输入端子电压VinP上升时，输出端子电压Vout利用电容元件210的自举作用瞬时上升，然后根据差分放大级的输出，利用基于晶体管101的充电作用而上升。并且在输入端子电压VinP下降时，输出端子电压Vout利用电容元件210的自举作用瞬时下降，然后根据差分放大级的输出，利用基于晶体管102的放电作用使转换速率缓和而下降。另外，变缓和的转换速率(倾斜)与电容210的连接被固定的状态时的转换速率大致相等。图42(B)是表示对应图42(A)的输出端子电压变化，图16中的推挽输出级的控制端10、20的电压波形V10、V20的图。根据图42(B)，几乎没有产生基于自举作用的贯通电流，对消耗电力的影响几乎没有。
下面，说明本发明的其他实施例的差分放大器。图17是表示本发明的第5实施例的差分放大器的构成图。图17把本发明适用于图31的差分放大器，是图3的实施例。图31的差分放大器不是Rail-to-rail差分放大器，是一般周知的简单的差分放大器，本实施例是用于表示本发明也可以适用于除图29所示差分放大器以外的差分放大器。
以下简单说明图31的差分放大器。参照图31，差分放大级由以下部分构成由电流源810驱动的N沟道差分对811、812；由电流源820驱动的P沟道差分对821、822；连接N沟道差分对811、812的输出对并形成负载电路的电流镜电路813、814；连接P沟道差分对821、822的输出对并形成负载电路的电流镜电路823、824。VDD是高电位侧电源，VSS是低电位侧电源。电流镜电路813、814的输入端(晶体管813的漏极)和N沟道差分对的输出端(晶体管811的漏极)的连接点形成为差分放大级的第1差分输出端子10，电流镜电路823、824的输入端(晶体管823的漏极)和P沟道差分对的输出端(晶体管821的的漏极)的连接点形成为差分放大级的第2差分输出端子20。
并且，晶体管811、821各自的栅极共同连接着，形成同相输入端子1，晶体管812、822各自的栅极共同连接着，形成倒相输入端子2。在同相输入端子1和倒相输入端子2分别被提供电压VinP、VinN。
输出放大级是由晶体管101、102构成的推挽输出级，晶体管101、102各自的源极连接电源VDD、VSS，各自的漏极共同连接输出端子3，各自的栅极连接第1差分输出端子10和第2差分输出端子20。
图31的差分放大器的动作是在同相输入端子的电压VinP和倒相输入端子的电压VinN相等时处于稳定状态，分别流向同极性的差分晶体管对的电流相等。在同相输入端子的电压VinP高于倒相输入端子的电压VinN时，流向N沟道差分对811、812的晶体管811的电流增加，流向晶体管8 12的电流减少。并且，电流镜电路813、814使流向晶体管814的电流的镜电流流向晶体管813，所以流向晶体管813的电流减少。由此，第1差分输出端子10即晶体管101的栅极电压被下拉，通过晶体管101增加从电源VDD到输出端子3的充电电流。另一方面，流向各个P沟道差分对821、822的电流，在同相输入端子的电压VinP高于倒相输入端子的电压VinN时，流向晶体管821的电流减少，流向晶体管822的电流增加，并且流向电流镜电路823、824的晶体管823的电流增加。由此，第2差分输出端子20即晶体管102的栅极电压被下拉，通过晶体管102减少从输出端子3到电源VSS的放电电流。因此，输出电压Vout上升。
在同相输入端子的电压VinP低于倒相输入端子的电压VinN时，流向N沟道差分对811、812的晶体管811的电流减少，流向晶体管812的电流增加，并且流向电流镜电路813、814的电流增加。由此，第1差分输出端子10即晶体管101的栅极电压被上拉，通过晶体管101减少从电源VDD到输出端子3的充电电流。另一方面，流向各个P沟道差分对821、822的电流，在同相输入端子的电压VinP低于倒相输入端子的电压VinN时，流向晶体管821的电流增加，流向晶体管822的电流减少，并且流向电流镜电路823、824的晶体管823的电流减少。由此，第2差分输出端子20即晶体管102的栅极电压被上拉，通过晶体管102增加从输出端子3到电源VSS的放电电流。因此，输出电压Vout下降。
另外，在图31所示的差分放大器中，相对从低电位侧电源VSS到高电位侧电源VDD的电源电压范围，在从VSS到N沟道差分对811、812的晶体管阈值电压范围、及从VDD到P沟道差分对821、822的晶体管阈值电压范围内，各自的差分对不能动作，所以动态范围(输入输出电压范围)略微狭小。
图17是把本发明适用于上述说明的图31的差分放大器所得的结构，图17的输出放大级5的构成和图3相同，由以下部分构成连接在输出端子3和高电位侧电源VDD之间、栅极连接第1差分输出端子10的P沟道型晶体管101；连接在输出端子3和低电位侧电源VSS之间、栅极连接第2差分输出端子20的N沟道型晶体管102；一端连接输出端子3、另一端通过P沟道晶体管开关111、N沟道晶体管开关112分别连接端子10和端子20的电容元件110。晶体管开关111、112各自的栅极被输入外部信号S1的倒相信号。并且，图17表示为了进行波形整形，和图13相同，在端子10和输出端子3之间设有电容元件121，在端子20和输出端子3之间设有电容元件122的构成。辅助电容121、122可以采用和图17不同的连接方法。例如，可以在端子10和高电位侧电源VDD之间、端子20和低电位侧电源VSS之间分别设置辅助电容。另外，也可以设置成根据电容元件110的连接切换，而连接到端子10和20中未连接电容元件110的一侧的可以切换连接的追加电容元件。另外，虽然附图中未做记载，但在输出端子3连接着外部负载(数据线负载)。
以下说明图17的差分放大器的动作。在外部信号S1与充电动作和放电动作无关地被固定为高电平或低电平的状态下，电容元件110形成为连接在端子10和输出端子3之间或连接在端子20和输出端子3之间的任一种状态，但由于连接状态被固定，所以电容元件110单纯地起到相位补偿电容的作用。因此，此时的图17的差分放大器的动作和图31的差分放大器相同，输出电压Vout相对输入信号电压VinP的变化以一定的转换速率变化。外部信号S1被进行和图4相同的控制时的图17所示差分放大器的动作与在图1和图3的差分放大器的动作中的说明相同。即，在通过外部信号S1的控制进行充电动作和放电动作的某数据输出期间开始时，使产生自举作用，由此可以实现比以往更快速的充电动作和放电动作。并且，如果考虑后述的辅助电容的最佳连接方法，可以在不增加消耗电流的情况下实现快速动作。另外，基于自举作用的快速化，在较大振幅的驱动中很有效，在较小振幅的驱动中可以不进行。该情况下，不改变开关状态，只要保持电容元件110的连接状态，就不会产生自举作用，可以按照普通的差分放大器的动作来进行较小振幅的驱动。
下面，说明本发明的第6实施例的差分放大器。图18是表示本发明的第6实施例的差分放大器的构成图。图18把本发明适用于图31的差分放大器，是图8的一个实施例。图18的输出放大级6的构成和图8所示构成相同，由以下部分构成连接在输出端子3和高电位侧电源VDD之间、栅极连接第1差分输出端子10的P沟道型晶体管101；连接在输出端子3和低电位侧电源VSS之间、栅极连接第2差分输出端子20的N沟道型晶体管102；一端通过P沟道晶体管开关211、传输门开关213分别连接端子10和输出端子3，另一端通过N沟道晶体管开关212、传输门开关214分别连接端子20和输出端子3的电容元件210。晶体管开关211、212各自的栅极被输入外部信号S1，传输门开关213、214被输入外部信号S1及其倒相信号。
并且，图18表示为了进行波形整形，和图15相同，在端子10和输出端子3之间设有电容元件221，在端子20和输出端子3之间设有电容元件222的构成。辅助电容221、222可以采用和图18不同的连接方法。另外，虽然附图中未做记载，但在晶体管开关211、212的两端间具有漏极·源极间寄生电容，把该寄生电容分别设为C211、C212。并且，在输出端子3连接着外部负载(数据线负载)。
以下参照图18说明本实施例的差分放大器的动作。在外部信号S1与充电动作和放电动作无关地被固定为高电平或低电平的状态下，电容元件210形成为连接在端子10和输出端子3之间或连接在端子20和输出端子3之间的任一种状态，但由于连接状态被固定，所以电容元件210单纯地起到相位补偿电容的作用。因此，此时的图18的差分放大器的动作和图31的差分放大器相同，输出电压Vout相对输入信号电压VinP、VinN的差电压的变化以一定的转换速率变化。
外部信号S1被进行和图9及图10相同的控制时的图18所示差分放大器的动作与在图5和图8的差分放大器的动作中的说明相同。
即，在通过外部信号S1的控制进行充电动作和放电动作的某数据输出期间开始时，使产生自举作用，由此可以实现比以往更快速的充电动作和放电动作。并且，如果考虑后述的辅助电容的最佳连接方法，可以在不增加消耗电流的情况下实现快速动作。另外，基于自举作用的快速化，在较大振幅的驱动中(充放电切换前后的输出端子电压的电压变化较大的驱动)很有效，在较小振幅的驱动中(充放电切换前后的输出端子电压的电压变化较小的驱动)可以不进行。该情况下，不改变开关状态，只要保持电容元件210的连接状态，就不会产生自举作用，可以按照普通的差分放大器的动作来进行较小振幅的驱动。并且，图18的差分放大器即使频繁进行充电动作和放电动作时，也能在抑制消耗电力的状态下实现快速化。另外，在图18中，也可以构成为在形成负载电路的电流镜电路的输出晶体管813、823的漏极间具有浮置电流源(参照图16的74)。
如上所述，可以适用本发明的差分放大器不限于图29和图31所示的差分放大器，也可以适用于除此以外的各种差分放大器。即，在图1、图3、图5、图8的各种构成中，只要构成合适的差分放大器4，即可实现和本发明相同的效果。
图19是更具体表示图12所示构成的图。电流源710、720分别可以用N沟道晶体管和P沟道晶体管构成，通过向各自的栅极提供偏置电压BIASN、BIASP，可以控制流向差分对的电流。当然，也可以适用于图12以外的其他构成。
作为图19的变形例，可以用形成于玻璃或塑料等绝缘性基板上的没有背栅(バックゲ一ト)的晶体管构成差分放大器。
从图1到图18的差分放大器也可以置换为形成于玻璃或塑料等绝缘性基板上的没有背栅的晶体管，可以实现与从图1到图18的说明相同的作用和效果。
图20是表示图19的变形例的图，表示用双极晶体管等结型晶体管构成的差分放大器。该情况时，图19的晶体管的漏极、源极、栅极分别对应结型晶体管的集电极、发射极、基极。从图1到图18的差分放大器也可以置换为结型晶体管。
图20表示把晶体管全部置换为结型晶体管的构成。也可以与绝缘栅型晶体管组合构成。另外，在结型晶体管中，电流流向基极、发射极，但其作用和用绝缘栅型晶体管构成的差分放大器几乎相同。关于其理由，简单说明输出放大的晶体管101用PNP型的结型晶体管、晶体管102用NPN型的结型晶体管构成时的情况。
晶体管101的基极(端子10)的电位和晶体管102的基极(端子20)的电位在数据输出期间开始时，通过自举作用而瞬时变化，基极电流暂时增加，伴随基极电流的增加，流过集电极、发射极之间的电流也增加。因此，可以实现基于自举作用的快速动作。如上所述，图20的差分放大器也可以实现和从图1到图18的说明相同的作用和效果。
下面，说明根据本发明的实施例的仿真结果。图21是仿真用数据线负载的等价电路。液晶显示装置的数据线负载在大画面面板中布线总电容约为100pF，布线电阻有时也达数十kΩ。在仿真中，把本发明的差分放大器的输出端子3连接图21的等价电路的一端(端子3)，针对大画面面板的数据线负载进行了仿真。
并且，在用于将本发明和以往技术进行比较的比较例中，作为本发明使用图16的差分放大器和图29的差分放大器进行比较，利用各自的电压跟随器结构进行了仿真。
另外，在图29和图16中，差分放大器的各个晶体管和推挽输出级的晶体管101、102利用相同规格的元件构成，使图29和图16的消耗电流大致相同。
并且，在图29中，按照和图16的电容元件223、224相同的配置设置相位补偿电容，使图29的相位补偿电容的合计值和图16的电容元件210、223、224的合计电容值大致相同，并且在相位余裕也相同的条件下进行了仿真。
另外，驱动条件是图29、图16均为电源电压10V、一数据输出期间20μs，向同相输入端子1的输入电压VinP交替输入0.2V和9.8V。并且在图16中，按照每个一数据输出期间控制外部信号S1，以便切换电容元件210的连接状态。
图22是表示在图29和图16的差分放大器中，驱动图21的数据线负载时的输入输出电压波形的比较结果的图。在图22中，VinP(点线)表示共同的输入电压波形，VoutA(虚线)表示图29的输出电压波形(比较例)，VoutB(实线)表示图16的输出电压波形(本发明)。
输出电压波形是输出端子3的电压(输出端子电压)波形，表示数据线负载近端的电压变化状况。数据线负载远端(端子9)的电压变化相对数据线负载近端的电压变化是由形成负载的电阻和电容的时间常数决定的，所以差分放大器的驱动速度的比较只要进行数据线负载近端的电压变化状况的比较即足够了。
参照图22，图29的差分放大器的输出电压波形VoutA在数据输出期间开始的同时，以一定的转换速率上升或下降。另一方面，图16的差分放大器的输出电压波形VoutB在数据输出期间开始后，瞬时变化到电压振幅的一半以上的电平，然后以和VoutA大致相同的转换速率上升或下降。
数据输出期间开始后的瞬时电压变化是基于电容元件210的连接切换而形成的自举作用而进行的。因此，很明显VoutB的速度比VoutA更快。该作用也可以根据推挽输出级的晶体管101、102的各自栅极端子电压的变化状况进行确认。
图23是进行图22所示输入输出电压波形驱动时，图29和图16的推挽输出级的晶体管101、102的各自栅极端子电压的变化状况的比较结果。用V10A、V20A(虚线)表示图29的晶体管101、102的栅极端子电压波形，用V10B、V20B(实线)表示图16的晶体管101、102的栅极端子电压波形。另外，在输出稳定状态下，V10A、V10B是取9V附近的值，V20A、V20B是取1V附近的值，在充电动作时，V10A、V10B下降，变化的电压电平越低，各自的晶体管101的充电能力就越高，在放电动作时，V20A、V20B上升，变化的电压电平越高，各自的晶体管102的放电能力就越高。
参照图23，V10A、V20A是从充电动作和放电动作的各个数据输出期间开始在4.8μs附近获取一个峰值，而V10B、V20B是在充电动作和放电动作的各个数据输出期间开始后和从数据输出期间开始在2.4μs附近两处获取峰值。各个峰值是充电能力或放电能力极大的时候。V10B、V20B的数据输出期间开始后的峰值是基于电容元件210的连接切换而形成的自举作用而得到的。并且，V10B、V20B的第二个峰值是从自举作用切换为普通的差分放大器的动作后的充电能力或放电能力的峰值。另外，该V10B、V20B的第二个峰值的从数据输出期间开始起的发生时间是V10A、V20A的峰值发生时间的大约一半，可以判明通过进行自举作用切换为普通的差分放大器的动作后的充电能力或放电能力达到最大时的时间还早。因此，根据V10B、V20B的电压变化状况也可以确认到图16的差分放大器(本发明)的动作比图29的差分放大器(比较例)更快。
如上所述，根据图22、图23所示的仿真结果，可以确认消耗电流大致相同的图29和图16的差分放大器，利用基于电容元件210的连接切换而形成的自举作用可以实现快速驱动。并且，根据图22所示的输出波形的比较，利用图29的差分放大器实现和图16同等的驱动速度时，需要把图29的电路的转换速率提高到约2倍，因此必须把流向图29的差分放大级的电流提高数倍，这将增大消耗电流。相反，在使图16的差分放大器实现和图29相同的驱动速度时，可以减少流向图16的差分放大级的电流，所以能够削减消耗电力。另外，在图22、图23中，表示了图16所示的实施例的电路构成的电路仿真结果，但本发明的其他实施例也能获得和图16大致相同的输出电压波形。另外，如前面所述，图36、图39、图42也是基于上述仿真的电压变形，可以在不增加消耗电力的情况下实现快速驱动。
下面，说明本实施例中的波形整形用辅助电容(图13的第2、第3电容121、122，图14的第2、第3电容123、124)的连接状态的影响。另外，关于这些辅助电容，除金属电容(布线电容)、栅极电容外，只要具有容性要素可以是任意电容。
在本实施例中，与有无辅助电容无关，可以实现基于自举作用的快速化。
在本实施例中，根据辅助电容的连接方式，有时会产生贯通电流，影响消耗电力。
如本实施例的图13、图15、图17和图18所示，在输出端子3和控制端10、20之间设置辅助电容的情况下，输出端子电压Vout因自举作用急速变化，暂时产生较达的贯通电流。但是，如后面所述，在图15和图18的差分放大器中，在进行图10所示开关控制的情况下可以抑制贯通电流。
并且，如本实施例的图14和图16所示，在输出端子3和控制端10、20以外的端子之间设置辅助电容的情况下，即使输出端子电压Vout因自举作用急速变化时，也能将贯通电流抑制得足够小。
图43(A)、图43(B)是用于说明基于第、第3相位电容的连接而形成的作用的图，图43(A)是以图13的121、122为代表例的情况，图43(B)是以图14的123、124为代表例的情况。图43(A)、图43(B)分别表示从进行放电动作的输出期间到切换为进行充电动作的输出期间后的作用。
如图43(A)所示，在切换后(充电期间)，由于自举作用，端子10的电压V10接受到降压作用，Vout急速上升。在把辅助电容121、122设置在输出端子和控制端10、20之间的情况下，在Vout急速上升时，通过电容122使V20接受到升压作用，所以在推挽输出级(晶体管101、102)暂时产生从高电位侧电源VDD到低电位侧电源VSS的贯通电流。因此，在作为低消耗电力的差分放大器使用的情况下，不希望连接辅助电容。另一方面，如图43(B)所示，在把辅助电容123、124设置在输出端子和多级共源-共栅放大器型电流镜的连接点之间的情况下，即使Vout急速上升，端子20的电压V20也不会通过电容124而变动。在Vout急速上升时，通过晶体管102的栅极·源极间的寄生电容，电压V20有时会略微变动，但其作用很小，因此不易产生贯通电流。所以，在作为低消耗电力的差分放大器使用的情况下，优选连接辅助电容。以上，说明了图13和图14的基于辅助电容的连接而产生的作用，但对其他实施例如果进行和图13及图14相同的辅助电容的连接，将分别产生和上述相同的作用。
但是，在把两个辅助电容设置在输出端子和控制端10、20之间的构成中，在图8的差分放大器进行图10所示开关控制(信号S1的控制)的情况下，可以把贯通电流抑制得很小。这和参照图40说明的作用相同，是因为在自举充电作用下，端子电压V20接受到降压作用，即使产生基于辅助电容的V20的升压作用也能被抵消。因此，在图8的差分放大器的具体示例即图15和图18中，在进行图10所示开关控制(信号S1的控制)的情况下，可以把贯通电流抑制得很小。并且，作为其他的辅助电容的连接示例，可以构成为将辅助电容的一端连接至端子10和20，另一端设置在任意的固定电源(例如VDD或VSS)端子之间。该情况时，即使Vout因自举作用而急速变动时，由于具有把电压V10和V20的变动抑制得很小的作用，所以不易产生贯通电流。
以下，参照输入输出电压波形(仿真)说明把两个辅助电容设置在输出端子和控制端10、20之间的本发明的差分放大器的作用。图44(A)是表示把基于图4所示开关控制(信号S1的控制)的图13所示差分放大器构成为电压跟随器的输入输出波形(VinP、Vout)的图。在图44(A)中，在一输出期间T1(充电)开始时，由于电容110的自举作用，输出端子电压Vout相对输入端子电压VinP的上升而瞬时上升，然后通过晶体管101上升到10V。在切换为一输出期间T2(放电)时，由于电容110的自举作用，输出端子电压Vout相对输入端子电压VinP的下降而瞬时下降，然后通过晶体管102下降到低电压侧。因此，可以实现基于自举作用的快速动作。另一方面，图44(B)是表示对应图44(A)的输出端子电压Vout的变化，图13中的推挽输出级的控制端10、20的电压波形V10、V20的图。根据电压波形V10、V20可以确认是否由于基于自举作用在图13所示差分放大器的推挽输出级产生富余的贯通电流。根据图44(B)，在用圆圈包围表示的位置产生较大的贯通电流。因此，图13所示差分放大器不能抑制消耗电力。
图45(A)是表示把基于图9所示开关控制(信号S1的控制)的图15所示差分放大器构成为电压跟随器的输入输出波形(VinP、Vout)的图。在图45(A)中，在一输出期间T1(充电)开始时，由于电容210的自举作用，输出端子电压Vout相对输入端子电压VinP的上升而瞬时上升，然后通过晶体管101上升到10V。在切换为一输出期间T2(放电)时，由于电容210的自举作用，输出端子电压Vout相对输入端子电压VinP的下降而瞬时下降，然后通过晶体管102下降到低电压侧。因此，可以实现基于自举作用的快速动作。另一方面，图45(B)是表示对应图45(A)的输出端子电压Vout的变化，图15中的推挽输出级的控制端10、20的电压波形V10、V20的图。和图44(B)相同，根据电压波形V10、V20可以确认是否由于基于自举作用在图15所示差分放大器的推挽输出级产生富余的贯通电流。根据图45(B)，在用圆圈包围表示的位置产生较大的贯通电流。因此，基于图9所示开关控制(信号S1的控制)的图15所示差分放大器不能抑制消耗电力。
图46(A)是表示把基于图10所示开关控制(信号S1的控制)的图15所示差分放大器构成为电压跟随器的输入输出波形(VinP、Vout)的图。在图46(A)中，在一输出期间T1(充电)开始时，由于电容210的自举作用，输出端子电压Vout相对输入端子电压VinP的上升而瞬时上升，然后通过晶体管101上升到10V。在切换为一输出期间T2(放电)时，由于电容210的自举作用，输出端子电压Vout相对输入端子电压VinP的下降而瞬时下降，然后通过晶体管102下降到低电压侧。因此，可以实现基于自举作用的快速动作。另一方面，图46(B)是表示对应图46(A)的输出端子电压Vout的变化，图15中的推挽输出级的控制端10、20的电压波形V10、V20的图。和图44(B)相同，根据电压波形V10、V20可以确认是否由于基于自举作用在图15所示差分放大器的推挽输出级产生富余的贯通电流。根据图46(B)，在用圆圈包围表示的位置几乎没有产生贯通电流。这是因为在充电期间(T1)开始时，基于自举作用的端子电压V20的降压作用控制通过辅助电容222的V20的升压作用，在放电期间(T2)开始时，基于自举作用的端子电压V10的升压作用控制通过辅助电容221的V10的降压作用。因此，基于图10所示开关控制(信号S1的控制)的图15所示差分放大器可以在不增加消耗电力的情况下实现快速动作。另外，把两个辅助电容设置在输出端子和控制端10、20之间的图17和图18所示差分放大器均能够实现快速动作，但在抑制消耗电力时，优选基于图10所示开关控制(信号S1的控制)的图18所示差分放大器。
下面，说明基于相位电容和波形整形的辅助电容(第2、第3电容)的电容比的作用。图47是表示把基于图10所示开关控制(信号S1的控制)的图16所示差分放大器构成为电压跟随器的输入输出波形的图。在图47中，输出端子电压VoutC1对应于相位电容210和辅助电容223、224的电容比为10比3，输出端子电压VoutC2对应于相位电容210和辅助电容223、224的电容比为6比5，输出端子电压VoutC3对应于相位电容210和辅助电容223、224的电容比为2比7。
相位电容(110或210)和辅助电容的电容比是相位电容的比率越大，在输出期间开始时瞬时变化的Vout的电压变化量就越大。因此，可以通过调整相位电容(110或210)和辅助电容的电容比，可以进行基于自举作用的瞬时电压变化量的控制。
下面，说明本发明的实施例涉及的显示装置。图24和图25是说明把本发明的差分放大器用作液晶显示装置的数据驱动器的缓冲电路510时的实施例的图。在对图24、图25进行说明时，首先简单说明液晶显示装置的驱动方法。以下，简单说明代表性的驱动方法中的点反转驱动(ドット反転)和公用反转(コモン反転)驱动这两种方法。在液晶显示装置的驱动方法中，为了防止液晶劣化，通常进行按照每一帧使施加给液晶的两端电极(像素电极和相对基板电极)的电压极性反转的交流驱动。在点反转驱动中，使相对基板电极电压Vcom一定，向像素电极交替施加比Vcom大的高电位侧(正极性)灰度电压和比Vcom小的低电位侧(负极性)灰度电压。因此，需要施加给液晶的最大电压的约2倍的电源电压。并且，为了提高显示质量，施加给相邻像素电极的电压极性也尽可能地进行不同的驱动。所以，进行点反转驱动的数据驱动器一般从相邻缓冲电路输出的灰度电压的极性不同。并且，从一个缓冲电路输出的灰度电压的极性按照每隔m数据输出期间进行极性反转，自然数m越小，显示质量就越高。
另一方面，在公用反转驱动中，把公用电极(相对基板电极)电压Vcom交替驱动为高电位和低电位两个电压电平，从而进行极性反转，可以使用和施加给液晶的最大电压大致相同的电源电压范围的灰度电压。但是，在公用反转驱动中，由于至少同一像素行的极性相等，所以显示质量劣于点反转驱动。因此，进行公用反转驱动的数据驱动器一般从相邻缓冲电路输出的灰度电压的极性相等。并且，从一个缓冲电路输出的灰度电压的极性按照每隔m数据输出期间进行极性反转，自然数m越小，显示质量就越高。
以上简单说明了点反转驱动和公用反转驱动两种方法，但各个驱动方法可以根据其特征而采用。例如，点反转驱动广泛适用于要求高画质的大画面液晶显示装置等，公用反转驱动广泛适用于要求低电力的小型便携设备用液晶显示装置等。另外，在以下说明中，说明把本发明适用于采用各个驱动方法的各液晶显示装置的构成示例及其作用效果。
图24是把本发明的差分放大器用作点反转驱动的液晶显示装置的数据驱动器的缓冲电路510时的构成说明图。另外，适用于缓冲电路510的本发明的差分放大器是用在电压跟随器结构中(即，向同相输入端子供给输入信号，把输出端子反馈连接倒相输入端子的结构)。
参照图24，该数据驱动器构成为至少具有灰度电压产生电路520；解码器530(选择电路)；和缓冲电路510。灰度电压产生电路520由连接在电源VA和电源VB之间的电阻串构成，从电阻串的各端子(抽头)输出多个灰度电压。解码器530输入多个灰度电压和图像数字信号，选择对应图像数字信号的灰度电压输出给缓冲电路510。缓冲电路510输入极性信号POL或其反转信号POLB中的任一方以及从解码器530输出的灰度电压，将输入灰度电压(VinP)进行电流放大，并输出给输出端子。各缓冲电路510的输出端子连接显示部的数据线。解码器530和缓冲电路510按照每个输出而设置，灰度电压产生电路520可以在所有输出中共用。并且，输入解码器530的图像信号优选使用利用未图示的数据寄存器或锁存器、电平移动器等处理后图像数字信号。
更详细地说明缓冲电路510，在点反转驱动中，从相邻缓冲电路510输出的灰度电压的极性不同，例如，在某数据输出期间，图24的奇数组的缓冲电路的输出为正极性，偶数组的缓冲电路的输出为负极性。并且，每隔m数据输出期间，使各个极性反转。在点反转驱动中，驱动速度变慢是在缓冲电路510的输出电压为较大振幅的情况下进行极性反转时产生的。另外，在连续的输出期间极性相同的情况下，输出电压的变化小，所以驱动速度比较快。
因此，在图24所示例中，为了在缓冲电路510的输出电压为较大振幅的情况下进行快速驱动，把极性信号POL或其反转信号POLB用作本发明的差分放大器的外部信号S1。参照图26、图27说明此时的外部信号S1和缓冲电路510的输出电压波形。
图26和图27的电压波形是以图22的仿真结果为参考的缓冲电路510的输出电压波形的示意图，VoutA表示以往的差分放大器，VoutB表示本发明的差分放大器。并且，各个图中的电压VM对应相对基板电极电压Vcom。
图26是每隔m＝1的一数据输出期间进行极性反转的实施例的电压波形，是用正极性驱动电压VH1、用负极性驱动电压VL1时的输出电压波形。由于每隔一数据输出期间进行极性反转，所以交替进行充电动作和放电动作。
以往的差分放大器的输出电压波形VoutA是与数据输出期间的开始同时以一定的转换速率进行变化。与此相对，本发明的差分放大器的输出电压波形VoutB在数据输出期间开始时，根据自举作用瞬时变化到一定量的电压电平，然后以和VoutA大致相同的转换速率进行变化。因此，使用本发明的差分放大器的缓冲电路510与以往电路相比可以实现更快速的驱动。
图27是每隔m＝2的二数据输出期间进行极性反转的实施例的电压波形，是用正极性连续驱动电压VH1、VH2，用负极性驱动电压VL1、VL2时的输出电压波形。
在时间t0，由于从负极性变为正极性，所以进行充电动作，在时间t2，由于从正极性变为负极性，所以进行放电动作，在VoutA、VoutB中均是电压振幅(电压变动量)变大。另一方面，在时间t1、t3，极性不变，VoutA、VoutB均是电压振幅(电压变动量)变小。
如图27所示，以往的差分放大器的电压输出波形VoutA是与各数据输出期间的开始同时，与电压振幅(电压变动量)无关地以大致一定的转换速率进行变化，而本发明的差分放大器的电压输出波形VoutB，在时间t0、t2，在数据输出期间开始时，根据自举作用变化到一定量的电压电平，然后以和VoutA大致相同的转换速率进行变化，在时间t1、t3，和VoutA相同，与数据输出期间的开始同时以一定的转换速率进行变化。
因此，使用本发明的差分放大器的缓冲电路510，在电压振幅变大的数据输出期间，与以往的差分放大器相比可以实现更快速的驱动。
由此，图24的数据驱动器在点反转驱动中，通过把本发明的差分放大器适用于缓冲电路510，可以实现基于自举作用的快速动作。并且，如果使用本发明的几乎没有贯通电流的差分放大器，即使在数据线的驱动频率增加并频繁进行充电动作和放电动作的情况下，也能在不增加消耗电力(数据线充放电除外的差分放大器的消耗电力)的情况下实现快速动作。并且，在实现足够的驱动速度的情况下，可以降低差分放大器的消耗电流，削减消耗电力。
图25是把本发明的差分放大器用作公用反转驱动的液晶显示装置的数据驱动器的缓冲电路510时的构成说明图。另外，适用于缓冲电路510的本发明的差分放大器是用在电压跟随器结构中。参照图25，该数据驱动器构成为至少具有灰度电压产生电路520；解码器530(选择电路)；缓冲电路510；和判别电路540。另外，灰度电压产生电路520、解码器530均和图24所示构成相同，所以省略说明。
判别电路540输入极性信号POL和图像数字信号，把判别输入到缓冲电路510的灰度电压相对电源电压范围中间附近的电压VM是在高电位侧还是低电位侧的判别信号输出给缓冲电路510。另外，输入到判别电路540的图像数字信号可以仅是一部分上位比特，也可以最简单的仅是最上位比特。
下面，说明缓冲电路510，在公用反转驱动中从相邻缓冲电路510输出的灰度电压的极性相同，图25的缓冲电路的输出全部是相同极性。并且，每隔m输出期间，各缓冲电路的极性反转。在公用反转驱动中，驱动速度变慢是在缓冲电路510的输出电压为较大振幅的情况下，这是由极性信号POL和图像数字信号决定的。
因此，在图25所示构成中，在缓冲电路510的输出电压为较大振幅(电压变化大)的情况下，为了进行快速驱动，把判别灰度电压在高电位侧还是低电位侧的判别电路540的判别信号用作本发明的差分放大器的外部信号S1。参照图26、图27说明外部信号S1和缓冲电路510的输出电压波形。
图26和图27的电压波形是以图22的仿真结果为参考的缓冲电路5 10的输出电压波形的示意图，VoutA表示比较例的差分放大器(不具有本发明的自举作用的差分放大器)，VoutB表示本发明的差分放大器。并且，在图26、图27中，电压VM对应电源电压范围的中间附近的电压，例如，在总灰度为64时，可以向电压VM分配31灰度的电压。
图26是在连续的数据输出期间，判别电路540的判别信号(S1)反转时的实施例的电压波形，是在期间t0-t1驱动高电位侧的电压VH1、在期间t1-t2驱动低电位侧的电压VL1的输出电压波形。
图27是在连续的数据输出期间，判别电路540的判别信号(S1)没有规律地反转时的实施例的电压波形，是在期间t0-t2连续驱动高电位侧的电压VH1、VH2，在期间t2-t4连续驱动低电位侧的电压VL1、VL2的输出电压波形。
在时间t0、t2，由于判别信号(S1)反转，所以灰度电压从低电位侧变为高电位侧或从高电位侧变为低电位侧，此时，VoutA、VoutB的电压振幅均变大。而在时间t1、t3，电压振幅变小。
因此，图26和图27中比较例的差分放大器的输出电压波形VoutA均是与各数据输出期间的开始同时，与电压振幅(电压变动量)无关地以大致一定的转换速率进行变化。与此相对，本发明的差分放大器的输出电压波形VoutB，在灰度电压从低电位侧(不足电压Vm)变为高电位侧(电压Vm以上)，或从高电位侧变为低电位侧时，根据各数据输出期间开始后的自举作用瞬时变化到一定量的电压电平，然后以和VoutA大致相同的转换速率进行变化。
因此，使用本发明的差分放大器的缓冲电路510在电压振幅变大的数据输出期间，与比较例的缓冲电路(不具有本发明的自举作用的电路)相比，可以实现更快速的驱动。
由此，图25所示的数据驱动器在公用反转驱动中，通过把本发明的差分放大器适用于缓冲电路510，可以实现基于自举作用的快速动作。并且，如果使用本发明的几乎没有贯通电流的差分放大器，即使在数据线的驱动频率增加并频繁进行充电动作和放电动作的情况下，也能在不增加消耗电力(数据线充放电除外的差分放大器的消耗电力)的情况下实现快速动作。并且，在实现足够的驱动速度的情况下，可以降低差分放大器的消耗电流，削减消耗电力。
另外，图24和图25所示构成是数据驱动器的一实施例，各个构成不限于点反转驱动和公用反转驱动。例如，在图25中，当然可以把和判别电路540相同的功能用于点反转驱动中。
并且，图24和图25所示的数据驱动器可以用作图28所示的液晶显示装置的数据驱动器980。根据具备具有本发明的自举作用的差分放大器的数据驱动器980，能够容易驱动数据线负载为大电容的大画面液晶显示装置。另外，图28所示的液晶显示装置可以构成为把数据驱动器980连接与硅LSI分别形成的显示部960，或者使用聚硅TFT(薄膜晶体管)等，通过形成电路，可以和显示部960一起形成于玻璃基板等的绝缘性基板上。
通过对包括其他方式的这种显示装置的数据驱动器的任一种驱动器使用本发明的差分放大器，可以提高显示装置的性能。例如，和液晶显示装置相同，对向数据线输出多值电平的电压信号来进行显示的有源驱动方式的有机EL显示器等的显示装置，当然可以使用本发明的差分放大器。
下面，说明本发明的另外其他实施例。图48是表示公知的输出电路的构成图。该输出电路通过向负反馈环连接高增益的OP放大器(运算放大器)105，降低B级输出级的交迭失真。NPN型双极晶体管103和PNP型双极晶体管104串联连接在正极性电源VCCH和负极性电源VCCL之间，向基极输入相同的OP放大器105的输出，共同连接的发射极连接输出端子Vout。把输入信号(VinP)输入到OP放大器105的同相输入端，形成在倒相输入端2连接输出端子Vout的电压跟随器结构。该输出电路中的OP放大器105的转换速率实现快速驱动。
图49是表示把图1所示本发明的一实施例适用于图48的输出电路的电路构成图。利用差分放大级4和接受来自差分放大级4的差分第1输出和差分第2输出的连接级电路7构成图48的OP放大器105，连接级电路7的输出信号3A共同连接至构成输出级电路8的NPN型双极晶体管103和PNP型双极晶体管104的基极。差分放大级4的构成和图1所示差分放大级4相同，连接级电路7的构成和具有图1、图3所示电容连接控制电路的输出驱动级5相同。即，连接级电路7具有串联连接在高电位侧电源VDD和低电位侧电源VSS之间并形成连接级的P沟道晶体管101和N沟道晶体管102，来自差分放大级4的差分第1输出连接P沟道晶体管101的栅极，来自差分放大级4的差分第2输出连接N沟道晶体管102的栅极。作为电容连接控制回路，设有一端连接输出端子3的电容元件310，在电容元件310的另一端和P沟道晶体管101的栅极之间连接开关(P沟道晶体管)111，在电容元件310的另一端和N沟道晶体管102的栅极之间连接开关(N沟道晶体管)112，控制信号S1的倒相信号连接P沟道晶体管111和N沟道晶体管112的栅极。控制信号S1例如按照图4进行控制。根据这种构成的实施例，根据通过由控制信号S1控制闭合·断开的开关111、112来切换连接对方的电容元件310的自举作用，可以使节点3A以高转换速率瞬时上升或下降过渡到规定电位，然后根据电压跟随器结构的差分放大级4的输出，使节点3A以变缓和的转换速率上升或下降。由此可以实现快速驱动。另外，可以构成为具有多级的连接级(P沟道晶体管101和N沟道晶体管102)。通过设置多级(奇数级)连接级(反转元件)，在差分放大级4的差分输出电压(差分第1输出、差分第2输出的电压差)和输出端子3的输出端子电压的相位是反相的情况下，111、112的控制按照图2进行开关。通过设置偶数级的连接级(反转元件)，在差分放大级4的差分输出电压(差分第1输出、差分第2输出的电压差)和输出端子3的输出端子电压的相位是同相的情况下，开关111、112的控制进行与图2相反的控制。另外，构成输出级电路8的NPN型双极晶体管103和PNP型双极晶体管104也可以使用N沟道晶体管和P沟道晶体管构成。另外，作为连接级电路7的其他构成示例，连接级电路7可以是和同5、同8的输出级电路6相同的构成。如上所述，本发明可以适用于任意的推挽型输出电路。
在上述实施例中说明的差分放大器由MOS晶体管构成，在液晶显示装置的驱动电路中，例如可以利用由多晶硅构成的MOS晶体管(TFT)构成。并且，当然也可以适用于在上述实施例中说明的差分放大器、双极晶体管。该情况时，P沟道晶体管由PNP型晶体管构成，N沟道晶体管由NPN型晶体管构成。在上述实施例中表示了适用于集成电路的示例，但是当然也可以适用于分立元件结构。并且，在上述实施例中，关于放大率1的电压跟随器结构的差分放大器的示例，使用输出波形表示本发明的具体效果，当然对构成任意放大率的差分放大器均可获得相同效果。
下面，说明本发明的其他实施例。在上述各实施例中，说明了电容元件110、210的连接切换是在构成输出级的晶体管101、102的各自控制端10、20和输出端3之间进行的差分放大器，但是也可以取代构成输出级的晶体管的控制端，而连接差分对的输出对中的一方。具体而言，作为本发明的其他实施例，参照图50表示图11的变更示例。在本实施例中，开关111的一端不是连接端子10，而是连接差分对711、712的输出对中的一方即晶体管712侧的输出端30。端子30也是共源-共栅放大器型电流镜电路71的晶体管714、716的连接点。并且，开关1 12的一端不是连接端子20，而是连接差分对721、722的输出对中的一方即晶体管722侧的输出端40。端子40也是共源-共栅放大器型电流镜电路72的晶体管724、726的连接点。除此以外的构成和图11相同。另外，图50中的开关111、112的控制也和图11相同，根据控制信号S1进行图4所示控制。
因此，在从输出期间T2切换为输出期间T1时，端子30的电位通过自举作用被瞬时下拉。此时，共源-共栅放大器型电流镜电路71的晶体管716由于栅极·源极电压减小，所以流过晶体管716的电流减少。另一方面，浮置电流源74为了使从与共源-共栅放大器型电流镜电路71的连接点(端子10)到与共源-共栅放大器型电流镜电路72的连接点(端子20)流过一定电流，降低端子10的电位。即，在图50所示构成中和图11相同，通过自举作用降低端子10的电位，可以通过晶体管101暂时加快充电动作。并且，在从输出期间T1切换为输出期间T2时，端子40的电位通过自举作用被瞬时上拉，由此共源-共栅放大器型电流镜电路72的晶体管726的栅极·源极电压减小，流过晶体管726的电流减少，浮置电流源74为了使流过一定电流，使端子20的电位上升。即，在图50所示构成中和图11相同，通过自举作用使端子20的电位上升，可以通过晶体管102暂时加快放电动作。
下面，说明本发明的另外其他实施例。图51是图12的变更示例，开关211的一端不是连接端子10，而是连接差分对711、712的输出对中的一方即晶体管712侧的输出端30。端子30也是共源-共栅放大器型电流镜电路71的晶体管714、716的连接点。并且，开关212的一端不是连接端子20，而是连接差分对721、722的输出对中的一方即晶体管722侧的输出端40。端子40也是共源-共栅放大器型电流镜电路72的晶体管724、726的连接点。除此以外的构成和图12相同。另外，图51中的开关211、212的控制也和图12相同，根据控制信号S1进行图9和图10所示控制。
因此，在从输出期间T2切换为输出期间T1时，端子30的电位通过自举作用被瞬时下拉，相应地端子10的电位也被下拉，可以通过晶体管101暂时加快充电动作。并且，在从输出期间T1切换为输出期间T2时，端子40的电位通过自举作用被瞬时上拉，相应地端子20的电位也被上拉，可以通过晶体管102暂时加快放电动作。
如上所述，在基于电容元件的连接切换的自举作用下，使电位瞬间变化的端子不仅是构成输出级的晶体管的控制端，也可以是差分对中的一方输出端。并且，在差分对的负载电路是由多级电流镜电路构成的情况下，也可以是多级间的连接点。
另外，在图50、图51中，通过附加在图13～图16中设置的电容元件(121、122)、(123、124)、(221、222)或(223、224)，当然可以获得和图13～图16相同的效果。
如上所述，根据本发明，通过切换以下状态，即，在差分放大器的推挽输出级的两个晶体管的一方控制端和输出端子之间连接电容元件的状态、以及在另一方控制端和所述输出端子之间连接所述电容元件的状态，发挥可以产生自举作用并且在不增加消耗电力的情况下实现快速驱动的效果，实现低消耗电力·快速驱动型的驱动电路，例如，适合适用于显示装置的数据驱动电路等。
权利要求
1.一种差分放大器，其特征在于，包括具有同相输入端子、倒相输入端子、第1差分输出端子和第2差分输出端子的差分放大级；和具有输出端子的输出放大级，所述输出放大级具有连接在所述输出端子和第1电源之间、控制端连接所述第1差分输出端子的第1晶体管；连接在所述输出端子和第2电源之间、控制端连接所述第2差分输出端子的第2晶体管；电容元件；和电容连接控制回路，至少切换控制以下状态，即，所述电容元件连接在所述输出端子和所述第1晶体管的控制端之间的第1连接状态，和所述电容元件连接在所述输出端子和所述第2晶体管的控制端之间的第2连接状态。
2.根据权利要求1所述的差分放大器，其特征在于，所述第1晶体管和所述第2晶体管分别是第1导电类型和第2导电类型。
3.根据权利要求1所述的差分放大器，其特征在于，所述电容连接控制电路具有切换控制以下状态的单元，即，所述电容元件的第1端子连接至所述第1晶体管的控制端，所述电容元件的第2端子连接至所述输出端子的第1连接状态；和所述电容元件的第1端子连接至所述第2晶体管的控制端，所述电容元件的第2端子连接至所述输出端子的第2连接状态。
4.根据权利要求1所述的差分放大器，其特征在于，所述电容连接控制电路具有切换控制以下状态的单元，即，所述电容元件的第1端子连接至所述第1晶体管的控制端，所述电容元件的第2端子连接至所述输出端子的第1连接状态；和所述电容元件的所述第1端子连接至所述输出端子，所述电容元件的所述第2端子连接至所述第2晶体管的控制端的第2连接状态。
5.根据权利要求1所述的差分放大器，其特征在于，所述电容元件是进行自举作用和相位补偿的电容元件。
6.根据权利要求1所述的差分放大器，其特征在于，包括一端连接至所述输出端子，另一端连接至所述差分放大器的规定端子的第2和第3电容元件。
7.根据权利要求1所述的差分放大器，其特征在于，包括一端连接至所述输出端子，另一端分别连接至所述第1和第2晶体管的控制端的第2和第3电容元件。
8.根据权利要求1所述的差分放大器，其特征在于，所述电容连接控制回路具有第1电容元件；插入在所述第1电容元件的第1端子和所述第1晶体管的控制端之间的第1开关；和插入在所述第1电容元件的第1端子和所述第2晶体管的控制端之间的第2开关，所述电容元件的第2端子连接至所述输出端子，在所述输出端子的充电期间，所述第1开关闭合，所述第2开关断开，在所述输出端子的放电期间，所述第1开关断开，所述第2开关闭合。
9.根据权利要求1所述的差分放大器，其特征在于，所述电容连接控制回路具有第1电容元件；插入在所述第1电容元件的第1端子和所述第1晶体管的控制端之间的第1开关；插入在所述第1电容元件的第2端子和所述第2晶体管的控制端之间的第2开关；插入在所述第1电容元件的第1端子和所述输出端子之间的第3开关；和插入在所述第1电容元件的第2端子和所述输出端子之间的第4开关，在所述输出端子的充电期间，所述第1和第4开关闭合，所述第2和第3开关断开，在所述输出端子的放电期间，所述第1和第4开关断开，所述第2和第3开关闭合。
10.根据权利要求1所述的差分放大器，其特征在于，所述电容连接控制回路具有第1电容元件；插入在所述第1电容元件的第1端子和所述第1晶体管的控制端之间的第1开关；插入在所述第1电容元件的第2端子和所述第2晶体管的控制端之间的第2开关；插入在所述第1电容元件的第1端子和所述输出端子之间的第3开关；和插入在所述第1电容元件的第2端子和所述输出端子之间的第4开关，在所述输出端子的充电期间，所述第1和第4开关断开，所述第2和第3开关闭合，在所述输出端子的放电期间，所述第1和第4开关闭合，所述第2和第3开关断开。
11.根据权利要求1～10中任一项所述的差分放大器，其特征在于，所述差分放大级具有连接至高电位侧电源的第1电流源；由所述第1电流源驱动、差分输入来自构成所述同相输入端子和所述倒相输入端子的输入对的电压、由第1导电类型的晶体管对构成的第1差分对；连接至所述第1差分对的输出对的第1负载电路；连接至低电位侧电源的第2电流源；由所述第2电流源驱动、差分输入来自构成所述同相输入端子和所述倒相输入端子的输入对的电压、由第2导电类型的晶体管对构成的第2差分对；和连接至所述第2差分对的输出对的第2负载电路，所述第1和第2负载电路的各自的输出端形成为所述差分放大级的所述第2和第1差分输出端子。
12.根据权利要求11所述的差分放大器，其特征在于，所述第1负载电路利用由第2导电类型的晶体管构成的第1电流镜电路构成，所述第2负载电路利用由第1导电类型的晶体管构成的第2电流镜电路构成。
13.根据权利要求11所述的差分放大器，其特征在于，所述第1负载电路利用由第2导电类型的晶体管构成的第1共源—共栅放大器型电流镜电路构成，所述第2负载电路利用由第1导电类型的晶体管构成的第2共源—共栅放大器型电流镜电路构成。
14.根据权利要求13所述的差分放大器，其特征在于，所述第1差分对的输出对连接至构成所述第1共源—共栅放大器型电流镜电路的纵向排列的2组晶体管对的连接点，所述第2差分对的输出对连接至构成所述第2共源—共栅放大器型电流镜电路的纵向排列的2组晶体管对的连接点。
15.根据权利要求13所述的差分放大器，其特征在于，所述第1和第2共源—共栅放大器型电流镜电路的输入侧的晶体管彼此通过第1浮置电流源而耦合，所述第1和第2共源—共栅放大器型电流镜电路的输出侧的晶体管彼此通过第2浮置电流源而耦合，所述输出放大级的所述第2和第1晶体管的控制端分别连接至所述第1共源—共栅放大器型电流镜电路的输出端和所述第2浮置电流源的连接点，及所述第2共源—共栅放大器型电流镜电路的输出端和所述第2浮置电流源的连接点。
16.一种差分放大器，其特征在于，包括差分接收输入信号并将其差分放大的差分放大级；具有根据所述差分放大级的差分输出，使输出端子充电或放电的输出晶体管对的输出放大级，电容元件；和切换单元，控制所述电容元件的两个端子中的一个连接至所述输出端子，另一个任意切换连接至所述输出晶体管对的各自的控制端中的任一个，在所述差分放大级的差分输出变更时，在确定所述输出晶体管对的所述控制端的来自所述差分放大级的差分输出之前，切换所述电容元件的连接，由此使所述输出晶体管对中被从截止切换成导通的一个晶体管的控制端电压向所述一个晶体管导通的方向变化，加快基于所述一个晶体管的所述输出端子的充电或放电。
17.根据权利要求16所述的差分放大器，其特征在于，构成所述差分放大级及/或所述输出放大级的至少一个晶体管由MOS晶体管构成。
18.根据权利要求16所述的差分放大器，其特征在于，构成所述差分放大级及/或所述输出放大级的至少一个晶体管由薄膜晶体管构成。
19.根据权利要求16所述的差分放大器，其特征在于，构成所述差分放大级及/或所述输出放大级的至少一个晶体管由结型晶体管构成。
20.一种显示装置的数据驱动器，其特征在于，把权利要求1～19中任一项所述的差分放大器用作缓冲部。
21.一种显示装置的数据驱动器，其特征在于，把权利要求1～19中任一项所述的差分放大器用作缓冲部，根据极性信号进行所述电容元件的连接的切换控制。
22.一种显示装置，其特征在于，把权利要求1～19中任一项所述的差分放大器用作驱动数据线的电路。
23.一种输出电路，其特征在于，包括第1晶体管，连接在高电位侧电源和输出端子之间，具有控制端，根据输入至所述控制端的信号使所述输出端子充电；第2晶体管，连接在所述输出端子和低电位侧电源之间，具有控制端，根据输入至所述控制端的信号使所述输出端子放电；第1电容元件；和切换单元，根据输入的所述控制信号，将所述第1电容元件控制成连接在所述输出端子和所述第1晶体管的控制端之间，或者连接在所述输出端子和所述第2晶体管的控制端之间。
24.根据权利要求23所述的输出电路，其特征在于，在进行所述输出端子的充电/放电切换时，所述切换单元根据输入的所述控制信号，切换所述第1电容元件的连接状态，由此使所述第1和第2晶体管中从截止状态被切换成导通状态的一个晶体管的控制端的电压接受向所述一个晶体管导通的方向的变化，在所述切换开始时基于所述一个晶体管加快所述输出端子开始充电或放电。
25.根据权利要求23所述的输出电路，其特征在于，通过切换所述第1电容元件的连接状态，使所述控制端接受的电压的变化是不依赖所述输出端子的电压的一定电压。
26.根据权利要求23所述的输出电路，其特征在于，通过切换所述第1电容元件的连接状态，使所述控制端接受的电压的变化是依赖于切换前的所述输出端子电压的电压。
27.根据权利要求23所述的输出电路，其特征在于，在基于所述控制信号，所述输出端子的充电/放电切换时，在所述输出端子电压的变化相对较大的情况下，根据所述控制信号进行所述第1电容元件的连接状态的切换控制，在所述输出端子电压的变化相对较小的情况下，进行不切换所述第1电容元件的连接状态的控制。
28.根据权利要求23所述的输出电路，其特征在于，在所述输出端子和所述第1晶体管的控制端之间、及所述输出端子和所述第2晶体管的控制端之间分别具有第2和第3电容元件。
29.一种差分放大器，其特征在于，包括差分放大级，具有第1和第2输入端及第1和第2输出端，对所述第1和第2输入端之间的信号进行差分接收并将其差分放大，作为输出放大级，具有权利要求23～27中任一项所述的所述输出电路，在所述输出电路的所述第1晶体管的控制端和所述第2晶体管的控制端连接所述差分放大级的第1和第2输出端。
30.根据权利要求29所述的差分放大器，其特征在于，所述差分放大级具有连接至高电位侧电源的第1恒流源；由所述第1恒流源驱动、差分输入来自输入对的电压、由第1导电类型的晶体管对构成的第1差分对；连接至所述第1差分对的输出对的第1负载电路；连接至低电位侧电源的第2恒流源；由所述第2恒流源驱动着、差分输入来自输入对的电压、由第2导电类型的晶体管对构成的第2差分对；和连接至所述第2差分对的输出对的第2负载电路，所述第1和第2负载电路的各自的输出端形成为所述差分放大级的第2、第1输出端。
31.根据权利要求30所述的差分放大器，其特征在于，所述第1和第2负载电路分别由第1和第2电流镜电路构成。
32.根据权利要求30所述的差分放大器，其特征在于，所述第1负载电路利用由第2导电类型的晶体管构成的第1共源—共栅放大器型电流镜电路构成，所述第2负载电路利用由第1导电类型的晶体管构成的第2共源—共栅放大器型电流镜电路构成。所述第1和第2共源—共栅放大器型电流镜电路的输入侧彼此通过第1浮置电流源而耦合，所述第1和第2共源—共栅放大器型电流镜电路的输出侧彼此通过第2浮置电流源而耦合，所述第1差分对的输出对连接至构成所述第1共源—共栅放大器型电流镜电路的纵向排列的2组晶体管对的连接点，所述第2差分对的输出对连接至构成所述第2共源—共栅放大器型电流镜电路的纵向排列的2组晶体管对的连接点。
33.根据权利要求30所述的差分放大器，其特征在于，在所述输出端子和所述第2差分对的输出对中的一方之间、及所述输出端子和所述第1差分对的输出对中的一方之间分别具有第2和第3电容元件。
34.根据权利要求11或30所述的差分放大器，其特征在于，具有将所述第1负载电路的输出端和所述第2负载电路的输出端之间进行耦合的耦合单元。
35.根据权利要求34所述的差分放大器，其特征在于，所述耦合单元包括连接在所述第1负载电路的输出端和所述第2负载电路的输出端之间的至少一个浮置电流源。
36.一种放大器，其特征在于，具有差分放大级，其具有倒相输入端和同相输入端及第1和第2输出端，对所述倒相输入端和所述同相输入端之间的信号进行差分接收并将其差分放大；和具有输入端和输出端的推挽型输出级电路，并且，作为所述差分放大级和所述推挽型输出级电路之间的连接级电路，具有权利要求23～28中任一项所述的所述输出电路，在构成所述连接级电路的所述输出电路的所述第1晶体管的控制端和所述第2晶体管的控制端，连接所述差分放大级的第1和第2输出端，构成所述连接级电路的所述输出电路的输出端子连接所述推挽型输出级电路的输入端，构成所述连接级电路的所述输出电路的所述切换单元，根据输入的所述控制信号，将所述输出电路的所述第1电容元件控制成连接在所述推挽型输出级电路的输出端和所述第1晶体管的控制端之间，或者连接在所述推挽型输出级电路的输出端和所述第2晶体管的控制端之间。
37.根据权利要求36所述的差分放大器，其特征在于，来自所述推挽型输出级电路的所述输出端的输出信号被反馈输入到所述差分放大级的倒相输入端，向所述差分放大级的同相输入端输入信号。
38.一种差分放大器，其特征在于，包括具有同相输入端子、倒相输入端子、第1差分输出端子和第2差分输出端子的差分放大级；和具有输出端子的输出放大级，所述输出放大级具有连接在所述输出端子和第1电源之间、根据来自所述第1差分输出端子的信号将所述输出端子进行充电的第1晶体管；连接在所述输出端子和第2电源之间、根据来自所述第2差分输出端子的信号将所述输出端子进行放电的第2晶体管；电容元件；和电容连接控制回路，至少切换控制以下状态，即，所述电容元件连接在所述输出端子和所述第1差分输出端子之间的第1连接状态，和所述电容元件连接在所述输出端子和所述第2差分输出端子之间的第2连接状态。
39.根据权利要求38所述的差分放大器，其特征在于，所述第1晶体管和所述第2晶体管分别是第1导电类型和第2导电类型。
40.根据权利要求38所述的差分放大器，其特征在于，所述电容连接控制回路具有切换控制以下状态的单元，即，所述电容元件的第1端子连接至所述第1差分输出端子，所述电容元件的第2端子连接至所述输出端子的第1连接状态；和所述电容元件的第1端子连接至所述第2差分输出端子，所述电容元件的第2端子连接至所述输出端子的第2连接状态。
41.根据权利要求38所述的差分放大器，其特征在于，所述电容连接控制回路具有切换控制以下状态的单元，即，所述电容元件的第1端子连接至所述第1差分输出端子，所述电容元件的第2端子连接至所述输出端子的第1连接状态；和所述电容元件的所述第1端子连接至所述输出端子，所述电容元件的所述第2端子连接至所述第2差分输出端子的第2连接状态。
42.根据权利要求38所述的差分放大器，其特征在于，所述电容元件是进行自举作用和相位补偿的电容元件。
43.根据权利要求38所述的差分放大器，其特征在于，包括一端连接所述输出端子，另一端分别连接所述第1和第2差分输出端子的第2和第3电容元件。
44.根据权利要求38所述的差分放大器，其特征在于，所述电容连接控制回路具有第1电容元件；插入在所述第1电容元件的第1端子和所述第1差分输出端子之间的第1开关；和插入在所述第1电容元件的第1端子和所述第2差分输出端子之间的第2开关，所述电容元件的第2端子连接所述输出端子，在所述输出端子的充电期间，所述第1开关闭合，所述第2开关断开，在所述输出端子的放电期间，所述第1开关断开，所述第2开关闭合。
45.根据权利要求38所述的差分放大器，其特征在于，所述电容连接控制回路具有第1电容元件；插入在所述第1电容元件的第1端子和所述第1差分输出端子之间的第1开关；插入在所述第1电容元件的第2端子和所述第2差分输出端子之间的第2开关；插入在所述第1电容元件的第1端子和所述输出端子之间的第3开关；和插入在所述第1电容元件的第2端子和所述输出端子之间的第4开关，在所述输出端子的充电期间，所述第1和第4开关闭合，所述第2和第3开关断开，在所述输出端子的放电期间，所述第1和第4开关断开，所述第2和第3开关闭合。
46.根据权利要求38所述的差分放大器，其特征在于，所述电容连接控制回路具有第1电容元件；插入在所述第1电容元件的第1端子和所述第1差分输出端子之间的第1开关；插入在所述第1电容元件的第2端子和所述第2差分输出端子之间的第2开关；插入在所述第1电容元件的第1端子和所述输出端子之间的第3开关；和插入在所述第1电容元件的第2端子和所述输出端子之间的第4开关，在所述输出端子的充电期间，所述第1和第4开关断开，所述第2和第3开关闭合，在所述输出端子的放电期间，所述第1和第4开关闭合，所述第2和第3开关断开。
47.根据权利要求38所述的差分放大器，其特征在于，所述差分放大级具有连接至高电位侧电源的第1电流源；由所述第1电流源驱动、差分输入来自构成所述同相输入端子和所述倒相输入端子的输入对的电压、由第1导电类型的晶体管对构成的第1差分对；连接至所述第1差分对的输出对、利用由第2导电类型的晶体管构成的第1共源—共栅放大器型电流镜电路构成的第1负载电路；连接至低电位侧电源的第2电流源；由所述第2电流源驱动着、差分输入来自构成所述同相输入端子和所述倒相输入端子的输入对的电压、由第2导电类型的晶体管对构成的第2差分对；和连接至所述第2差分对的输出对，利用由第1导电类型的晶体管构成的第2共源—共栅放大器型电流镜电路构成的第2负载电路，所述第1和第2负载电路的各自的输出端连接至所述第2和第1晶体管的控制端，所述第1共源—共栅放大器型电流镜电路的多级电流镜电路彼此的连接点之一连接所述第1差分对的输出对，把所述连接点的输出侧作为所述第2差分输出端子，所述第2共源—共栅放大器型电流镜电路的多级电流镜电路彼此的连接点之一连接所述第2差分对的输出对，把所述连接点的输出侧作为所述第1差分输出端子。
48.根据权利要求47所述的差分放大器，其特征在于，所述第1和第2共源—共栅放大器型电流镜电路的输入侧的晶体管彼此通过第1浮置电流源而耦合，所述第1和第2共源—共栅放大器型电流镜电路的输出侧的晶体管彼此通过第2浮置电流源而耦合，所述输出放大级的所述第2和第1晶体管的控制端分别连接至所述第1共源—共栅放大器型电流镜电路的输出端和所述第2浮置电流源的连接点，及所述第2共源—共栅放大器型电流镜电路的输出端和所述第2浮置电流源的连接点。
49.一种差分放大器，其特征在于，包括差分放大级和输出级，所述差分放大级具有连接至高电位侧电源的第1电流源；由所述第1电流源驱动、差分输入来自构成所述同相输入端子和所述倒相输入端子的输入对的电压、由第1导电类型的晶体管对构成的第1差分对；连接至所述第1差分对的输出对、由第1共源—共栅放大器型电流镜电路构成的第1负载电路；连接至低电位侧电源的第2恒流源；由所述第2恒流源驱动、差分输入来自构成所述同相输入端子和所述倒相输入端子的输入对的电压、由第2导电类型的晶体管对构成的第2差分对；和连接至所述第2差分对的输出对、由第2共源—共栅放大器型电流镜电路构成的第2负载电路，所述输出级具有连接在所述输出端子和第1电源之间、根据所述第2负载电路的输出将所述输出端子进行充电的第1晶体管；连接在所述输出端子和第2电源之间，根据所述第1负载电路的输出将所述输出端子进行放电的第2晶体管；电容元件；和电容连接控制回路，至少切换控制以下状态，即，所述电容元件连接在所述输出端子与所述第2共源—共栅放大器型电流镜电路的多级电流镜电路的连接点之一的第1连接状态，和所述电容元件连接在所述输出端子与所述第1共源—共栅放大器型电流镜电路的多级电流镜电路的连接点之一的第2连接状态。
50.一种显示装置的数据驱动器，其特征在于，把权利要求38～49中任一项所述的差分放大器用作缓冲部。
51.一种显示装置的数据驱动器，其特征在于，把权利要求38～49中任一项所述的差分放大器用作缓冲部，根据极性信号进行所述电容元件的连接切换控制。
52.一种显示装置，其特征在于，把权利要求38～49中任一项所述的差分放大器用作驱动数据线的电路。
全文摘要
提供一种可以在抑制消耗电力的状态型实现快速化的差分放大器。具有差分放大级(4)和输出放大级(5)。其中，输出放大级(5)具有连接在高电位侧电源VDD和输出端子(3)之间，在控制端子(10)连接差分第1输出的上拉用第1晶体管(101)；连接在输出端子3和低位侧电源VSS之间，在控制端子(20)连接差分第2输出的下拉用第2晶体管(102)电容元件(110)将电容元件(110)自由切换地连接在输出端子(3)和第1晶体管(101)的控制端子(10)之间或输出端子(3)和第2晶体管(102)的控制端子(20)之间的开关(111)、(112)。
文档编号G09G3/20GK1595796SQ2004100589
公开日2005年3月16日 申请日期2004年7月23日 优先权日2003年7月23日
发明者土弘 申请人:日本电气株式会社, 恩益禧电子股份有限公司