专利名称：变换器装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及具有相电流检测部件的PWM3相调制变换器装置。
背景技术：
至今，作为这种相电流检测方法，在根据用PWM调制的正弦波驱动方式来驱动无传感器DC无刷电动机的变换器装置中，从变换器装置的3条输出线中直接检测2条输出线的电流的方法是众所周知的(例如，日本特开2000-333465号专利公报(第9页，第2图))。
下面，对该电路进行说明。在图11中表示出变换器装置及其周边的电路。在变换器装置20的控制电路7中，分别从电流传感器8输入U相的电流，从电流传感器9输入W相的电流。根据这两个电流值，在定子线圈4的中性点，应用克希霍夫(Kirchhoff)电流定律求得V相的电流。根据这些U相、V相和W相的电流值，计算构成无传感器DC无刷电动机11(以后称为电动机)的磁铁转子5的感应电压，进行它的位置检测。而且，根据旋转数指令信号(未图示)等，构成变换器电路10，例如通过控制由IGBT构成的开关元件2，用PWM调制对来自电池1的直流电压进行开关，将正弦波状的交流电流输出到构成电动机11的定子线圈4中。构成变换器电路10的二极管3形成在定子线圈4中流动的电流的环流路径。分别将开关元件2的上臂开关元件定义为U、V和W，将下臂开关元件定义为X、Y和Z。此外，分别将与各开关元件U、V、W、X、Y和Z对应的二极管定义为3U、3V、3W、3X、3Y和3Z。
因为电位在电池1的正侧、负侧变化，使得用分流电阻构成电流传感器8、9存在困难，所以用霍尔元件构成电流传感器8、9。
作为其他的相电流检测方法，表示出用分流电阻检测相电流的方法(例如，日本特开2003-189670号专利公报(第2页、权利要求项2，第14页、图1，第15页、图9))。
下面，对该方式进行说明。在图12中表示出变换器装置及其周边的电路。变换器装置21的控制电路12通过在分流电阻6中生成的电压计算电流。
图13是50％调制，图14是100％调制中的各个3相调制的波形特性图。表示出U相端子电压41、V相端子电压42、W相端子电压43和中性点电压29。用PWM调制以纵轴上所示的Duty(％)实现这些端子电压。中性点电压29是求得各相的端子电压之和除以3而得到的值。此外，相电压是从端子电压削减中性点电压而得到的值，成为正弦波。
图15是在3相调制的1个载波内(载波周期)的定时图。表示出在1个载波内(载波周期)的上臂开关元件U、V和W、下臂开关元件X、Y和Z的ON/OFF(断开)的一个例子。这时，图15是在图13的50％调制中，相位大致为120度的定时图。一般由微型定时器功能具体体现出来。存在着如果同一相的上臂开关元件为ON，则下臂开关元件为OFF，相反地如果上臂开关元件为OFF，则下臂开关元件为ON的关系。但是，为了使显示简明起见，而舍弃上臂开关元件和下臂开关元件的防止短路用空载时间。
在各开关元件的开关工作中，存在(a)、(b)、(c)和(d)的4个状态，分别表示在图16～图19中。
在期间(a)中，上臂开关元件U、V和W全部为OFF，下臂开关元件X、Y和Z全部为ON。U相电流、V相电流分别从下臂开关元件X、Y和并联的二极管3X、3Y流出到定子线圈4，W相电流从定子线圈4流出到下臂开关元件Z。电流在下臂和电动机11之间循环着(以后，称为下循环期间)。因此，处于从电池1不向变换器电路10(电动机11)供给电功率的非通电状态。
在期间(b)中，上臂开关元件U处于ON状态，下臂开关元件Y和Z也处于ON状态。U相电流从上臂开关元件U流出到定子线圈4，V相电流从下臂开关元件Y和并联的二极管3Y流出到定子线圈4。W相电流从定子线圈4流出到下臂开关元件Z。因此，处于从电池1向变换器电路10(电动机11)供给电功率的通电状态。这时，在电源线(分流电阻6)中，流动着U相的相电流。
在期间(c)中，上臂开关元件U、V为ON，下臂开关元件Z为ON。U相电流、V相电流，分别从上臂开关元件U、V流出到定子线圈4，W相电流从定子线圈4流出到下臂开关元件Z。因此，处于从电池1向变换器电路10(电动机11)供给电功率的通电状态。而且，在电源线(分流电阻6)中，流动着W相的相电流。
在期间(d)中，上臂开关元件U、V和W全部为ON，下臂开关元件X、Y和Z全部为OFF。U相电流、V相电流分别从上臂开关元件U、V流出到定子线圈4，W相电流从定子线圈4流入到上臂开关元件W和并联的二极管3W。电流在上臂和电动机11之间循环着(以后，称为上循环期间)。因此，处于从电池1不向变换器电路10(电动机11)供给电力的非通电状态。
如以上那样，能够得知在上臂开关元件U、V和W的ON、OFF状态中有无在电源线(分流电阻6)中流动的电流和其相电流。当没有上臂开关元件为ON(接通)的相时不流动电流(非通电，下循环期间)，当1相为ON时流动该相的电流(通电)，当2相为ON时流动余下的相的电流(通电)，当全部3相为ON时不流动电流(非通电，上循环)。
在图20中，根据图15显示出在图13的50％3相调制中的相位30度、45度、60度、75度、90度中的1个载波内(载波周期)的上臂开关元件U、V和W的ON期间(Duty)。
用细实线表示U相的上臂开关元件U的ON期间，用中实线表示V相的上臂开关元件V的ON期间，用粗实线表示W相的上臂开关元件W的ON期间。用实线箭头表示从电池1到定子线圈4供给电力的通电期间，用U、V和W表示这时在电源线(分流电阻6)中流动的相电流。此外，用虚线箭头来表示非通电期间(下循环期间，上循环期间)。
同样，在图21中，表示出图14的100％3相调制。如图20、图21所示，能够通过分流电阻6，检测1相份数或者2相份数的相电流。表示出当只检测1相份数时，增加或减少一部分的相(上臂开关元件)的ON期间的方法(例如，日本特开2003-189670号专利公报(第2页、权利要求项2，第14页、图1，第15页、图9))。
如图20、图21所示，在3相调制中，载波周期内中央的期间(d)成为非通电期间。此外，在2相调制中，因为使1相固定，所以不存在期间(d)。此外，在载波周期内的前端、后端也分别具有非通电期间。因此，在载波周期内的前半和后半中分别具有通电期间。对于其来说，当与2相调制是1次的情形比较，与载波周期为一半，即，载波频率为2倍等同(以后称为载波周期缩短效果)，PWM调制变得非常细致。因此，3相调制与2相调制比较，电流波动、转矩波动变小，成为低振动低噪声。
在图21的100％调制中，在相位30度上，载波周期内的通电期间只有1次，不能够得到载波周期缩短效果。此外，在相位90度上，因为在载波周期内的前端、后端中没有非通电期间，所以与在前后的载波周期中的通电期间连续。因此，载波周期内的通电期间为2次，但是结果，在每1个载波周期中通电期间成为1次，不能够得到载波周期缩短效果。
此外，作为检测相电流的方法，也提出有与上述方法不同的用分流电阻检测相电流的方法(例如，日本特开2003-284374号专利公报(第7页、图1))。
下面，对该方式进行说明。在图22中表示出变换器装置及其周边的电路。变换器装置22的控制电路13，通过在设置于U相下臂和臂之间的分流电阻15、设置于V相下臂和臂之间的分流电阻16以及设置于W相下臂和臂之间的分流电阻17中生成的各个电压的大小计算电流。
在图23中，表示出与图20对应的下臂开关元件X、Y和Z的ON期间(Duty)。但是，为了使显示简明起见，而舍弃了上臂开关元件和下臂开关元件的防止短路用空载时间。
用细实线表示U相的下臂开关元件X的ON期间，用中实线表示V相的下臂开关元件Y的ON期间，用粗实线表示W相的下臂开关元件Z的ON期间。此外，用粗的虚线箭头表示下循环期间，而用细的虚线箭头表示上循环期间。
同样，在图24中，表示出与图21对应的下臂开关元件X、Y和Z的ON期间(Duty)。电流在分流电阻15中流动的期间，即能够检测出电流的期间是下臂开关元件X的ON期间，电流在分流电阻16中流动的期间，即能够检测出电流的期间是下臂开关元件Y的ON期间。电流在分流电阻17中流动的期间，即能够检测出电流的期间是下臂开关元件Z的ON期间。
因此，在图23中，能够在3相中都检测电流，但是，在图24中，在相位90度只能够检测2相份数(V相，W相)。因此，需要以在相位210度检测W相、U相的电流，在相位330度检测U相、V相的电流的方式进行控制。
如上所述，在进行PWM3相调制的变换器装置中，在特定的相位，载波周期内的通电期间是1次。此外，因为在载波周期内的前端、后端中没有非通电期间，所以与前后的载波周期中的通电期间连续。因此，存在着在特定的相位，不能够得到载波周期缩短效果的情形。
而且，在现有的变换器装置的相电流检测方法中，分别成为课题。
在直接检测来自变换器装置的输出线的电流的方法中，因为电流传感器由霍尔元件、用于产生磁通量的线圈、元件周边电路等构成，所以使得小型化、强化耐振性能成为课题。此外，因为尺寸大，所以能够求得在印刷电路基板上等的配置自由度。
在通过分流电阻检测在电源线中流动的相电流的方法中，当通过分流电阻只能够检测1相份数时，只需要增加或减少一部分的相(上臂开关元件)的ON期间，使控制软件变得复杂。此外，由于只增加或减少该一部分的相(上臂开关元件)的ON期间，成为电流波形畸变，噪声振动恶化的主要原因。
当用变换器装置驱动在空调装置中使用的电动压缩机时，为了防止这种噪声也可以在室内空调等中利用隔音箱等隔音装置。但是，在车辆用的空调装置中使用的电动压缩机中，由于搭载空间、重量等的制约使用隔音装置是困难的。此外，为了防止振动传达到车厢内，必须将振动抑制到很小，但是同样，使用防振装置是困难的。即便在室内空调中也要考虑到环境，而极力要求低振动低噪声。
在通过设置在各相的下臂和臂之间的分流电阻检测相电流的方法中，当存在载波周期内的下臂开关元件的ON期间为0％或者接近0％的相时，只能够检测特定的2相份数。因此，需要变更根据相位检测的2个相，以控制软件变得复杂。此外，因此，在3相中都需要分流电阻，从而使部件数量增加，导致妨害小型化。还需要考虑由分流电阻产生的消耗电功率·发热等的情况。
发明内容
本发明就是为了解决上述问题而提出的，本发明的目的在于提供一种使用无需开发复杂的控制软件，不产生电流畸变，且小型耐振性高的构成，而能够检测相电流的变换器装置。
为了解决上述课题，本发明的变换器装置3相地具有与直流电源的正(第1电源端子)侧连接的上臂开关元件和与直流电源的负(第2电源端子)侧连接的下臂开关元件，通过用PWM3相调制对直流电源的直流电压进行开关，输出正弦波状的3相交流电流。具有控制电路，通过分别在3相的相中的2相中在下臂开关元件和直流电源的负侧之间设置电流检测器，从载波周期内的上臂开关元件的ON期间，在全部3相中削减同一ON周期，检测在设置有电流检测器的相中的2相份数的相电流。
根据上述构成，不需要开发复杂的控制软件，就能够加长下臂开关元件的ON期间。因此，能够产生在1个载波内在下臂开关元件的全部3相中流动电流的期间。从而，只用2个电流检测器就能够检测3相份数的电流(另一相通过计算求得)。此外，因为在全部3相中削减相同的ON期间，没有只增加或减少一部分的相(上臂开关元件)的ON期间，所以3相调制的通电时间保持不变，不产生电流畸变。此外，即便在没有得到载波周期缩短效果的区域中，也能够得到载波周期缩短效果，能够使电流更加平滑。
而且，因为是用特定的2相的电流检测值的方法，所以能够容易地从已有的使用特定的2相的电流检测值的方法，即，直接检测来自变换器装置的输出线的电流的方法进行变更。即，提高了电流检测器在印刷电路基板上等的配置自由度。
此外，通过使电流检测器为分流电阻，而能够实现小型化、并强化耐振耐热性。
本发明的变换器装置能够使用不需要开发复杂的控制软件，不产生电流畸变，使电流更加平滑，并且小型耐振性高的构成，来检测相电流。
对于第一发明，3相地具有与直流电源的正侧连接的上臂开关元件和与直流电源的负侧连接的下臂开关元件。通过用PWM3相调制对直流电源的直流电压进行开关，输出正弦波状的3相交流电流。而且，分别在3相的相中的2相的下臂开关元件和直流电源的负侧之间设置电流检测器。通过从载波周期内的上臂开关元件的ON期间，在全部3相中削减同一ON周期，检测在设置有电流检测器的相中的2相份数的相电流。
根据上述构成，不需要开发复杂的控制软件，就能够加长下臂开关元件的ON期间。因此，能够产生在1个载波内在下臂开关元件的全部3相中流动电流的期间。从而，只用2个电流检测器就能够检测3相份数的电流(另一相通过计算求得)。此外，因为在全部3相中削减相同的ON期间，没有只增加或减少一部分的相(上臂开关元件)的ON期间，所以3相调制的通电时间保持不变，不产生电流畸变。此外，即便在没有得到载波周期缩短效果的区域中，也能够得到载波周期缩短效果，能够使电流更加平滑。
而且，因为是用特定的2相的电流检测值的方法，所以能够容易地从已有的用特定的2相的电流检测值的方法，即，直接检测来自变换器装置的输出线的电流的方法进行变更。即，提高了电流检测器在印刷电路基板上等的配置自由度。
因此，能够得到不需要复杂的控制软件，不产生电流畸变，使电流更加平滑，可以检测3相份数的相电流的变换器装置。
对于第二发明，是在第一发明的变换器装置中，当存在载波周期内的下臂开关元件的ON期间为0％或接近0％的相时，在全部3相中削减上臂开关元件的ON期间的发明。换句话说，如果舍去并不考虑空载时间，则当存在载波周期内的上臂开关元件的ON期间为100％或接近100％的相时进行削减，只当限定高的调制度时进行削减。因此，能够得到控制更加简便的变换器装置。
对于第三发明，是在第一发明的变换器装置中，避开全部上臂开关元件成为ON的期间为0％或0％附近地，即不接近0％地在全部3相中削减上臂开关元件的ON期间。因此，能够确保载波周期缩短效果。因此，可以得到一面维持使3相调制的电流平滑的作用效果，一面不需要复杂的控制软件，不产生电流畸变，使电流更加平滑，能够检测3相份数的相电流的变换器装置。
对于第四发明，是在第一发明的变换器装置中，以全部上臂开关元件成为ON的期间和全部上臂开关元件成为OFF的期间为相同的时间的方式，在全部3相的相中削减上臂开关元件的ON期间的发明，能够使通电期间的间隔相等，提高载波周期缩短效果，使3相调制的电流更加平滑。因此，可以得到进一步提高3相调制的低噪声低振动性，不需要复杂的控制软件，不产生电流畸变，能够检测3相份数的相电流的变换器装置。
对于第五发明，3相地具有与直流电源的正侧连接的上臂开关元件和与直流电源的负侧连接的下臂开关元件，通过用PWM3相调制对直流电源的直流电压进行开关。在由此而输出正弦波状的3相交流电流的变换器装置中，通过在3相中的2相中分别设置检测在上臂开关元件和直流电源的正侧之间的电流的电流检测器，全部3相的相中将同一的ON周期追加在载波周期内的上臂开关元件的ON期间上，能够检测在设置有电流检测器的相中的2相份数的相电流。
根据上述构成，不需要复杂的控制软件，就能够加长上臂开关元件的ON期间。因此，能够产生在1个载波内在上臂开关元件的全部3相中流动电流的期间。从而，只用2个电流检测器就能够检测3相份数的电流。另一相通过计算求得。此外，因为在全部3相中追加同一的ON期间，没有只增加或减少一部分的相(上臂开关元件)的ON期间，所以3相调制的通电时间保持不变，不产生电流畸变。此外，即便在没有得到载波周期缩短效果的区域中，也能够得到载波周期缩短效果，能够使电流更加平滑。
而且，因为是用特定的2相的电流检测值的方法，所以能够容易地从已有的用特定的2相的电流检测值的方法，即，直接检测来自变换器装置的输出线的电流的方法进行变更。即，提高了电流检测器在印刷电路基板上等的配置自由度。
因此，能够得到不需要复杂的控制软件，不产生电流畸变，使电流更加平滑，可以检测3相份数的相电流的变换器装置。
对于第六发明，是在第五发明的变换器装置中，当存在载波周期内的上臂开关元件的ON期间为0％或接近0％的相时，在全部3相中追加上臂开关元件的ON期间的发明。换句话说，如果舍去并不考虑空载时间，则当存在载波周期内的下臂开关元件的ON期间为100％或接近100％的相时进行追加，只当限定高的调制度时进行追加。因此，能够得到控制更加简便的变换器装置。
对于第七发明，是在第五发明的变换器装置中，避开全部下臂开关元件成为ON的期间为0％或0％附近地，即不接近0％地在全部3相中追加上臂开关元件的ON期间。因此，能够确保载波周期缩短效果。此外，可以得到一面维持使3相调制的电流平滑的作用效果，一面不需要复杂的控制软件，不产生电流畸变，使电流更加平滑，能够检测3相份数的相电流的变换器装置。
对于第八发明，是在第五发明的变换器装置中，以全部上臂开关元件成为ON的期间和全部上臂开关元件成为OFF的期间为相同的时间的方式，在全部3相的相中追加上臂开关元件的ON期间。能够使通电期间的间隔相等，提高载波周期缩短效果，使3相调制的电流更加平滑。因此，可以得到进一步提高3相调制的低噪声低振动性，不需要复杂的控制软件，不产生电流畸变，能够检测3相份数的相电流的变换器装置。
对于第九发明，是在第一或第五发明的变换器装置中，将电流检测器作为分流电阻。因此，能够达到小型化和强化耐振性的目的。
对于第十发明，是在第一或第五发明的变换器装置中，将正弦波状的3相交流电流输出到无传感器DC无刷电动机，根据检测出的2相份数的相电流，检测无传感器DC无刷电动机的转子的位置。因此，可以得到小型耐振性高并且不需要复杂的控制软件，不产生电流畸变，且低噪声低振动地驱动无传感器DC无刷电动机的变换器装置。
对于第十一发明，是将第十发明的变换器装置搭载在由无传感器DC无刷电动机驱动的电动压缩机上的发明。搭载在电动压缩机上的变换器装置，因为受到安装空间的制约而需要小型化，需要对来自电动机的振动具有耐振性，所以小型耐振性高，没有电流畸变，能够低振动地驱动电动机的本变换器装置是有用的。
对于第十二发明，是将第一或第五发明的变换器装置搭载在车辆上的发明。在用于车辆的情形中，因为受到搭载空间的制约而需要小型化，受到重量等的制约设置隔音装置和防振装置是困难的，此外，也相对于由行走引起的振动也需要耐振性，所以小型耐振性高，且低噪声低振动的本变换器装置是有用的。
图1是与本发明的实施方式1有关的变换器装置及其周边电路的图。
图2是表示与本发明的实施方式1有关的在相位90度的上臂的ON期间、通电期间和循环期间的特性图。
图3是表示与本发明的实施方式1有关的在相位75度的上臂的ON期间、通电期间和循环期间的特性图。
图4是表示与本发明的实施方式1有关的在相位30度～90度的上臂的ON期间、通电期间和循环期间的特性图。
图5是表示与本发明的实施方式1有关的在相位30度～90度的下臂的ON期间、上循环期间和下循环期间的特性图。
图6是表示与本发明的实施方式2有关的在相位90度的上臂的ON期间、通电期间和循环期间的特性图。
图7是表示与本发明的实施方式2有关的在相位75度的上臂的ON期间、通电期间和循环期间的特性图。
图8是表示与本发明的实施方式2有关的在相位30度～90度的上臂的ON期间、通电期间和循环期间的特性图。
图9是表示与本发明的实施方式2有关的在相位30度～90度的下臂的ON期间、上循环期间和下循环期间的特性图。
图10是表示与本发明的实施方式3有关的变换器装置一体型电动压缩机的剖面图。
图11是直接检测相电流的变换器装置及其周边电路的图。
图12是用电源线的分流电阻检测相电流的变换器装置及其周边电路的图。
图13是表示在50％3相调制中的各相波形的调制的特性图。
图14是表示在100％3相调制中的各相波形的调制的特性图。
图15是3相调制的定时图。
图16是表示图15所示的期间(a)中的电流路径的电路图。
图17是表示图15所示的期间(b)中的电流路径的电路图。
图18是表示图15所示的期间(c)中的电流路径的电路图。
图19是表示图15所示的期间(d)中的电流路径的电路图。
图20是表示50％3相调制的在相位30度～90度的上臂的ON期间、通电期间和循环期间的特性图。
图21是表示100％3相调制的在相位30度～90度的上臂的ON期间、通电期间和循环期间的特性图。
图22是用下臂和臂之间的3个分流电阻检测相电流的变换器装置及其周边电路的图。
图23是表示50％3相调制的在相位30度～90度的下臂的ON期间、上循环期间和下循环期间的特性图。
图24是表示100％3相调制的在相位30度～90度的下臂的ON期间、上循环期间和下循环期间的特性图。
标号说明1电池；2开关元件；3二极管；4定子线圈；5磁铁转子；10变换器电路；11无传感器DC无刷电动机；14控制电路；15、16分流电阻；18连接线；23变换器装置；40电动压缩机。
具体实施例方式
下面，一面参照附图，一面说明本发明的实施方式。此外，本发明不被这些实施方式所限定。
(实施方式1)图1是与本发明的实施方式1有关的变换器装置23及其周边电路的图。与背景技术中的图22的不同点在于没有分流电阻17，控制电路13变成为控制电路14。关于其它的电路单元，与图22相同，可以原封不动地使用其标号等。
控制电路14通过连接线18连接上臂开关元件U、V、W和下臂开关元件X、Y、Z，控制各开关元件。当开关元件为IGBT、功率MOSFET时控制栅极电压，当为功率晶体管时控制基极电流。
在图24的相位90度，在下臂中只流动2相份数(V相，W相)的电流。同样，在相位210度，在W相、U相、相位330度，只流动U相、V相的电流。因此，如图22所示的变换器装置22那样，需要3个分流电阻。
在图2中，表示出在相位90度，使下臂中流动3相份数的电流的方法。图2的上侧原封不动地表示图24的相位90度的情形。在该状态中，不能够得到载波周期缩短的效果。在下侧表示从上臂的U、V和W的各ON期间削减同一的ON期间2α的情形。因为在3相中都削减同一的ON期间，所以不改变U相的电流在电源线中流动的通电期间的长度。即，因为PWM3相调制不变化，所以不发生电流畸变。此外，在载波周期内的前端、后端形成长度α的循环期间。因此，每1个载波周期的通电期间成为2次，能够得到载波周期缩短效果。
这里，载波周期，如一般知道的那样，是PWM调制时的单位时间，是开关的Duty(运行)成为100％的时间。将该时间作为1个周期的频率是载波频率。作为一个例子，当载波频率为5kHz时，载波周期成为200μs。
此外，载波周期缩短效果，如前述的那样，因为在3相调制中，载波周期内中央的期间，此外，载波周期内的前端、后端也分别是非通电期间，所以分成载波周期的前半和后半进行通电。因此，关于通电，与载波周期的一半(载波频率的2倍)等同，PWM调制变得非常细致。如果根据上述例子，则载波周期与100μs等同，载波频率与10kHz等同。
在图3中，表示出相位75度的情形。这时，从上臂的U、V和W的各ON期间削减同一的ON期间2(β-γ)，在载波周期的前端、后端形成长度β的循环期间。与上述同样，因为在3相中都削减同一的ON期间，所以不改变U相、V相的电流在电源线中流动的通电期间的长度。即，因为PWM3相调制不变化，所以不发生电流畸变。
在图4中，表示出将图24的相位90度、相位75度的情形更换成上述图2、图3中的情形。
在图5中，表示出在根据图4的相位30度～90度中的下臂的ON期间、上循环期间和下循环期间。因为舍弃空载时间，所以在相位90度能够确保α的下循环期间，在相位75度能够确保β的下循环期间。因此，在3相中都在下臂流动着电流。同样，即便在相位210度、相位330度及其周边，在U相、V相和W相中也都在下臂中流动着电流。
因此，不需要根据相位(相位90度、相位210度、相位330度等)，变更检测电流的相，能够固定在任何的2相中。在实施方式1中，固定在U相和V相中。余下的W相的电流，可以通过在定子线圈4的中性点，应用克希霍夫电流定律求得。
如上所述，如果通过变更现有的图22中的变换器装置22的控制电路13的控制软件，形成控制电路14，则能够删除分流电阻17。
根据这些检测出的电流值，计算构成电动机11的磁铁转子5的感应电压，并进行其位置检测。
从而，通过削减同一的ON期间的控制软件，在PWM3相调制中不发生变化，不发生电流畸变，不需要根据相位变更检测电流的相，能够将分流电阻削减到2个。此外，即便在没有得到载波周期缩短效果的区域中，也能够得到载波周期缩短效果，能够使电流更加平滑。
此外，在电动机11的驱动中，因为在电流检测(位置检测)中不发生电流畸变，所以能够低噪声低振动地进行驱动。
可以将α、β时间(长度)设定在下臂的ON期间中检测电流所需的最小时间以上(检测电流所需的最小时间以上)。作为检测电流所需的最小时间的一个例子，也与控制电路的性能有关，但是约为3μs。即，如果舍去并不考虑空载时间，则α、β时间(长度)约为3μs，如果应用于作为上述载波周期的一个例子的200μs，则因为α或β处在前端和后端所以合计为6μs，与载波周期的大约3％相当。
其中，当考虑空载时间时，α、β时间(长度)成为在检测电流所需的最小时间上加上空载时间的值。
此外，可以只当如在100％3相调制的相位90度的周边那样，存在载波周期内的下臂开关元件的ON期间为0％或接近0％的相时(当下循环期间的时间短，不能够确保检测电流所需的最小时间时)只削减同一的ON期间。从而，在很多情形中，不需要削减同一的ON期间，能够防止控制电路的复杂化。
通过避开全部上臂开关元件成为ON的期间(上循环期间)为0％或0％附近地，即不接近0％地在全部3相中削减上臂开关元件的ON期间，而能够确保载波周期缩短效果，维持使3相调制的电流平滑的作用效果。在实施方式1中，如图5所示，在相位90度、相位75度，都能够确保全部上臂开关元件成为ON的期间(上循环期间)的长度。
在图4、图5中，表示出特定在相位30度～90度的情形，这是因为即便与该相不同，也能够重复该图形的缘故。
需要2个分流电阻，但是也可以是分流电阻15(U相)和分流电阻16(V相)、分流电阻16(V相)和分流电阻17(W相)、分流电阻17(W相)和分流电阻15(U相)的某个组合。
例如，如果是分流电阻17(W相)和分流电阻15(U相)的组合，则因为能够检测W相和U相的电流值，所以是直接检测来自图11所示的已有的变换器装置的输出线的电流的方法，能够容易地进行从检测W相和U相的电流值的变换器装置20的变更。即，删除电流传感器8、电流传感器9，追加分流电阻17、分流电阻15，可以通过变更削减上述同一的ON期间的控制软件，实现从控制电路7到控制电路14的变更。
其中，在实施方式1中，如果也在图1中追加分流电阻17(W相)，实施同样的调整，则因为在3相中都在下臂中流动着电流，所以在1个载波内可以在3相中都检测出电流。因此，不需要从2相份数的电流值计算余下的一个相的电流，使得控制软件变得简单。此外，在图1中，分流电阻15(U相)、分流电阻16(V相)是必不可少的，但是即便设置分流电阻17(W相)，也没有妨碍。
分流电阻15和分流电阻16是一个电流检测器。作为电流检测器，除了这些电阻外，还可以使用霍尔元件，使用二极管的顺方向电压的元件等，没有特别的限定。
(实施方式2)图6～图9表示与本发明的实施方式2有关的特性图。变换器装置及其周边电路和与本发明的实施方式1有关的图1相同。
图6的上侧原封不动地表示出图24的相位90度的情形。在下侧表示出从上臂的U、V和W的各ON期间削减同一的ON期间2δ，使上循环期间的长度(2δ)和下循环期间的长度(2δ＝δ+δ)相同的情形。
同样，在图7中，在下侧表示出当相位75度时，从上臂的U、V和W的各ON期间削减2(τ-γ)，使上循环期间的长度(2τ)和下循环期间的长度(2τ＝τ+τ)相同的情形。
因此，在前后的载波中，通电期间的间隔相等，从而提高了载波周期缩短效果，使3相调制的电流更加平滑。
在图8中，表示出将图24的相位90度、相位75度的情形更换成上述图6、图7的情形。
在图9中，表示出在根据图8的相位30度～90度中的下臂的ON期间、上循环期间、下循环期间。因为舍弃了空载时间，所以在相位90度确保δ的下循环期间，在相位75度，确保τ的下循环期间。
(实施方式3)在图10中，表示出紧贴在电动压缩机40右侧安装着变换器装置23的图。在金属制框体32中设置着压缩机构部28、电动机11等。
从吸入口33吸入制冷剂，通过由电动机11驱动压缩机构部28(本例中为涡管)，使制冷剂压缩。该已压缩的制冷剂，当通过电动机11时冷却电动机11，从吐出口34吐出。
以将变换器装置23安装在电动压缩机40中的方式，使用盒30。用经过低压配管38的低压制冷剂冷却成为发热源的变换器电路单元10。以在该冷却中不结露的方式，将变换器装置23配置在吸入管38的下方，也使变换器电路单元10的周围温度下降，使温度差变小。
在电动压缩机40的内部与电动机11的线圈连接的端子39与变换器电路单元10的输出单元连接。在用保持单元35固定在变换器装置23上的连接线36中，具有接到电池1的电源线和与发送旋转数信号的空调控制器(图中未画出)连接的信号线。
因为在这样的变换器装置一体型电动压缩机中，需要变换器装置23小，振动方面的性能强，能够低振动地驱动电动压缩机的电动机，所以作为本发明的实施方式是合适的。
此外，在上述各实施方式中，将电池作为直流电源，但是不限于此，也可以是对商用交流电源进行整流的直流电源。这里将无传感器DC无刷电动机作为电动机，但是也能够应用感应电动机等。此外，作为车辆用，在电动汽车、电瓶车、燃料电池车等的没有发动机噪声的车辆中肃静性的效果很大。
此外，列举出3相的情形为例，但是即便在3相以上的多相中也同样能够应用本发明。
此外，表示出分别在3相中的2相的下臂开关元件和直流电源的负侧之间设置分流电阻的情形。因为下臂开关元件和电动机之间的电流与下臂开关元件和直流电源的负侧之间的电流相等，所以也可以以能够检测与电动机之间的电流的方式，将分流电阻配置在下臂开关元件的上侧。
进一步，在下循环中，列举出检测电流的情形为例，但是也能够适用于在载波周期中央附近的上循环中检测电流的情形。这时，2相份数地设置检测上臂和电源的正侧之间的电流的分流电阻，在3相100％调制的相位30度、相位45度等上，在3相中都追加同一的ON期间。这时也能够得到同样的作用效果。
工业上的可利用性如以上那样，因为与本发明有关的变换器装置能够不需要开发复杂的控制软件，不产生电流畸变，小型耐振性高地检测相电流，所以能够适用于各种民生用制品、各种产业用设备。也可以适用于作为负载的电动机以外的交流设备。
权利要求
1.一种变换器装置，其特征在于该变换器装置3相地具有与直流电源的正侧连接的上臂开关元件和与所述直流电源的负侧连接的下臂开关元件，通过用PWM3相调制对所述直流电源的直流电压进行开关，输出正弦波状的3相交流电流，其中，具有控制电路，通过在3相中的2相中分别设置检测在所述下臂开关元件和所述直流电源的负侧之间流动的电流的电流检测器，从载波周期内的上臂开关元件的ON期间，在全部3相的相中削减同一ON周期，检测在设置有所述电流检测器的相中的2相份数的相电流。
2.根据权利要求1所述的变换器装置，其特征在于在所述全部3相的相中削减上臂开关元件的ON期间是当存在载波周期内的下臂开关元件的ON期间为0％或接近0％的相时进行的。
3.根据权利要求1所述的变换器装置，其特征在于在所述全部3相的相中削减上臂开关元件的ON期间是避开全部上臂开关元件成为ON的期间为0％或0％附近而进行的。
4.根据权利要求1所述的变换器装置，其特征在于在所述全部3相的相中削减上臂开关元件的ON期间是以全部上臂开关元件为ON的期间和全部上臂开关元件为OFF的期间成为大致相同的时间的方式而进行的。
5.一种变换器装置，其特征在于该变换器装置3相地具有与直流电源的正侧连接的上臂开关元件和与所述直流电源的负侧连接的下臂开关元件，通过用PWM3相调制对所述直流电源的直流电压进行开关，输出正弦波状的3相交流电流，其中，具有控制电路，通过在3相中的2相中分别设置检测在所述上臂开关元件和所述直流电源的正侧之间流动的电流的电流检测器，将全部3相的相中相同的ON周期追加到载波周期内的上臂开关元件的ON期间上，检测在设置有所述电流检测器的相中的2相份数的相电流。
6.根据权利要求5所述的变换器装置，其特征在于在所述全部3相的相中追加上臂开关元件的ON期间是当存在载波周期内的上臂开关元件的ON期间为0％或接近0％的相时而进行的。
7.根据权利要求5所述的变换器装置，其特征在于在所述全部3相的相中追加上臂开关元件的ON期间是避开全部下臂开关元件成为ON的期间为0％或0％附近而进行的。
8.根据权利要求5所述的变换器装置，其特征在于在所述全部3相的相中追加上臂开关元件的ON期间是以全部上臂开关元件为ON的期间和全部上臂开关元件为OFF的期间成为大致相同的时间的方式而进行的。
9.根据权利要求1或5所述的变换器装置，其特征在于所述电流检测器是分流电阻。
10.根据利要求1或5所述的变换器装置，其特征在于将所述正弦波状的3相交流电流输出到无传感器DC无刷电动机，根据所述检测出的2相份数的相电流，检测所述无传感器DC无刷电动机的转子的位置。
11.根据权利要求10所述的变换器装置，其特征在于将其搭载在以所述无传感器DC无刷电动机作为驱动源的电动压缩机上。
12.根据权利要求1或5所述的变换器装置，具特征在于将其搭载在车辆上。
全文摘要
本发明提供无需开发复杂的控制软件，不产生电流畸变，小型且耐振性高并能够检测相电流的变换器装置。在3相中的2相的下臂开关元件(X，Y，Z)和直流电源的负侧之间分别设置有作为1种电流检测器的分流电阻(15)、(16)。在全部3个相中从载波周期内的上臂开关元件(U，V，W)的ON(接通)期间，只削减相同的ON周期。因此，检测设置有分流电阻(15)、(16)的相中的2相份数的相电流。本发明提供通过用内置在控制电路(14)中的控制软件经过连接线(18)控制变换器电路(10)，解除控制软件复杂化，能够不产生电流畸变地检测相电流的变换器装置。
文档编号F25B1/04GK1989686SQ20058002440
公开日2007年6月27日 申请日期2005年7月19日 优先权日2004年7月20日
发明者后藤尚美 申请人:松下电器产业株式会社