功率半导体器件的电流检测电路的制作方法

专利名称：功率半导体器件的电流检测电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及功率半导体器件的电流检测电路，尤其涉及用于检测在诸如二极管或例如双极型晶体管、MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(绝缘栅双极型晶体管)的晶体管等功率半导体器件中流动的电流的电流检测电路。
背景技术：
装载有IGBT和续流二极管(以下简称FWD)的IGBT模块是一种类型的功率半导体器件，该IGBT模块用于诸如逆变器或DC(直流)斩波电路的功率转换装置中。为了控制这种功率转换装置的电路，通常必须检测输出电流。对于输出电流检测， 通常采用以下两种方法。(1) 一种使用例如电流变压器或DCCT(直流电流变压器)的电流检测设备的方法。(2) 一种使用称作分流电阻器的电阻器来检测电流的方法。图4示出使用DCCT的常规三相逆变器装置的结构示例。参考图4，DCCT 105利用专利文献3的

图18所示的环形磁芯和霍尔元件，其中通过检测由在经过该磁芯的主电路布线中流动的电流所产生的磁场来检测该电流。图4所示逆变器101设置有置于主输出布线周围的DCCT 105以及接收所检测的电流值的控制电路102。图5示出图4所示逆变器装置的一相的下臂中的输出电流、IGBT电流及FWD电流之间的关系。假若当电流从逆变器装置向外流出时该输出电流的方向为正，则正电流在逆变器装置下臂的FWD 202中流动，且之后负电流在逆变器装置下臂的IGBT 201中流动，如图4的右侧所示。在此，负电流是引入到逆变器装置中的电流。输出电流是这些正电流和负电流的反复。在构成逆变器装置的IGBT和FWD中，有称作“感测IGBT，，和“感测FWD，，的执行电流检测功能类型的IGBT和FWD。以下描述半导体器件(尤其是具有感测功能的IGBT元件) 示例的功能。图6(a)和6(b)示出具有感测功能的IGBT元件的电路符号(图6(a))和等效电路(图6(b))。电路符号被表示为图6(a)的符号，而等效电路由图6(b)的电路来表
7J\ ο一般的IGBT由数千或数万个具有相同结构的单元构成。一部分单元用于电流检测。用于电流检测的一部分的IGBT单元被称作“感测区”而其它IGBT单元被称作“主区”。 通常，主区中的单元数Nm与感测区中的单元数Ns之比Nm/Ns设置成数千，其中Nm和Ns是正整数。尽管主区的集电极端子和感测区的集电极端子被制成为共用的，但是发射极端子却分离成主发射极端子(简称为主端子)和电流检测用感测发射极端子(简称为感测端子)。
同样地，在FWD的情形下，分离一部分FWD芯片以用于电流检测；阳极端子分离成主阳极端子(简称为主端子)和电流检测用阳极端子(简称为感测端子)。包含感测FWD 的FWD的等效电路与图6(b)所示的包含感测IGBT的IGBT的等效电路相似。感测IGBT的图6(b)中的符号针对感测FWD而改变成主区的内部电阻RdmO、感测区的内部电阻RdsO、 主区的阈值电压RdthmO、以及感测区的阈值电压VdthsO。图7示出图4的逆变器装置的一相中的电流的模拟波形。电流的波形包括输出电流、在下臂IGBT中流动的电流、以及在下臂FWD中流动的电流。如图7所示，仅当输出电流为负(即在电流引入到逆变器装置中的方向上)时，下臂IGBT中的电流流动。另一方面， 仅当输出电流为正(即在电流从逆变器装置流出的方向上)时，下臂FWD中的电流流动。当生成正输出电流时，从不生成负输出电流；而当生成负输出电流时，从不生成正输出电流。图8示出使用针对IGBT和FWD两者采用共用分流电阻器的电流检测电路的逆变器装置的构造的常规示例。针对IGBT和FWD使用共用分流电阻器的图8的电流检测电路具有连接在逆变器101下臂中的分流电阻器106。当下臂的IGBT 201在导通状态时，输出电流在下臂中流动，且由控制电路102检测分流电阻器106中的电压降来检测输出电流。例如在专利文献1中公开了采用分流电阻器的电流检测电路。图9示出使用针对IGBT和FWD采用分流电阻器的电流检测电路的逆变器装置的构造的常规示例。该电流检测电路为感测IGBT设置一分流电阻器106，而为感测FWD设置另一分流电阻器。在分流电阻器中流动的电流被检测，并被传送到控制电路102。例如在专利文献2和3中公开了该类型的电流检测电路。分流电阻器106分别连接至逆变器101的下臂中的感测IGBT和FWD，如图9所示。当下臂中的IGBT 203处于导通状态时，输出电流通过下臂的IGBT 203而流至接地。分流电阻器106中的电压降被传送至控制电路102以便检测输出电流。当FWD 204处于导通状态时，输出电流通过下臂的FWD 204流至电动机 104。分流电阻器106中的电压降被传送至控制电路102以便检测输出电流。在下臂的IGBT 203的导通状态中，流过IGBT 203的感测端子的电流原则上对应于以下公式1所示的单元数之比Nm/Ns。Im/Is = (Nm+ Ns)/Ns N Nm / Ns (公式 ι)其中Lii是主电流，即在主IGBT中流动的电流，Is是感测电流，即在感测IGBT中流动的电流，
Nm是主区中的单元的数目，以及Ns是感测区中的单元的数目。感测电流Is由连接至图9所示IBGT 203的感测端子的分流电阻器Rs检测，而主电流Lii是基于以下的公式2来计算的。Im = (Nm/Ns) · Is= (Nm/Ns) · (Vs/Rs)(公式 2)使用承载主电流的分流电阻器Rs来检测主电流Lii的方法具有分流电阻器中损耗大的问题。但是，以上描述的方法在分流电阻器中产生不显著的损耗，因此，消除了效率降低和电阻器尺寸增大的问题。然而，该方法仍具有电流检测精确性的问题。逆变器控制通常要求1-2%的电流检测精度。使用连接至感测区的分流电阻器的方法呈现低精度，因而不能满足电流检测精度的上述要求。低精度可能由以下两个因素造成。(a)主区和感测区的特性差异的因素仅在单元特性在主区和感测区之间相同的假设下，电流幅值之比和单元数之比之间相等是有效的。实际上，特性是变化的，且主电流和感测电流之比不是恒定的。因此，不能假设主电流和感测电流之间的线性关系。(b)分流电阻器影响的因素由于连接至感测端子的分流电阻器Rs中的电流，形成电压降。因此，在主端子和感测端子之间产生电位差，从而扰乱主电流与感测电流的恒定比。图10是示出包含采用图9所示分流电阻器的电流检测电路的逆变器装置的一相部分的构造的框图。在图10的构造中，采用分流电阻器的电流检测电路210连接至下臂中的感测IGBT 203的感测端子和感测FWD 204的感测端子。[专利文献1]日本未审查专利申请公开No.2003-274667(具体为图7)[专利文献2]日本未审查专利申请公开No.2009-268336(具体为图1)[专利文献3]日本未审查专利申请公开No.2000-134955(具体为图1和图18)以上描述的常规电流检测方法具有以下问题。如图4所示地采用DCCT的电流检测方法具有的问题有由于使用霍尔传感器元件和磁芯，该方法通常较昂贵；且由于DCCT 周围的温度变化，输出特性发生改变。附加的问题有，由于使用磁芯，检测器尺寸较大，这对功率转换装置的尺寸减小提出了限制。如图8所示地采用分流电阻器的电流检测方法具有的问题有在分流电阻器中产生功率损耗，这降低功率转换装置的功率转换效率。附加的问题是，为了允许大损耗，电阻器本身的尺寸变大，这对功率转换装置的尺寸减小提出了限制。如图9所示地采用分流电阻器的电流检测方法具有的另一问题有由于感测IGBT 的特性和主IGBT的特性之间的差异，不可能高精度地测量电流。感测FWD的特性和主FWD 的特性之间也存在差异。

发明内容
鉴于以上问题，本发明的目的在于解决问题，该目的包括(1)防止可能由采用DCCT或分流电阻器所导致的尺寸和损耗增大；(2)防止可能由利用具有感测功能的功率半导体器件所导致的电流检测精度的下降；以及(3)在校正电路中完成数字控制并抑制电路规模以用于改善采用具有感测功能的功率半导体器件的电流检测电路中的电流检测精度。更具体地，要由本发明解决的问题包括(a)通过利用具有感测功能的功率半导体器件的感测功能检测电流来获得具有小尺寸和低损耗的电流检测电路；(b)通过校正如以上问题(a)中所描述的这种电流检测电路中的主电流Lii和感测电路Is之间的线性度来改善电流检测精度；(c)使用于线性度校正的校正电路是数字控制的且具有实际可行的电路规模；以及(d)通过采用单个共用电流检测电路来减小电流检测电路的规模，该单个共用电流检测电路常规地由在保持改善的电流检测精度的同时为检测感测IGBT电流和检测感测 FffD电流而设置的各个电流检测电路来构成。为了解决上述问题，根据本发明的功率半导体器件的电流检测电路执行具有感测功能的功率半导体器件的电流检测，该功率半导体器件包括分开的主区和电流检测用感测区，且所具有的主端子连接至主区而感测端子连接至感测区和电流检测电路。电流检测电路包括电流-电压转换电路，其接收要检测的电流并将该电流转换成电压信号，该电流是从感测端子传送的；输出电平调节器，其调节从电流-电压转换电路传送的电流感测信号的输出电平；电流方向检测电路，其基于从电流-电压转换电路传送的电流感测信号检测在具有感测功能的功率半导体器件中流动的电流的方向，并向外部 CPU提供方向信号；第一可变电压源电路，其根据由CPU传送的、与在具有感测功能的功率半导体器件中流动的电流方向相对应的增益设置信号来生成校正增益；第二可变电压源电路，其根据由CPU传送的、与在具有感测功能的功率半导体器件中流动的电流方向相对应的偏移设置信号来生成校正偏移；以及加法器电路，其将第一可变电压源电路的输出和第二可变电压源电路的输出相加，并向电流-电压转换电路提供相加结果；其中对应于相加结果调整感测端子处的电位以便对主区特性和感测区特性之间的差进行校正。功率半导体器件的电流方向检测电路优选由具有迟滞功能的比较器构成，其具有两个输入端子，其中一个端子连接至GND而另一端子连接至电流-电压转换电路的输出，并对应于电流-电压检测电路的输出电平而检测在具有感测功能的功率半导体器件中流动的输出电流的方向。在功率半导体器件的电流检测电路中，具有感测功能的功率半导体器件优选为具有感测功能的IGBT或者是具有感测功能的FWD，且CPU输出IGBT的增益设置信号和偏移设置信号或者输出FWD的增益设置信号和偏移设置信号，以便通过信号电流检测电路对IGBT 的主区特性和感测区特性之间的差异进行校正以及对FWD的主区特性和感测区特性之间的差异进行校正。根据本发明的电流检测电路，检测输出电流的方向并对应于所检测的结果调整校正参数，由此归因于电路规模减小和部件数量减少而实现小尺寸和低成本。还实现了高精度电流检测。应用本发明的电流检测电路的逆变器装置需要在一个臂中仅设置一个电流检测电路。从而显著减小逆变器装置中的电路规模和部件数量。附图简述图1示出应用根据本发明的实施方式示例的功率半导体器件的电流检测电路的逆变器装置的一相部分；图2示出根据本发明的实施方式示例的一相的功率半导体器件的电流检测电路的具体构造；图3示出图2所示电流方向检测电路的操作中的波形和输出电流的波形；
图4示出采用DCCT的常规逆变器装置的构造示例；图5示出图4所示常规逆变器装置的一相部分的下臂中的IGBT电流、FWD电流、 以及输出电流之间的关系；图6 (a)和6 (b)示出IGBT元件示例中的具有感测功能的半导体器件的电路符号 (图6(a))和等效电路(图6(b))；图7示出常规逆变器装置的一相部分中的输出电流、以及IGBT和FWD中的电流的模拟波形；图8示出采用针对IGBT和FWD应用共用的分流电阻器的电流检测电路的常规逆变器装置的构造示例。图9示出采用针对IGBT和FWD分别应用采用分流电阻器的电流检测电路的常规逆变器装置的构造示例。图10是示出包括采用分流电阻器的两个电流检测电路的图9的常规逆变器装置的一相部分的构造示例的框图。符号描述1: IGBT 元件2，310:电流检测电路3 =CPU (中央处理单元)11:FWD 元件22 第一可变电压源23 第二可变电压源24 电流-电压转换电路25:输出电平调节器26 加法器电路27:电流方向检测电路101 逆变器装置102:控制电路103，403:DC 电源104:电动机201，301: IGBT202,302 =FffD203，303 具有感测功能的IGBT204，304 具有感测功能的FWD221 输出(增益)调整器23I 输出(偏移)调整器271 迟滞比较器
具体实施例方式将在下文中参考附图具体描述根据本发明的一些优选实施例。图1示出应用根据本发明的功率半导体器件的电流检测电路的逆变器装置的一相部分。向图1所示逆变器装置的下臂应用具有如图8和图9所示地采用(多个)分流电阻器的常规构造的电流检测电路，不能获得满意的电流检测精度。可通过仅使用一个根据本发明的的电流检测电路310来进行逆变器装置的一相部分中的电流检测，从而在不使用具有如图10所示常规构造的两个电流检测电路210或者如图9所示地采用分流电阻器的常规电流检测电路的情况下允许获得满意的电流检测精度。图1所示的本发明的电流检测电路310在图2中具体示出。图1示出逆变器装置的一相部分的构造，其中存在连接在DC电源403的端子之间的IGBT元件301和具有感测功能的IGBT元件303的串联连接电路。FWD 302连接在IGBT 元件301的集电极和发射极之间；而具有感测功能的FWD 302连接在具有感测功能的IGBT 元件303的集电极和发射极之间。电流检测电路310连接在感测端子的连接点和接地之间。 电流检测电路310输出检测到的信号作为电流感测输出信号。图2示出根据本发明一实施例的一相的功率半导体器件的电流检测电路的具体构造。参考图2，根据本发明一实施例的功率半导体器件的电流检测电路2包括电流-电压转换电路M、第一可变电压源电路22、第二可变电压源电路23、输出电平调节器25、加法器电路26、以及电流方向检测电路27。电流检测电路2连接到图2的左上部所示具有感测功能的IGBT元件1的感测端子S和图2的左下部所示具有感测功能的FWD元件11的感测端子S之间的点。感测端子S、S之间的线平行于IGBT元件1和FWD元件11的主端子M、M 之间的线而连接至IGBT元件1和IGBT元件11。输出电平调整器25由包括运算放大器和电阻器R2、R3和R4的加法器电路构成，并调整电流感测输出的增益和偏移，电流感测输出是来自电流-电压转换电路M的输出。电流方向检测电路27具有包括迟滞比较器271的构造，迟滞比较器271具有非逆变输入端子，其是连接至电流-电压转换电路M的输出侧的正(+)端子；以及逆变输入端子，其是连接至GND(接地)的负⑴端子。来自电流方向检测电路27的输出信号(其是来自迟滞比较器271的输出信号)被传送至置于外部的CPU 3。参考图3简单地描述电流方向检测电路27的操作，图3示出图2所示电流方向检测电路27的操作中的波形。在如图3的中部所示的电流-电压转换电路M的输出比GND 电平大的周期期间，电流方向检测电路27的输出(其是迟滞比较器271的输出)处于高电平“高(Hi)”。另一方面，在电流-电压转换电路对的输出比GND电平小的周期期间，电流方向检测电路27的输出(其是迟滞比较器271的输出)处于低电平“低(Lo)”。在电流-电压转换电路M的输出比GND电平大的周期期间，输出电流在从逆变器装置的下臂向外的方向上流动。由于电流-电压转换电路M在该周期(电流在FWD中流动的周期)中输出正电压，比较器271输出Hi信号。在此，电流-电压转换电路M的输出不是连续的而是脉冲宽度调制(PWM)的，因为功率半导体元件在开关模式下工作。当FWD 处于截止状态时，例如，由于不存在感测电流，电流-电压转换电路M的输出处于零伏电平。在该状态下，至比较器271的两个输入信号的电压电平处于相同幅值量级。因此，比较器271的输出变得不稳定，且电流方向检测电路27可能会不稳定地工作。为了避免该不稳定工作，迟滞设置成比较器271的判定电平。当比较器271的输出信号处于“Hi”电平时， 例如，比较器271的判定电平略有降低以便获得“Hi”电平的稳定输出。当输出电流的方向改变成流入逆变器装置的下臂中时，电流-电压转换电路M的输出比GND电平低。由于电流-电压转换电路M在该周期(电流在IGBT中流动的周期) 中输出负电压，比较器271输出“Lo”电平信号。与上述的情形相似，电流-电压转换电路M 的输出不是连续的而是脉冲宽度调制(PWM)的，因为功率半导体元件在开关模式下工作。 当IGBT处于截止状态时，至比较器271的两个输入信号的电压电平处于相同幅值量级。因此，电流方向检测电路27可能不稳定地操作。在该情形下，与先前描述的FWD电流周期的情形不同地，比较器271的输出信号处于“Lo”电平，且比较器271的判定电平略有升高以便获得“Lo”电平的稳定输出信号。上述操作允许电流方向检测电路27稳定地检测流经感测端子S的电流的方向。迟滞比较器271的输入可互换，且电流方向检测电路可由反转逻辑的输出来构成。图2所示的第一可变电压源电路22由两个逆变放大器和一个输出增益调整器221 来构成。输出增益调整器221包括梯形电路，其连接至电流-电压转换电路M的输出；以及位信号解码器，其根据对应于由外部CPU 3传送的数字信号、增益设置信号的位设置来执行开关操作。尽管图2示出4位分辨率的示例，第一可变电压源电路22不限于该构造。 第二可变电压源电路23具有的构造为，其中基准电位传送IC(集成电路)被添加到第一可变电压源电路22的构造中。具有基准电位传送IC的第二可变电压源电路23未连接至电流-电压转换电路24。第二可变电压源电路23的输出偏移调整器231包括梯形电路，其连接至添加的基准电位传送IC;以及位信号解码器，其根据对应于由外部CPU传送的数字信号、偏移设置信号的位设置来执行开关操作。尽管图2示出4位分辨率的示例，但第二可变电压源电路23不限于该构造。由具有运算放大器与电阻R5、R6和R7的加法器电路沈将第一可变电压源电路22和第二可变电压源电路23的输出电压相加。加法器电路沈的输出信号被传送至电压-电流转换电路M的基准电压端子(“ + ”端子)。由于电流-电压转换电路M的运算放大器的“ + ”端子和“ + ”端子是虚拟短路的，该电路构造允许感测端子 S处的电位被固定在加法器电路沈的输出电压。如果加法器电路沈的输出电压是零伏，则感测端子S处的电位与感测电流的幅值无关地固定于GND电位，从而消除分流电阻器中电压降的不期望影响，分流电阻器中电压降在常规技术中是个问题。此外，为了使加法器电路沈的输出电压根据由电流-电压转换电流M检测的电流值而变化，根据由外部CPU 3传递的增益设置信号和偏移设置信号来设置增益Kg和偏移 Ko0如上所述，将Kg设置为用于校正内部电阻差的参数，而将Ko设置为用于校正内部阈值电压差的参数。因此，感测端子S处的电压Vs对应于在IGBT中流动的电流，根据以下等式变化Vs = KgXIs+Ko其中Kg是增益，而Ko是偏移。因为增益Kg和偏移Ko分别起到虚拟电阻和虚拟偏压的作用，可通过将参数调整为满足以下公式来对主区特性和感测区特性之差进行校正。
RmO N RsO + Kg
VthmO N VthsO + Ko其中RmO是主区的内部电阻，RsO是感测区的内部电阻，
VthmO是主区的阈值电压，以及VthsO是感测区的阈值电压。可根据由外部CPU 3传送的增益设置信号和偏移设置信号，将增益Kg和偏移Ko 设置为正值或负值。增益Kg和偏移Ko针对电流在IGBT元件1中流动的情形。对于电流在FWD 11中流动的情形而言，类似的考虑过程是适当的。感测端子S处的电压Vds对应于在FWD中流动的电流，根据以下等式变化Vds = KgXIds+Ko其中Kg是增益，而Ko是偏移。因为增益Kg和偏移Ko分别起到虚拟电阻和虚拟偏压的作用，可通过将参数调整为满足以下公式来对主区特性和感测区特性之差进行校正。
RdmO N RdsO + Kg
VdthmO N VdthsO + Ko其中RdmO是主区的内部电阻，RdsO是感测区的内部电阻，VdthmO是主区的阈值电压，以及VdthsO是感测区的阈值电压。下文描述根据本发明的图2所示实施例的功率半导体器件的电流检测电路的整体操作。第一可变电压源电路22接收作为电流-电压转换电路M的输出的电压Vi，并根据基于来自外部CPU 3的增益设置信号的位信号设置输出在-Vi至+Vi (对应于-1至+1 的增益Kg)范围中的输出电压。第二可变电压源电路23接收作为基准电位传送IC的输出的电压Vref，并根据基于来自外部CPU 3的增益设置信号的位信号设置输出在-Vref至 +Vref(对应于-1至+1的偏移Ko)范围中的输出电压。因此，可基于来自外部CPU 3的增益设置信号和偏移设置信号来调整第一可变电压源电路22的输出和第二可变电压源电路23的输出。具有感测功能的功率半导体器件的主区和感测区的特性差异可认为近似于阈值电压VthmO和VthsO以及VdthmO和VdthsO之差，以及内部电阻RmO、RsO以及RdmO、RdsO之差。通过对阈值电压和内部电阻进行校正，获得改善的线性度以及电流检测精度。以下将更具体地描述该问题。如图3所示，逆变器装置的下臂中的输出电流分成电流在IGBT中流动的周期中的一电流和电流在FWD中流动的周期中的一电流。当电流-电压转换电路M输出比GND电平低的电压(即负电压)的周期中，输出电流通过IGBT流入逆变器装置的下臂中。在该周期中针对IGBT元件1的主电流Lii和感测电流Is进行线性校正，如下所述。在本发明的电流检测电路2中，第一可变电压源电路22的输出电压允许由来自外部CPU 3的增益设置信号将增益Kg设置成调整输出增益调整器221，以便使第一可变电压源电路22的输出电压对应于由电流-电压转换电路M检测的电流而变化。第二可变电压源电路23的输出电压允许通过根据来自外部CPU 3的偏移设置信号调整输出偏移调整器 231来设置偏移Ko。基于按照如上所述的方式设置的增益因子Kl和增益因子K2将第一可变电压源电路22的输出和第二可变电压源电路23的输出相加。由以下等式来表示相加结果Vs = (R7/R5) X (RlXIs) XK1+(R7/R6) XVref XK2= {(R7/R5) XRl XK1} XIs+{(R7/R6) XVrefXK2}因此，增益Kg是用于表示虚拟电阻的因子，而偏移Ko是用于表示虚拟偏压的因子。来自加法器电路沈的相加输出被连接至设置在电流-电压转换电路M中的运算放大器的“ + ”端子，即基准端子。来自电流-电压转换电路M的运算放大器的输出被提供给与 “ + ”端子虚拟短路的“_”端子，且因此，最终变为感测端子S处的电位。在此，由外部CPU 3来调整增益Kg和偏移增益Ko，从而满足以下公式
RmO N RsO + {(R7 / R5) χ Rl χ ΚΙ}
VthmO N VthsO + {(R7 / R6) χ Vref χ Κ2}因此，对IGBT 1的主区和感测区之间的特性差异进行校正以便使Im-Is特性呈线性。在电流在下臂中的FWD 11中流动的周期中，如下所述地执行对FWD元件11中的主电流Idm和感测电流Ids的线性度校正。在该周期中，输出电流从逆变器装置的下臂向外流出且电流-电压转换电路M的输出比GND电平高且是正电压。在本发明的电流检测电路2中，第一可变电压源电路22的输出电压允许根据来自外部CPU 3的增益设置信号设置调整输出增益调整器221的增益Kg，以便使第一可变电压源电路22的输出电压对应于由电流-电压转换电路M检测的电流而变化。第二可变电压源电路23的输出电压允许根据来自外部CPU 3的偏移设置信号设置调整输出偏移调整器 231的偏移Ko。基于按照如上所述的方式设置的增益Kg和偏移Ko将第一可变电压源电路22的输出和第二可变电压源电路23的输出相加。由以下等式来表示相加结果Vds = (R7/R5) X (RlXIds) XK1+(R7/R6) X Vref XK2= {(R7/R5) XRIXK1} X Ids+{(R7/R6) X Vref X K2}因此，增益Kg是用于表示虚拟电阻的因子，而偏移Ko是用于表示偏压的因子。来自加法器电路26的相加输出被传送至设置在电流-电压转换电路M中的运算放大器的 “ + ”端子，即基准端子。来自电流-电压转换电路M的运算放大器的输出被提供给与“ + ” 端子虚拟短路的“_”端子，且因此，最终变为感测端子S处的电位。在此，由外部CPU 3来调整增益Kg和偏移Ko，从而满足以下公式
RdmO N RdsO + {(R7 / R5) χ Rl χ ΚΙ}
VdthmO N VdthsO + {(R7 / R6) χ Vref χ Κ2}因此，对FWD 11的主区和感测区之间的特性差异进行校正以便使Idm-Ids特性呈线性。外部CPU 3对应于来自电流方向检测电路27的输出信号输出增益设置信号和偏移设置信号。当电流方向检测电路27的输出信号处于“Hi”电平时，外部CPU 3给出FWD的增益设置信号和偏移设置信号；而当电流方向检测电路27的输出信号处于“Lo”电平时， 外部CPU 3给出IGBT的增益设置信号和偏移设置信号。因此，如图2所示的仅一个电流检测电路就足以对FWD和IGBT两者的主区和感测区之间的特性差异进行校正，从而改善两个半导体元件中的线性度。如上所述，为了感测IGBT电流检测和感测FWD电流检测分别设置的电流检测电路由本发明的单个共用电流检测电路来替代。电流检测电路以时间共享方式操作以便对感测 IGBT电流检测进行校正和对感测FWD电流检测进行校正。因此，在不增大电路规模的情况下，改善功率半导体器件的电流检测精确度。本发明的电流检测电路不仅可应用于如上所述的逆变器装置，而且可应用于设置有例如成对的IGBT元件和FWD元件的功率半导体器件的斩波电路。
权利要求
1.一种功率半导体器件的电流检测电路，所述功率半导体器件是具有感测功能且包括分开的主区和电流检测用感测区的功率半导体器件，且所述功率半导体器件具有连接至所述主区的主端子和连接至所述感测区和所述电流检测电路的感测端子，所述电流检测电路包括电流-电压转换电路，其接收要检测的电流并将所述电流转换成电压信号，所述电流是从所述感测端子传送的；输出电平调节器，其调节从所述电流-电压转换电路传送的所述电流感测信号的输出电平；电流方向检测电路，其基于从所述电流-电压转换电路传送的所述电流感测信号检测在具有感测功能的所述功率半导体器件中流动的电流的方向，并向外部CPU提供方向信号；第一可变电压源电路，其根据由CPU传送的、对应于在具有感测功能的所述功率半导体器件中流动的电流方向的增益设置信号来生成校正增益；第二可变电压源电路，其根据由CPU传送的、对应于在具有感测功能的所述功率半导体器件中流动的电流方向的偏移设置信号来生成校正偏移；以及加法器电路，其将所述第一可变电压源电路的输出和所述第二可变电压源电路的输出相加，并向所述电流-电压转换电路提供相加结果；其中感测端子处的电位与所述相加结果相对应地进行调整，以便针对所述主区特性和所述感测区特性之间的差执行校正。
2.如权利要求1所述的功率半导体器件的电流检测电路，其特征在于，所述电流方向检测电路由具有迟滞功能的比较器构成，所述比较器具有两个输入端子，其中一个端子连接至所述GND而另一端子连接至所述电流-电压转换电路的所述输出，所述电流方向检测电路对应于所述电流-电压检测电路的所述输出电平而检测在具有感测功能的所述功率半导体器件中流动的所述输出电流的方向。
3.如权利要求1所述的功率半导体器件的电流检测电路，其特征在于，具有感测功能的所述功率半导体器件是具有感测功能的IGBT或者是具有感测功能的FWD，以及所述CPU输出用于所述IGBT的增益设置信号和偏移设置信号或者输出用于所述FWD 的增益设置信号和偏移设置信号，以便通过所述单个电流检测电路来对所述IGBT的所述主区特性和所述感测区特性之间的差进行校正以及对所述FWD的所述主区特性和所述感测区特性之间的差进行校正。
4 一种由一个或多个上臂和一个或多个下臂构成的逆变器装置，每一臂包括IGBT和 FffD的开关元件，其特征在于，所述下臂中的IGBT是具有感测功能的IGBT而所述下臂中的 FffD是具有感测功能的FWD，且具有感测功能的所述IGBT的感测端子和具有感测功能的所述FWD的感测端子被制成共同与如权利要求3所述的电流检测电路接触。
全文摘要
本发明的目的是提供功率半导体器件的电流检测电路，该电流检测电路的电路规模小、部件数量少、且产生小量的损耗。该电流检测电路利用功率半导体器件的感测功能来执行电流检测。由连接至功率半导体器件的感测端子S、S的电流-电压转换电路24来检测在功率半导体器件1、11中流动的未知幅值的电流。所检测的信号被传送至电流方向检测电路27，其检测电流的方向并将检测到的电流方向信号传送至外部CPU 3，外部CPU 3进而给出对应于电流方向信号的增益设置信号和偏移设置信号。输出增益调整器221调整增益幅度，且输出偏移调整器231调整偏移幅度，以便对感测区和主区的特性差异进行校正。
文档编号G01R19/25GK102455382SQ20111033990
公开日2012年5月16日 申请日期2011年10月21日 优先权日2010年10月22日
发明者佐佐木雅浩 申请人:富士电机株式会社