的变化，借助这些变化能够推断出旁路26的存在。
[0060]图4示出根据一种实施方式的用于监视电感元件12的运行的设备28的简化的第一框图。信号方向在图4中基本上从左向右。如在图1中一样借助Σ -Δ-AD转换器34确定时间离散的和值离散的第一信号Si，该第一信号表征流过电流测量装置20的电流27。同样确定时间离散的和值离散的第二信号s2，该第二信号表征流过电流测量装置20的电流27。该第二信号s2具有相对于第一信号Si可预先规定的时移。在这种情况下第二信号s2通过延迟操作38从第一信号Si获得。在设备28的一种实施方式中延迟操作38是可配置的。
[0061]在后续的框40内进行第一信号Si与第二信号s2的比较。在这种情况下构成第一信号Si和第二信号s2之间的差。这优选地借助差值构成41进行。框40的输出信号相应于表征第一信号si和第二信号s2之间的差的信号dl2。
[0062]在后续的框42内比较表征第一信号Si和第二信号s2之间的差的信号dl2与可预先规定的阈值44 (比较75，参见图5到9)。在设备28的一种在图4中未示出的实施方式中前述比较利用从信号dl2导出的信号dl2'或者dl2〃进行。例如信号d 12'从信号dl2借助滤波和/或抽样和/或采样率降低等导出。对此下面参见图5到8。
[0063]框42的输出信号46在最简单的情况下是二进制信号，该二进制信号使得能够进行关于旁路26的可能的存在的“是-否判定”。在这种情况下可以借助阈值44预先规定旁路26应该多“强”，以便被评价为干扰性的。框40和42共同使得能够进行第一信号Si与第二信号s2的比较47，以便推断出旁路26的存在。
[0064]大大简化地和概括地可以说，在Σ - Δ -AD转换器34的输出端和框42之间的传递函数类似于通带。这一方面由优选地要应用的低通滤波决定(参见图5到8)，并且另一方面由高通特征决定，如在差值构成的情况下给定了相同的、但是相对于彼此时移的信号Si和s2。因此信号Si中的比较快的变化能够被识别并且被用于检测旁路26。
[0065]垂直的虚线48区分信号处理的相应方式。线48的左边，在箭头50的方向上，信号是模拟的。线48的右边，在箭头52的方向上，信号是数字的。
[0066]图5示出根据一种实施方式的用于监视电感元件12的运行的设备28的另一个框图。图5中左边的区域包括半导体开关16、电流测量装置20和Σ - Δ-AD转换器34，并且相应于上述的图1和4。信号处理在图5到8内基本上从左向右进行。如在图4中借助线48所描述的那样，在图5到8中在Σ - Δ-AD转换器34之前或之后的模拟的和数字的信号之间的分离同样适用。
[0067]图5中上面的信号路径尤其被用于控制半导体开关16，并且在图1中通过逻辑电路30代表。在前述信号路径中当前布置有第一低通滤波器54，其中此外进行信号的抽样和/或采样率降低。低通滤波器54的输出信号56当前具有5kS/s(每秒千个样本)的数据率(“采样率”)和16位的值分辨率(字宽)。另外上面的信号路径不直接涉及本发明，因此不进一步进行解释。
[0068]图5中中间的信号路径表征信号Si，该信号被引导通过第二低通滤波器58。然而在此当前不进行抽样或者采样率降低。在第二低通滤波器58的输出端上产生滤波后的信号Si'。在图5中下面的信号路径表征信号s2，该信号通过延迟操作38延迟地从第一信号Si产生并且然后被引导经过第三低通滤波器60。在此当前同样不进行抽样或者采样率降低。在第三低通滤波器60的输出端上产生滤波后的信号s2'。
[0069]然而在设备28的一种实施方式中对信号sP和/或s2;和/或dl2^应用抽样和/或采样率降低。这例如可以借助“欠采样”或者“向下定时(Heruntertaktung) ”进行，特别是通过周期性地删除采样值(或者还通过与内插组合的欠采样)。在这种情况下信号Si'和/或s2'和/或dl2'具有比第一信号Si和/或第二信号s2更低的采样率。对此补充地或者替代地，在设备28的另一种实施方式中信号sP和/或s2,和/或dl2^具有与第一信号si和/或第二信号s2不同的值分辨率。
[0070]低通滤波器54、58和60能够以多种变型方案实施，例如在使用梳状滤波器、递归滤波器(IIR，英语“infinite impulse response (无限脉冲响应)”)或者非递归滤波器(FIR，英语“finite impulse response (有限脉冲响应)”)等的情况下实施。优选地，低通滤波器58和60具有彼此相同的滤波器参数。在设备28的一种实施方式中低通滤波器58和60具有比Σ -Δ-AD转换器34至少高一阶的阶数。当Σ _ Δ-AD转换器34例如是二阶的时，那么低通滤波器58和60例如被实施为三阶的。
[0071]在设备28的一种未示出的实施方式中低通滤波器58和60具有不同的滤波器参数，由此产生彼此不同的运行时间，使得在这种特殊的情况下延迟操作38不是必要的。在设备28的另一种未示出的实施方式中代替低通滤波器58和60设置有带通滤波器。
[0072]滤波后的信号sP和s2;被输送给框62，在该框内尤其相应于图4的框40进行差值构成41。也就是说在图5的框62内在比较47的范围内实施如下步骤:尤其借助于差值构成41构成滤波后的和/或采样率降低的第一信号Si'和滤波后的和/或采样率降低的第二信号s2'之间的差，以便获得表征滤波后的和/或采样率降低的第一信号sP和滤波后的和/或采样率降低的第二信号s2'之间的差的信号dl2';比较75表征滤波后的和/或采样率降低的第一信号Si'和滤波后的和/或采样率降低的第二信号s2'之间的差的信号dl2'和/或由此导出的信号dl2〃(参见图8)与可预先规定的阈值44。
[0073]根据本发明，设备28的替代的实施方式是可能的。例如可以仅使用一个唯一的低通滤波器58，其中信号s2'在该情况下通过如下方式产生:中间存储并且延迟低通滤波器58的输出端上的信号Si'，并且然后与未延迟的信号Si'比较。
[0074]Σ -Δ-AD转换器34的输出端上的信号si例如具有一位的值分辨率和2.5MS/S(每秒I兆样本)的数据率(采样率)。滤波后的信号Si'和s2'当前具有十位的值分辨率和2.5MS/s的数据率。应该理解，本发明的设备28也可以以几乎任意的其他的值分辨率和/或数据率或者采样率实施。这对于后续的图6到9同样适用。
[0075]在设备28的一种实施方式中在为信号Si和s2使用的信号路径中的精确性或者值分辨率比在图5中上面的信号路径中明显更低。这在对旁路识别的精确性的要求低于为了电感元件的电流调节所需要的精确性的要求时允许是这样的。
[0076]低通滤波器58和60优选地被实施，使得滤除可能的在系统中存在的干扰频率，其中考虑Σ -Δ-AD转换器34的特性。这特别涉及Σ -Δ-AD转换器34的“阶数”以及通过Σ - Δ-AD转换器34产生的量化噪声。
[0077]图6示出用于监视电感元件12的运行的设备28的另一种实施方式。与图5的不同，在图6中第一信号Si与第二信号s2的差值构成41在信号路径中在通过低通滤波器58的滤波之前进行。由此第二低通滤波器60不是必要的，由此能够节省成本，而不妨碍设备28的功能。低通滤波器58的输出端上的信号dl2'被输送给框42 (参见图4)，在该框中进行信号dl2^与阈值44的比较75。
[0078]图7示出设备28的再次另一种实施方式。与图6的不同，信号Si首先借助第四低通滤波器64被滤波，并且然后如在图6的情况下已经描述的那样被进一步处理。低通滤波器64当前使得能够附加地滤波干扰信号部分或者量化噪声等。如所示的，有利地也给第一低通滤波器54供应通过低通滤波器64预先滤波的信号Si。在低通滤波器58的输出端上施加信号dl2〃，该信号因此从Σ - Λ-AD转换器34出发被低通滤波两次。
[0079]图8示出设备28的再次另一种实施方式。与图7的不同，为了确定第二信号s2;使用第五低通滤波器66，它与低通滤波器64功能相同。因此图8的设备28总共包括四个低通滤波器54、58、64和66。对于低通滤波器54、58、64和66的各自的值分辨率、数据率或者采样率、以及可能的实施方式，上面在图5的情况下所描述的说明相应地适用。
[0080]图9示出用于监视电感元件12的运行的方法的流程图，所述电感元件12由控制和/或调节装置14借助电子电路10控制。在起动框70中在图9中示出的过程开始。在框72中确定时间离散的和值离散的第一信号Si，该第一信号表征流过电流测量装置20的电流27。
[0081]在框74中确定时间离散的和值离散的第二信号s2，该第二信号表征流过电流测量装置20的电流27。这进行，使得信号s2相对于第一信号Si具有可预先规定的时移。
[0082]在后续的框76中执行