一种低压差线性稳压器的制作方法

专利名称：一种低压差线性稳压器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种低压差线性稳压器，特别是一种利用可变跨导gm/C滤波 器电路模块和可变电流高增益放大级来实现高稳定性高精度高电源电压抑制比 快速响应的低压差线性稳压器。
背景技术：
电源管理电路是便携式电子应用中的重要模块之一，它通常包括开关电源 电路和低压差线性稳压器(LDO, Low-Dropout Voltage Regulator)电路等。 开关电源电路的转换效率通常可达90%以上，但其芯片面积大，输出电压紋波 大，并且需要使用磁元件；而LDO电路具有芯片面积小，输出电压紋波小等特 点，因此广泛用于为高性能模拟电路供电。
高性能模拟电路对LDO的输出电压精度提出了很高的要求。输出电压精度 主要包括输出电压稳态值的精度和输出电压瞬态值的精度。前者可用线性调整 率、负栽调整率以及输出电压在不同工艺、电源电压、温度下的稳态值变化率 等指标来表征，后者可用负载瞬态响应特性等指标来衡量。为提高输出电压稳 态值的精度，除了要求LDO所使用的参考电压具有高精度外，还需要提高反馈 网络中反馈因子的精度和LDO电路的环路增益。而提高输出电压瞬态值的精 度，通常需要增加LDO环路的单位增益带宽(UGF)和增加LDO环路中内部 节点的压摆率(Slew Rate)。但是，环路增益越高、UGF越高，LDO系统的 稳定性就越差，其频率补偿难度就越大。为提高内部节点(特别是LDO中功率 管栅端的节点)的压摆率，通常需要增加连接至该节点的放大级或緩冲级的静 态电流，从而增加了 LDO的静态功耗，影响了 LDO在便携式产品中的应用。
目前，几乎所有的便携式设备中都集成了对噪声极为敏感的RF电路及其 它高性能电路，这就要求LDO具有优异的电源电压噪声抑制能力，该指标通常
用电源电压抑制比(PSRR, Power Supply Rejection Ratio)来衡量。LDO的 PSRR越高，其对电源电压噪声的抑制能力越强，对应的输出电压紋波就越小。 图1给出了现有的第 一种典型LDO原理框图。该电路由电压基准电路101 、 误差放大器102、驱动緩沖级108、功率管104、分压釆样网络105、输出电 容106以及负载107组成。电压基准电路101产生一个恒定的、基本不受电源 电压、温度等条件变化影响的参考电压VREF。 LDO的输出电压VouT经分压采 样网络105采样后产生反馈电压VFB。参考电压VREF和反馈电压Vfb分別連接 至误差放大器102的两个输入端，其差值经误差放大器102放大后产生一个控 制信号，该控制信号经驱动緩冲级108传递至功率管104的栅端，用来调节功 率管104的工作状态，从而确保LDO的输出电压VouT在电源电压、工作温度、 负载条件变化时仍为标称值。驱动緩冲级108通常由电压跟随器实现，其作用 是提高功率管104栅处寄生极点(记为Pgate)的频率，以确保LDO环路的稳 定性。
图1所示电路的主要缺点是环路增益较低，因此LDO输出电压稳态值的 精度不高，并且低频段的PSRR性能无法满足便携式设备的要求。
为改善性能，图2描述了现有的第二种典型LDO原理框图。该电路与图1 所示电路的区别在于该电路在图1所示电路的误差放大器102的输出端和驱 动緩冲级108的输入端之间增加了用来改善PSRR性能的低增益级202，其余 部分与图1相同。
图2所示电路虽然增加了低增益级202，由于其增益较低，同时驱动緩沖 级108不能提供增益(例如，驱动緩冲级用电压跟随器实现，其增益为1),因 此整个LDO的环路增益仍然较低，使得图2所示电路也无法满足高性能系统 对LDO输出电压精度的要求。此外，低增益级202的引入在LDO的反馈环路 中增加了 一个寄生极点，从而降低了环路的稳定性。
图3给出了现有的第三种典型LDO原理框图。该电路与图1所示电路的 区别在于采用固定电流高增益放大级109代替图1中的驱动緩冲级108，其 余部分与图1相同。由于采用了固定电流高增益放大级109,实现了高环路增 益，从而有效增加了输出电压稳态值的精度。但固定电流高增益放大级109的 引入，使得位于功率管104栅端的寄生极点(Pgate)位于低频，因此需要对 该环路进行补偿。常采用的一种补偿方法是利用输出电容106的Cout和其上 的等效串联电阻(RESR)产生一个低频零点zesr抵消低频极点Pgate。该补偿 方法存在以下缺点输出电容的等效串联电阻^艮难精确确定并随温度等条件的 变化而变化，使得所产生的零点不能与极点Pgate精确对消，从而降低了环路 的稳定性；为产生低频零点zesr，需要校大的Resr，从而降低了LDO的负载 瞬态响应性能；为产生低频零点zesr，需要使用电容值较大的钽电容，从而增 加了电路板的面积和成本；所产生的低频零点zesr即使能够确保LDO电路的 稳定工作，使用该方法设计的LDO电路在中频段的PSRR性能会因低频极点 Pgate的存在而降低。
为解决图3电路的中频段PSRR性能差的问题，图4所示的第四种典型 LDO原理框图在图3所示电路的&出上，在分压采样网络105和误差放大器 102的输入端之间引入了固定跨导的滤波器电路模块301。所述固定跨导的滤 波器电路模块301由固定跨导的跨导级gm (该跨导级由电流值固定的偏置电 流源提供偏置电流)和电阻R、电容C组成，跨导级gm的同向输入端和输出 端分别为固定跨导的滤波器电路模块301的输入端和输出端。固定跨导的滤波 器电路模块301能够产生一个频率为1/RC的零点Zc。通过合理设置R和C 的值，可以得到一个位置可精确确定的低频零点并将其用来抵消低频极点 Pgate。该补偿方法主要有两个优点克服了图3电路对输出电容的类型和大 小的依赖性,从而提高了 LDO的稳定性和负载瞬态响应性能，降低了系统成本； 低频零点Zc的存在可以改善LDO在中频段的PSRR性能。
然而，图4中的电路存在几个很明显的缺点
1、电路模块301的引入影响了 LDO的静态工作点，P争低了 LDO环路反 馈因子的精度。引入模块301之前，反馈因子为R2/(R1+R2)。该因子为两
个相互匹配的电阻的比值，因此其精度较高。引入^t块301后，反々贵因子变为 固定跨导的滤波器电路模块301输入端到输出端的DC增益与R2/ ( R1+R2) 的乘积。由于模块301的DC增益(该增益为gm*ro/ (gm*ro+1),其中ro为 跨导级gm的输出阻抗)为一个随工艺、电源电压、工作温度变化的值，使得 LDO的反々赍因子的精度降低。由于LDO的输出电压稳态值精度与反馈因子的 精度直接相关，因此引入固定跨导的滤波器电路模块301后，LDO的输出电压 精度降低。
2、 固定跨导的滤波器电路模块301的引入降低了 LDO环路的稳定性，特 别是在LDO重度负载及满载时的稳定性。为保证LDO的输出电压在负栽从空 载到满载的变化范围内始终为恒定值，需要LDO的反馈因子不随负栽条件变 化，亦即固定跨导的滤波器电路^t块301的DC增益不随负载条件变化，因此 固定跨导的滤波器电路模块301中的跨导级gm需要使用固定的偏置电流。 LDO通常应用在便携式产品中，为降低其消耗的静态电流以延长电池的使用寿 命，需要尽量减小跨导级gm的偏置电流。而固定跨导的滤波器电路模块301 在产生零点1/RC的同时，又产生一个频率为gm/C的寄生极点Pc。 gm的偏 置电流越小，该极点的位置越低。LDO带载越大，其UGF越宽，寄生极点Pc 对环路的稳定性影响越大。
3、 为降低固定跨导的滤波器电路模块301中的寄生极点Pc对LDO稳定 性的影响，需要降低环路的DC增益和UGF。如前所述，环路增益越低，输出 电压精度越低；UGF越窄，瞬态响应速度越慢。
4、 在分压采样网络105和误差放大器102输入端之间引入固定跨导的滤 波器电路模块301，降低了 LDO对输出电压的噪声抑制性能(模块301产生 的噪声直接叠加到误差放大器102的输入端并经误差放大器102放大，从而增 加了 LDO的输出电压噪声)。
5、 为满足系统在空载时对静态功耗的要求，所使用的固定电流高增益放大 级109的偏置电流不能过大，这就限制了内部节点的压摆率，从而限制了 LDO
的响应速度。需要说明的是，该缺点也存在于图3所示的电路中。

发明内容
本发明的技术解决问题是:针对现有的LDO电路不能同时实现高输出电压 精度、高稳定性、高电源电压抑制比的缺点，通过在LDO电路中引入可变跨导 的滤波器电路模块，提供了一种高精度高稳定性高PSRR的低压差线性稳压器 电路。此外，由于采用了可变跨导滤波器电路模块和可变电流高增益放大级， 使得本发明的LDO电路还具有快速响应、低静态电流的特点。
本发明的技术解决方案是 一种低压差线性稳压器，包含电压基准电路、 误差放大器、高增益放大级和功率管，电压基准电路产生的参考电压接至误差 放大器的反向输入端或同向输入端，高增益放大级的输出端连接至功率管的栅 端，功率管的源端和漏端分别作为本发明稳压器的电压输入端和电压输出端， 且电压输出端的电压直接或经分压采样后连接至误差放大器的未与电压基准电 路相连的另一输入端，其特征在于在误差放大器的输出端和高增益^:大i^的 输入端之间还包含一个由可变跨导级、电阻和电容组成的滤波器电路模块，其 中可变跨导级的同向输入端和输出端分别为滤波器电路模块的输入端和输出 端，电阻的两端分别连接至可变跨导级的反向输入端和输出端，电容的一端与 跨导级的反向输入端相连，电容的另一端与地电位或固定电位相连。
所述滤波器电路模块中可变跨导级的偏置电流源由 一个固定偏置电流源和 一个电流大小变化的可变偏置电流源构成。
所述的可变偏置电流源的电流大小正比于本发明稳压器的负载电流。 所述的高增益放大级为可变电流高增益放大级，流过该高增益放大级的电 流为大小可变的电流。
流过所述高增益放大级的电流随稳压器负载电流的增加而增加。 流过所述高增益放大级的电流正比于所述滤波器电路模块的偏置电流。 所述的高增益放大级包含至少一级增益级或緩冲级放大器。 本发明与现有技术相比的优点在于 一种低压差线性稳压器，通过引入由可变跨导级gm、电阻和电容组成的滤波器电路模块302和可变电流高增益放 大级103,实现了高输出电压精度、高稳定性、高电源电压抑制比、快速响应、 低静态电流、低输出噪声等性能。
1、 高输出电压精度。可变电流高增益放大级103的使用，显著提高了 LDO 环路的增益，特别是轻载和中度负载时的增益，从而提高了输出电压稳态值的 精度；电路模块302位于误差放大器102的输出端，克服了图4所示常规滤波 器电路模块301影响LDO静态工作点、降低反馈因子精度的缺点，确保了电 压精度。
2、 高稳定性。滤波器电路模块302产生一个频率为1/RC的可精确控制的 零点Zc (通过合理设置R、 C的值，可将此零点置于低频)，该零点用于抵消 环路中低频极点(例如Pgate),克服了 ESR零点(ZESR)因频率位置不精确 而导致的系统稳定性降低；滤波器电路模块302的可变跨导机制能够产生一个 频率随LDO负载电流增加而升高的寄生极点Pc (其频率为gm/C),在LDO 处于重度负载及满载时，其UGF拓宽，而寄生极点Pc也相应向高频移动，从 而确保LDO在整个负载范围内的稳定性。
3、 高电源电压抑制比。低频零点Zc用来抵消低频极点(例如Pgate)所 导致的PSRR性能的降低，增强了中频段的PSRR，而ESR零点不具备该功 能；滤波器电路模块302的可变跨导机制，不仅具有增强LDO重载时稳定性 的作用，而且有利于提高环路的DC及低频增益，从而提高环路的DC及低频 时的PSRR性能。
4、 快速响应。滤波器电路模块302的可变跨导机制拓展了 LDO的UGF, 从而缩短了环路的响应时间；高增益放大级103的可变电流原理，显著增加了 LDO在大电流负载时功率管栅处的压摆率，而该指标通常是制约稳压器响应速 度的首要因素。
5、 低静态电流。滤波器电路模块302和高增益放大级103的电流大小与 负载电流同比变化，当LDO处于空载和轻度负载时，这两个模块消耗的电流很 小。由于LDO绝大部分时间工作在空载和轻载状态，因此降低该状态下的静态 电流有重要的意义。
6、低输出噪声。滤波器电路模块302位于误差放大器102的输出端和可 变电流高增益放大级103的输入端之间，克服了常规的电路模块301在误差放 大器102的输入端引入噪声的缺点，从而降低了 LDO的输出噪声。


图1为现有的第一种典型LDO原理框图； 图2为现有的第二种典型LDO原理框图； 图3为现有的第三种典型LDO原理框图； 图4为现有的第四种典型LDO原理框图； 图5为本发明的一种典型LDO原理框图6为图5所示本发明LDO原理框图中可变偏置电流源的一种连接方式； 图7为本发明图5所示LDO原理框图中可变if争导的滤波器电路才莫块302
的一种电路实现方式；
图8为本发明图5所示LDO原理框图的一种电路实现方式； 图9为图4所示典型LDO原理框图的一种电路实现方式； 图10为图8和图9所示电路输出电压稳态值4青度的对比示意图； 图11为图8和图9所示电路幅频特性和相频特性的对比示意图； 图12为图8和图9所示电路电源电压抑制比特性的对比示意图。
具体实施例方式
图5给出了本发明的一种典型LDO原理框图。该LDO由电压基准电路 101、误差放大器102、可变跨导的滤波器电路模块302、可变电流高增益放大 级103 (流过该级的电流随LDO负栽电流的增加而增加)、功率管104、分压 采样网络105、输出电容106以及负栽107组成。其与图3所示电路的区别在 于用可变电流高增益放大级103代替固定电流高增益放大级109，并且在误 差放大器102的输出端和可变电流高增益放大级103的输入端之间加入了可变
跨导的滤波器电路模块302。
所述可变跨导的滤波器电路模块302由可变跨导的跨导级gm、电阻R和 电容C组成，可变跨导的跨导级gm的同向输入端和输出端分别为可变跨导的 滤波器电路模块302的输入端和输出端，电阻R的两端分别连接至跨导级的反 向输入端和输出端，电容C的一端与可变跨导的跨导级gm的反向输入端相连， 另一端接地。图5中还给出了可变跨导的跨导级gm的一种实现方式即在原 有的使用固定偏置电流源lb实现的固定跨导的跨导级gm的基础上，增加一个 电流大小正比于LDO负载电流的可变偏置电流源311 (其电流值为k*lout,其 中lout为LDO的负载电流，k通常为远小于1的比例因子)。需要说明的是， 根据实际电路的设计条件，固定偏置电流源lb和可变偏置电流源311也有可能 连接在跨导级gm和地(GND)之间(例如，当所述跨导级gm的输入差分对 管为NMOS晶体管时)。但两种连接方式具有相同的为所述跨导级gm提供所 需的可变偏置电流的作用。
所述模块302能够产生一个频率为1/RC的零点Zc (通过合理设置R、 C 的值，可以将此零点置于低频)和一个频率随LDO负载电流变化的寄生极点 Pc (其频率为gm/C)。所述零点Zc主要有两个作用第一，用于抵消高增益 LDO环路中低频极点(例如，位于功率管104栅处的低频极点Pgate)产生的 负相移，从而增强反馈环路的稳定性；第二，该零点可用来抵消低频极点Pgate 导致的电源电压抑制比性能降低，从而增加LDO在中频段的PSRR。
需要说明的是，图3中所述的通过输出电容和其上的等效串联电阻产生的 低頻零点Zesr，虽然也具有增强环路稳定性的功能，但不具有改善LDO在中 频段的PSRR的功能。
与图4使用的固定跨导的滤波器电路模块301及固定电流高增益放大级 109相比，图5中使用的可变跨导的滤波器电路模块302和可变电流高增益放 大级103具有以下优点
1、可变跨导的滤波器电路模块302位于误差放大器102的输出端和可变
电流高增益放大级103的输入端之间，这种位置不会降低LDO环路反^t贵因子 的精度，从而消除了图4中引入模块301所导致的LDO输出电压精度降低。
2、 可变跨导的滤波器电路模块302的使用，可以显著增强LDO环路的稳 定性，特别是在LDO重度负载及满载时的稳定性。可变跨导的跨导级gm可以 根据LDO负栽电流的变化动态调整其偏置电流(其总的偏置电流值为 lb+k*lout),当LDO处于空载状态时，lout=0，因此可变跨导的跨导级gm的 偏置电流为lb，随着LDO负载电流lout的增加，可变跨导的跨导级gm的总 偏置电流中可变偏置电流部分(k*lout)相应增加，使得可变跨导的跨导级gm 的跨导也相应增加。而跨导的增加会使模块302中的寄生极点Pc(其频率可用 gm/C表示)向高频移动。由于LDO的UGF随负载电流的增加而变宽，因此 在LDO处于重载和满载时，寄生极点的影响变大。因此寄生极点Pc随负载电 流的增加而相应向高频移动的特点，确保了 LDO在满载时也能稳定工作。
3、 可变跨导的滤波器电路模块302中使用的可变跨导机制，可以有效降 低滤波器电路模块302在LDO处于空载和轻度负栽时的静态功耗。而滤波器 电路模块301使用的是固定跨导机制，为保证图4所示LDO能在满载时稳定 工作，通常需要使用较大的固定偏置电流lb,这就增加了 LDO空载时滤波器 电路模块301的功耗。
4、 由于滤波器电路模块302连接至误差放大器102的输出端，该模块的 引入不会明显降低LDO的对输出电压噪声的抑制性能。而图4中置于分压采 样网络105和误差放大器102输入端之间的滤波器电路模块301会显著降低 LDO的噪声性能。
5、 滤波器电路模块302的可变跨导机制，有利于提高环路的DC及低频 增益，从而提高LDO在DC及低频时的PSRR性能。此外，该机制还拓展了 LDO的UGF，从而缩短环路的响应时间。
6、 与固定电流高增益放大级109不同的是，高增益放大级103中的可变 电流，能够显著增加LDO在大电流负载时功率管栅处的压摆率。由于要驱动大
的负载电流，功率管的尺寸4艮大，其栅端寄生电容也^f艮大，因此该节点的压^罢 率指标通常是决定稳压器响应速度快慢的首要因素。
在图6所示电路中，晶体管Mps给出了本发明图5原理框图中的可变偏置 电流源311的一种电路实现方式。晶体管Mps的栅端与功率管104的栅端相 连，晶体管Mps的源端和功率管104的源端相连(均连接至电源电位VDD)， 晶体管Mps的漏端连接至可变跨导的跨导级gm中差分输入对管的源端。晶体 管Mps的宽长比为功率管104的宽长比的k倍(其中k通常远小于1),由于 两个晶体管具有相同的栅源电压，在沟道长度调制效应可忽略的情况下，流过 Mps的电流为流过功率管104的电流的k倍(即为k*lout)。
图7给出了图5所示LDO原理框图中可变跨导的滤波器电路模块302的 一种电路实现。滤波器电路模块302由晶体管M11 M14、固定偏置电流源lb、 利用晶体管Mps实现的可变偏置电流源311和电阻R、电容C组成，其中晶 体管M11 M14、电流源lb和晶体管Mps构成了具有可变跨导的跨导级gm。 M11的栅端、M12和M14的漏端、M12的栅端分别为可变跨导的跨导级gm 的同向输入端、输出端和反向输入端；电阻R的两端分别连接至可变跨导的跨 导级gm的反向输入端和输出端；电容C的一端接地，另一端与可变跨导的跨 导级gm的反向输入端相连。需要说明的是，电容C接地的一端也可接至VDD 或其它固定电位。可变跨导的跨导级gm的同向输入端输出端分别对应滤波器 电路模块302的输入端和输出端。晶体管Mps的栅端与功率管104的栅端相
图8为本发明图5所示LDO原理框图的一种电路实现方式。可变跨导的 滤波器电路模块302由晶体管M11 M14、固定偏置电流源Ib、利用晶体管Mps 实现的可变偏置电流源311和电阻R、电容C组成。需要说明的是，在晶体管 Mps的栅端和功率管104的栅端之间引入了由电阻R1和电容C1组成的低通 滤波器，其作用是确保LDO环路稳定工作。可变电流高增益放大级103由晶 体管M5 M8组成，该放大级为推挽式输出级，M6的栅端连接至可变跨导的滤
波器电路模块302的输出端，M8的栅端连接至晶体管M13、 M14的4册端。流 过高增益放大级103的电流正比于滤波器电路模块302的偏置电流 (lb+k*lout),因此高增益放大级103消耗的电流也随着LDO负载电流的增加 而增加，从而便于降低LDO空载和轻载时的功耗，并且能够加快LDO的响应 速度。
例如，在仿真时，选取LDO的基准电压为0.6V,输出电压的预设值为1V， 输入电压为1.5V，负载电流的变化范围为0~100mA。在此条件下，固定偏置 电流源lb的电流为2 n A，在LDO处于空载状态时，滤波器电路模块302消耗 的电流为2juA，可变电流高增益放大级103消耗的电流为5juA (其中流过 M6所在支路的电流为4juA，流过M8所在支路的电流为1 iuA)，因此滤波器 电路模块302和可变电流高增益放大级103消耗的电流为7 |i A;在LDO满载 (lout=100mA)时，滤波器电路模块302消耗的电流为12 p A (其中可变电 流k"out为10|iA),可变电流高增益放大级103消耗的电流为30|liA (其中 流过M6所在支路的电流为24 ju A,流过M8所在支路的电流为6 ji A )。 图8所示电路具有如下特点
1、 滤波器电路模块302产生的低频零点用来抵消环路中低频极点所产生 的负相移，改善LDO在中频段的PSRR性能，增强了反馈环路的稳定性；
2、 滤波器电路模块302位于误差放大器102的输出端和高增益放大级103 的输入端之间，使得LDO输出电压稳态值的精度高，输出噪声低；
3、 滤波器电路模块302所使用的可变跨导机制，增强了 LDO环路在重度 负载及满载时的稳定性；
4、 滤波器电路模块302中使用的可变跨导机制和高增益放大级103的可 变电流机理，有效降低了 LDO在空载和轻载时的静态功耗，从而延长便携式产 品的电池使用寿命；
5、 滤波器电路模块302中所使用的随负载条件变化的偏置电流源，可以 提高LDO的瞬态响应性能。
6、高增益放大级103的可变电流机理，改善了 LDO的压摆率，加快了响 应速度。
需要说明的是，本发明中的滤波器电路模块302所使用的跨导级gm可以 是本领域的普通技术人员所熟知的任何常规的跨导级，而并不局限于图7列举 的电路结构。本发明中的滤波器电路模块302所使用的电容C,可以是集成电 路制造工艺所能实现的任何形式的电容，例如MOS电容、poly-poly电容、金 属电容等；而电阻R，也可以是集成电路制造工艺所能实现的任何形式的电阻， 例如，扩散电阻、夹层电阻、薄膜电阻、poly电阻、工作在线性区的MOS管 形成的电阻等。
同样需要说明的是，本发明中所使用的误差放大器102和可变电流高增益 放大级103可以是本领域的普通技术人员所熟知的任何常规的放大器，而并不 局限于图8列举的电路结构。
为进一步阐述本发明与现有技术相比的优点，图9给出了图4所示典型 LDO电路原理框图的一种电路实现并将其与图8所示的本发明原理框图的一种 电路实现进行对比。需要说明的是，为便于比较，图9中使用的误差放大器102、 功率管104、分压采样阿络105、输出电容106及负载107与图8完全相同。 在仿真时，同样选取LDO的基准电压为0.6V，输出电压的预设值为1V，输入 电压为1.5V，负载电流的变化范围为0~100mA。
在图9中，固定跨导滤波器电路模块301由晶体管M11 M14、固定偏置 电流源lb (其电流为4|uA)和电阻R、电容C组成。固定电流高增益放大级 109由晶体管M5 M8组成，其消耗电流为10/aA (其中流过M6所在支路的 电流为8 ju A，流过M8所在支路的电流为2 p A )。
在空载时，图9中的滤波器电路模块301和固定电流高增益放大级109消 耗的电流为14nA，为图8所示电路中滤波器电路^=莫块302和可变电流高增益 放大级103消耗电流的两倍(后者仅为7jaA),因此图9所示LDO空载时的 静态功耗较大。在满载时，图9中固定电流高增益放大级109输出级(M6所在支路)的 电流仅为8jliA,而图8中的可变电流高增益放大级103输出级(M6所在支路) 的电流为24pA,使得后者在功率管104栅处节点的压摆率为前者的3倍。因 此，本发明可变电流高增益放大级103的可变电流机制，在降低LDO空载时 静态功耗的同时，还有效加快了满载时响应速度。
图10给出了图8所示LDO电路和图9所示LDO电路的输出电压稳态值 在整个工作温度范围内的变化情况。图10中曲线1对应于采用现有技术LDO 电路(图9)的输出电压稳态值随温度变化的曲线，曲线2对应于本发明LDO 电路(图8)的输出电压稳态值随温度变化的曲线。从图中可以看出，当温度 从4CrC变化到125。C时，采用现有技术的LDO输出电压稳态值从1.006V变化 到1.014V，其变化值为8mV，对应输出电压精度为0.8%;本发明LDO输出 电压稳态值从1.0008V变化到1V,其变化值为0.8mV，对应输出电压精度为 0.08%。该对比说明，相比于现有技术(图9所示电路)将滤波器电路模块301 置于误差放大器102输入端的做法，本发明通过将滤波器电路模块302置于误 差放大器102的输出端能够使输出电压稳态值随温度的变化降低一个数量级。 从图10还可以看出，图9所示采用现有技术的LDO电路输出电压稳态值
(1.006V 1.014V)与预设电压(1V)之间有6mV 14mV的差值。出现该差 值的原因是滤波器电路模块301置于误差放大器102的输入端，其DC增益 为gm*ro/ (gm*ro+1 )，其中ro为跨导级gm的输出阻抗，该增益随温度变化 而变化，引起LDO的反馈因子随温度变化而变化，从而使得输出电压稳态值相 应发生变化。此外，即使在固定温度下，由于滤波器电路模块301的DC增益 并不等于1 (该增益只是近似等于1),因此LDO的反馈因子并不严格等于R2/
(R1+R2),致使输出电压稳态值与预设电压之间出现了至少6mV的差值。而 在图8所示本发明LDO电路中，由于消除了滤波器电路模块对反馈因子的影 响，输出电压稳态值随温度的变化仅为0.8mV，并且输出电压稳态值与预设电 压之间的差值小于1mV。
图11给出了图8所示本发明LDO电路和图9所示采用现有技术的LDO 电路的幅频特性和相频特性曲线对比示意图。其仿真条件为输入电压1.5V,输 出电压1V，负载电流100mA。曲线1和曲线3分别为图8所示电路的幅频特 性和相频特性曲线，曲线2和曲线4分别为图9所示电路的幅频特性和相频特 性曲线。
图8所示电路的UGF为3.6MHz (对应于曲线1中A点)，在UGF处的 相移为123度(对应相位裕度为57度，如曲线3中B点所示)；图9所示电路 的UGF仅为1.3MHz(对应于曲线2中C点)，在UGF处的相移为123度(对 应相位裕度为57度，如曲线4中D点所示)。可见，本发明LDO的UGF远高 于采用现有技术LDO的UGF,因此本发明LDO的环路响应速度也高于采用现 有技术的LDO的环路响应速度。若图9所示电路的UGF设计为与本发明相同 的3.6MHz，则其相移变为147度(对应相位裕度为33度，如曲线4中E点 所示)，使得环路稳定性降低。
极零分析结果也验证了理论分析的正确性。在图8所示本发明的LDO中，
当负载电流为100mA时，功率管104栅处的极点(Pgate)频率为146KHz, 滤波器电路模块302的寄生极点Pc的频率为6.78MHz;而图9所示LDO对 应的两个极点的位置分别为46.5KHz和3.89MHz。出现该现象的原因是重度 负载时，图8中滤波器电路模块302的总偏置电流(12|aA)远大于图9中滤 波器电路模块301的偏置电流(4jiA),使得前者的寄生极点位置(6.78MHz) 比后者(3.89MHz)高1.74倍；图8中可变电流高增益放大级103的输出级 电流(24 ji A )远大于图9中固定电流高增益放大级109的输出级电流(8 in A), 使得前者的输出阻抗低，因此其极点Pgate的位置(146KHz)也比后者 (46.5KHz)高3.1倍。而Pgate频率的提高有利于降低LDO在较低频段(例 如，100KHz~1MHz)的相移，Pc频率的提高有利于拓展LDO的UGF,并提 高LDO的相位裕度，从而增强了环路稳定性。
图12给出了图8所示LDO电路和图9所示LDO电路的PSRR性能对比。
曲线1为本发明LDO电路在负载电流为1mA时的PSRR特性，曲线2为现有 LDO电路在负载电流为1mA时的PSRR特性。由于本发明电路在轻载时其静 态电流小、环路增益高，使得其PSRR性能指标在DC及低频时远优于图9所 示的LDO电路。
当可变电流高增益放大级103具有两级以上放大器时，其采用滤波器电路 模块302提高LDO性能的原理与上述可变电流高增益放大级103只有一级放 大器时的相同，此处不再赘述。
这些具体电路所进行的描述仅是用来说明本发明的内容。在不脱离本发明原理 的前提下，还可以对本发明的实例做出各种等效的变化和修改，但其变型都将 落在本发明权利要求的范围内。因此本发明是广泛的。
权利要求
1、 一种低压差线性稳压器，包含电压基准电路(101 )、误差放大器(102)、 高增益放大级(103)和功率管(104),电压基准电路(101 )产生的参考电压 接至误差放大器(102)的反向输入端或同向输入端，高增益放大级(103)的 输出端连接至功率管(104)的栅端，功率管(104)的源端和漏端分别作为本 发明稳压器的电压输入端和电压输出端，且电压输出端的电压直接或经分压采 样后连接至误差放大器(102)的未与电压基准电路相连的另一输入端，其特征在于在误差放大器(102)的输出端和高增益放大级(103)的输 入端之间还包含一个由可变跨导级、电阻和电容组成的滤波器电路模块(302), 其中可变跨导级的同向输入端和输出端分别为滤波器电路模块(302)的输入 端和输出端，电阻的两端分别连接至可变跨导级的反向输入端和输出端，电容 的一端与跨导级的反向输入端相连，电容的另一端与地电位或固定电位相连。
2、 根据权利要求1所述的一种低压差线性稳压器，其特征在于所述滤 波器电路模块(302)中可变跨导级的偏置电流源由一个固定偏置电流源和一 个电流大小变化的可变偏置电流源构成。
3、 根据权利要求2所述的一种低压差线性稳压器，其特征在于所述的 可变偏置电流源的电流大小正比于本发明稳压器的负载电流。
4、 根据权利要求1所述的一种低压差线性稳压器，其特征在于所述的 高增益放大级(103)为可变电流高增益放大级，流过该高增益放大级的电流 为大小可变的电流。
5、 根据权利要求1所述的一种低压差线性稳压器，其特征在于流过所 述高增益放大级(103)的电流随本发明稳压器负载电流的增加而增加。
6、 根据权利要求1所述的一种低压差线性稳压器，其特征在于流过所 述高增益放大级(103)的电流正比于所述滤波器电路模块(302)的偏置电流。
7、 根据权利要求1所述的一种低压差线性稳压器，其特征在于所述的 高增益放大级(103)包含至少一级增益级或緩沖级放大器。
全文摘要
一种低压差线性稳压器，通过在误差放大器的输出端引入可变跨导的gm/C滤波器电路模块，实现了高输出电压精度、高稳定性、高电源电压抑制比等性能指标。滤波器电路模块的可变跨导机制，降低了稳压器在空载和轻载时的静态功耗，并且能够产生一个频率随稳压器负载电流增加而向高频移动的寄生极点，从而拓展了稳压器的单位增益带宽，增强了稳压器在重度负载及满载时的稳定性。此外，稳压器环路中采用的可变电流高增益放大级，增加了稳压器内部节点的压摆率，提高了稳压器的响应性能。
文档编号G05F3/08GK101122804SQ20071012148
公开日2008年2月13日 申请日期2007年9月7日 优先权日2007年9月7日
发明者严祖树, 兴 张, 沈良国, 赵元富 申请人:北京时代民芯科技有限公司;中国航天时代电子公司第七七二研究所;北京大学