开关调压器控制电路、开关调压器和开关调压器控制方法

专利名称：开关调压器控制电路、开关调压器和开关调压器控制方法
技术领域：
本发明涉及开关调压器，更具体地说，涉及尽管在低电流消耗的情况 下仍对输出电压的偏转具有极好快速响应的开关调压器。
背景技术：
美国专利No. 6127815中所公开的开关调压器致力于在不消耗负载电 流的中止时段中，降低将消耗于控制电路中的电流消耗。在图5所示的开 关调压器200中，从比较器128输出的休眠信号控制开关127。此外，休 眠信号还连接到误差放大器222的省电使能端223，以便将误差放大器 222的控制状态在正常工作时段和中止时段之间切换，所述中止时段是省 电工作状态。
在供应大负载电流的正常工作时段中，开关127连接到具有休眠信号 的A侧，并且滤波电路225连接到误差放大器222的输出端。输出信号 ITH的电压保持在阈值电压VI以上，并且休眠信号保持在低电平，使得 开关定时电路101和比较器102被激活。此外，在正常工作时段中，误差 放大器222保持在能够确保足够快的响应速度的激活状态。
在中止时段中，负载电流降低，并且信号ITH的电压降到阈值电压 Vl以下，使得休眠信号反转到高电平。开关定时电路101和比较器102转 到非活动状态，并且不需要快速响应的误差放大器222转到省电工作状 态。此外，开关127连接到B侧，使得滤波电路225与误差放大器222的 输出端分离。从而，降低了功耗。

发明内容
根据美国专利No. 6127815，在无负载电流流动的中止时段中，开关 定时电路101和比较器102转到非激活状态，并且误差放大器222转到省 电工作状态，以便降低开关调压器控制电路中的电流消耗。
然而，在正常工作状态中，开关定时电路101和比较器102被激活， 并且误差放大器222处于正常工作状态，以便确保对负载电流变化的快速 响应。此外，滤波电路225连接到误差放大器222的输出端。因此，由于 开关定时电路101和比较器102的激活而引起电流消耗的增加，并且滤波 电路225所连接的输出端被高速地驱动。因此，误差放大器222的偏置电 流等加强了，使得电流消耗增加。在正常工作状态中，开关调压器控制电 路的电流消耗增加，以便确保快速响应。
反之，为了降低开关调压器控制电路在正常工作状态中的电流消耗， 需要控制误差放大器222的驱动性能。在这种情况下，无法跟上负载电流 的变化，这是需要解决的问题。
因此，本发明被完成以解决传统技术的上述问题，并希望提供一种开 关调压器控制电路、开关调压器和开关调压器控制方法，其即使在正常工 作状态中，也能够在保持中止时段的低电流消耗特性的同时，实现对输出 电压变化的快速响应。
为了实现以上目的，根据本发明的一个方面，提供了一种用于开关调 压器的开关调压器控制电路，所述开关调压器用于通过与开关器件的通/断 相对应地重复电力供应来控制输出电压，该开关调压器控制电路包括误 差放大器，用于放大输出电压与期望电压之间的电压差；以及相位补偿部 分，其连接在误差放大器的输入与输出之间，以便使控制系统的工作状态 稳定，开关调压器还包括相位补偿量切换部分，用于在预定时段中降低 相位补偿部分的相位补偿量，所述预定时段包含开关器件开始导通的时 刻。
此外，根据本发明的另一方面，提供了一种开关调压器，包括误差 放大器，用于放大输出电压与期望电压之间的电压差；以及相位补偿部
分，其连接在误差放大器的输入与输出之间，以便使控制系统的工作状态 稳定，开关调压器还包括相位补偿量切换部分，用于在预定时段中降低 相位补偿部分的相位补偿量，所述预定时段包含开关器件开始导通的时 刻。
根据本发明的另一方面，提供了一种开关调压器控制方法，其中输出 电压与期望电压之间的电压差作为误差被放大，并且输出电压被负反馈以 便使控制系统的工作状态稳定，该开关调压器控制方法包括在预定时段中 降低相位补偿的相位补偿量的步骤，所述预定时段包含开关器件开始导通 的时刻。
根据本发明的开关调压器控制电路、开关调压器和开关调压器控制方 法，误差放大器的相位补偿的相位补偿量被切换，所述相位补偿用于实现 控制系统工作状态的稳定。在预定时段中，相位补偿的相位补偿量被降 低，所述预定时段包含开关器件开始导通的时刻。这里，所述降低意味着 相位补偿量的值降低，并且包括下述情况，其中反馈环被切断以使得相位 补偿量变为零。
因此，在预定时段中，相位补偿的相位补偿量被降低，所述预定时段 至少部分地包含误差放大器控制开关器件导通状态的时段在内。因此，对 于输出电压和期望电压之间的电压差，不进行误差放大的响应抑制操作， 使得可以利用大的增益对误差放大进行响应。可以急剧地将输出电压带到 期望电压附近。即使在正常工作时由于负载电流等的增加而使输出电压下 降，也可以得到快速的瞬态响应特性，而不增加误差放大器等的控制电路 中的电流消耗。
因为在包含开关器件截止状态在内的时段中，相位补偿的相位补偿量 增加，所以抑制了输出电压和期望电压之间电压差的误差放大的响应。与 输出电压的偏转相对应的作为误差而放大的误差放大电压的偏转得到了抑 制，这使得在对输出端的电力供应量增加的下一供电周期中，误差放大电 压不会偏转。因此，可以在相邻供电周期的结束时间与开始时间之间的时 段内，误差放大电压的连续性被保持，从而实现平滑的输出电压控制。
在开关调压操作中，尽管在低电流消耗操作中也可以提供快速的瞬态
响应。


当结合附图阅读以下"具体实施方式
"部分时，本发明的以上及其他 目的和新特征将从中将更充分地显现出来。然而应该清楚地理解的是，这 些附图仅用于举例说明的目的，而不是作为对本发明的限制。
图l是一个实施例的电路图2A是相位补偿部分的修改形式的电路图，其中电容器件的电容被 改变了；
图2B是相位补偿部分的修改形式的电路图，其中电阻器件被旁路； 图3是示出可用开关信号(CTL)的生成部分的主要部分电路图； 图4是可用开关信号的时序图；以及 图5是传统开关调压器的电路图。
具体实施例方式
在下文中，将参照附图1 图4详细描述本发明的开关调压器控制电 路、开关调压器和开关调压器控制方法的优选实施例。
图1示出了本发明实施例的降压开关调压器。负载(未示出)连接到 输出端(VOUT)，并且输出电容器件COUT被连接用于向负载供应电 荷。此外，电阻器件Rl、 R2串联连接至地电位，以便检测输出电压 VOUT。此外，用于相位补偿的电容器件Cl与电阻器件Rl并联连接。
电阻器件Rl、 R2的连接点(VM)是输出电压VOUT的检测点，并 连接到误差放大器EA的反相输入端(—)。参考电压Vref连接到误差放 大器EA的正相输入端(+ )。误差放大器EA的输出端(0)连接到下一 级的比较器CMP的正相输入端(+ )。电流监控信号IM被输入到比较器 CMP的反相输入端(_)。电流监控信号IM是从电源电压VCC输入到 电感器L1的电流的检测信号。
从误差放大器EA的输出端(0)到反相输入端(一)形成相位补 偿。该相位补偿通过电容反馈器件CFB和切换开关MFB连接到误差放大
器EA的反相输入端(一)，或者作为输出电压VOUT检测点的电阻器件 Rl、 R2的连接点(VM)，所述切换开关MFB用于断开/闭合经由电容反 馈器件CFB的反馈回路。如在图3、图4中所描述的，利用控制信号CTL 来控制切换开关MFB的断开/闭合。
比较器CMP的输出端(0)连接到触发器(flip-flop)电路FF的复位 端(/R)。触发器电路FF的内容利用低电平信号被复位。触发(trigger) 信号TG被输入到触发器电路FF的置位端(/S)。触发器电路FF的内容 依赖于低电平触发信号TG的输入而被置位，并从输出端(/Q)输出低电 平的输出信号。
触发器电路FF的输出端(/Q)连接到PMOS晶体管Ml的栅极端。 在PM0S晶体管M1中，其源极端连接到电源电压VCC，其漏极端连接到 电感器Ll的一端。二极管器件Dl的阴极端连接到电感器Ll该端，二极 管器件Dl的阳极端连接到地电压。电感器Ll的另一端连接到输出端 (VOUT)。
具有上述连接关系的该实施例的开关调压器是执行电流模式开关控制 的降压开关调压器。
如果PMOS晶体管Ml导通，并且电感器Ll的该端连接到电源电压 VCC，则比另一端上的输出电压VOUT大的电压施加到该端上，使得流入 电感器Ll的电流以预定的时间梯度增加，该时间梯度由两端的电压差和 电感值决定。电感器Ll中积累的电磁能增加，并且此时，电力被供应给 输出电容器件COUT和负载(未示出)。如果PMOS晶体管Ml截止，则 由于需要保持电感器Ll到当时为止所积累的电磁能的连续性，因此电流 继续流到电感器Ll中，保持电流值与变为截止时的电流的连续性。因为 此电流是通过二极管Dl供应的，所以电感器Ll的所述端变为基本和地电 位相等，使得施加了比输出电压VOUT的另一端低的电压。因此，电流以 负的时间梯度降低。利用流过二极管Dl的电流，电感器Ll中积累的电磁 能被放电到输出电容器件COUT和负载。
为了在向输出电容器件COUT和负载供应电力的同时将输出电压 VOUT保持在预定电压值，在连接点(VM)处检测输出电压V0UT，以
调整PMOS晶体管Ml的导通/截止时刻。因此，在连接点(VM)处的检 测电压VM与参考电压Vref—致的情况下，输出电压VOUT变得与期望 的电压相等。在开关调压器中，输出电压VOUT始终被反馈，并基于参考 电压Vref被控制，使得其被调节到一个基于期望电压的输出电压VOUT。
如果利用低电平触发信号TG置位了触发器电路FF，并且从/Q输出端 输出低电平信号，则PMOS晶体管Ml开始导通。通过电阻器件Rl、 R2 的连接点(VM)获得的检测电压VM被输入到误差放大器EA，并且检测 电压VM与参考电压Vref的电压差被作为误差而放大，以便输出误差放大 电压VEA。对于误差放大电压VEA，如果检测电压VM低于参考电压 Vref，则与这种不足的程度相对应地输出较高的电压。当误差放大电压 VEA与电流监控信号IM相比较，然后电流监控信号IM超过误差放大电 压VEA时，比较器CMP输出低电平复位信号。因此，触发器电路FF被 复位，并从/Q输出端输出高电平信号，PMOS晶体管Ml变为截止。
PMOS晶体管Ml的截止时刻被确定在电流监控信号IM达到误差放 大电压VEA的电压电平的时刻。因为PMOS晶体管Ml在该时刻变为截 止，所以依赖于输出电压VOUT相对于期望电压的不足程度来确定通过 PMOS晶体管Ml输入到电感器LI的电流峰值。S卩，如果输出电压VOUT 距离期望电压的不足程度很小，则检测电压VM和参考电压Vref之间的电 压差也很小，使得通过放大此电压差而获得的误差放大电压的电压电平也 降低。相应于小的电流监控信号IM，比较器CMP的输出电压反转到低电 平，使得PMOS晶体管Ml截止。输入到电感器LI的峰值电流降低。如 果输出电压VOUT从期望电压大幅降低，则检测电压VM距参考电压Vref 的不足的量变大，并且通过放大此电压差而获得的误差放大电压VEA的 电压电平变为高电压电平。相应于大的电流监控信号IM，比较器CMP的 输出电压反转到低电平，使得PMOS晶体管Ml变为截止。输入到电感器 Ll的峰值电流增加。
触发信号TG是基于从振荡器电路等输出的预定周期的时钟信号等而 生成的脉冲信号(见图3)。通过对于触发信号TG的每个周期，依赖于 输出电压VOUT的不足的量控制输入到电感器LI的峰值电流，来控制电
流模式的开关调压器。
当由NMOS晶体管等组成的切换开关MFB导通时，通过电容反馈器 件CFB从误差放大器EA的输出端(O)到反相输入端(一)实现的相位 补偿是一种电路配置，这种电路配置一般被采用在诸如开关调压器之类的 用于执行反馈控制的控制系统中。希望对检测电压VM的快速变化，通过 从输出端(0)到反相输入端(一)施加负反馈，在一定程度上抑制快速 瞬态响应，以便使控制系统稳定。然而，因为该相位补偿是在误差放大电 压VEA阻碍检测电压VM变化的方向上起作用，所以过多的负反馈可能 抑制输出电压VOUT对其快速变化的恢复操作。在某些情况下，为了保持 系统的稳定性，不可避免地要牺牲瞬态响应能力。
如果寻求将快速响应能力提高到最大限度，则可以考虑下述结构，其 中在误差放大器EA的输入和输出之间不设置相位补偿。在这种情况下， 可以利用误差放大器EA的增益，将被输入到误差放大器EA的检测电压 与参考电压Vref之间的电压差作为误差而放大。然而，如果利用没有负反 馈的大增益将误差放大，则在检测电压VM变为输出电压VOUT然后又再 次返回到检测电压的系统的反馈控制中，控制系统将会振荡而不稳定。
因此，本实施例的开关调压器(图1)设有用于断开/闭合相位补偿的 切换开关MFB，以便既获得没有相位补偿的利用误差放大器EA增益的快 速响应能力，又获得相位补偿。切换开关MFB利用随后将描述的控制电 路(图3)，根据随后将描述的控制定时(图4)来断开/闭合相位补偿。
切换开关MFB转到截止状态以便切断误差放大器EA的输入和输出之 间的相位补偿，这是与PMOS晶体管Ml的导通时刻同步(在图3、图4 的CTL(1)的情况下)、在从导通时刻开始的预定时段内(在图3、图4的 CTL(2)的情况下)或者在从导通时刻之前的一个时刻开始到导通时刻之后 的一个时刻为止的预定定时期间(在图3、图4的CTL(3)的情况下)进行 的。利用误差放大器EA所具有的增益，与输出电压VOUT相对应的检测 电压VM作为误差被放大，而不形成相位补偿。所得到的误差放大电压 VEA是直接反映检测电压VM和参考电压Vref之差的电压，因此，由比 较器CMP确定的输入到电感器Ll的峰值电流变为用于将输出电压VOUT
恢复成期望电压的最大电流。在利用PMOS晶体管Ml的导通，通过电感 器Ll供应到输出端(VOUT)的电力供应变为增加的时刻，根据最大响应 能力来执行对输出电容器件COUT和负载的电力供应，使得可以获得快速 瞬态响应。
切换开关MFB变为导通以便形成误差放大器EA的输入和输出之间的 相位补偿，这是与PMOS晶体管Ml的截止时刻同步(在图3、图4的 CTL(1)的情况下)、在从导通时刻开始的预定时段之后(在图3、图4的 CTL(2)的情况下)或者在从导通时刻之后的预定时刻开始直到下一周期导 通时刻之前的一个时刻为止的预定时间期间(在图3、图4的CTL(3)的情 况下)进行的。由于切换开关MFB的导通，电容反馈器件CFB被插入到 误差放大器EA的输入和输出之间，以便形成相位补偿。因此，在由于 PMOS晶体管Ml的截止，通过电感器Ll供应到输出端(VOUT)的电流 供应变为降低的时刻，确保了控制系统的反馈控制的稳定性，从而防止振 荡。
在通过电感器L1供应到输出端(VOUT)的电力供应增加的时段内， 通过切断从误差放大器的输出端(0)到反相输入端(一)的相位补偿， 确保了对输出电压VOUT偏转的快速响应能力。在通过电感器Ll供应到 输出端(VOUT)的电力供应降低的时段内，通过在误差放大器的输入端 和输出端之间形成相位补偿，可以确保开关调压器的反馈控制的稳定性。
图2A和图2B示出了误差放大器EA中的相位补偿的修改形式的示 例。根据图l所示的实施例，利用电容反馈器件CFB而提供的相位补偿在 对输出端(VOUT)的电力供应增加的时刻被切断，并在电力供应降低的 时刻被控制连接。与此相应，根据图2A和图2B所示的修改示例，与电容 反馈器件CFB和切换开关MFB并联地设置了电容反馈器件CFB2，如图 2A所示；或者与切换开关MFB并联地设置了电阻反馈器件RFB，如图 2B所示。通过在对输出端(VOUT)的电力供应增加的时刻使切换开关 MFB截止，来切断利用电容反馈器件CFB而提供的相位补偿(图2A的情 况)，或者通过将电阻反馈器件RFB旁路掉，来切换反馈环的相位补偿量 (图2B的情况)。
在图2A的情况下，在供应到输出端(VOUT)的电力降低的时刻保 持切换开关MFB导通，并且电容反馈器件CFB和CFB2彼此并联连接以 便形成相位补偿。在对输出端(VOUT)的电力供应增加的时刻，切换开 关MFB变为截止，使得电容反馈器件CFB与相位补偿分离，从而仅利用 电容反馈器件CFB2形成相位补偿。在电力供应增加的时刻，将被插入到 环路中的电容反馈器件的总电容较之电力供应降低的时刻被降低了，从而 减少了相位补偿。因此，通过在电流降低的时刻确保相位补偿的相位补偿 量而实现了稳定的操作，而在电流增加的时刻相位补偿量被限制，从而实 现了对输出电压VOUT变化的快速瞬态响应能力。
在图2B的情况下，在对输出端(VOUT)的电力供应降低的时刻，切 换开关MFB变为导通，使得电阻反馈器件RFB被旁路掉，以利用电容反 馈器件CFB形成相位补偿。在对输出端(VOUT)的电力供应增加的时 刻，切换开关MFB变为截止，使得电阻反馈器件RFB连接到电容反馈器 件CFB，从而形成相位补偿。因为在电力供应增加的时刻插入了电阻反馈 器件RFB，所以相位补偿量较之电力供应降低的时刻被降低了。在电流降 低的时刻，确保了相位补偿量以便获得稳定的操作，而在电流增加的时 亥U，限制了相位补偿量以便实现对输出电压VOUT变化的快速瞬态响应能 力。
图3示出了切换开关MFB的控制信号CTL的生成部分，该切换开关 MFB断开/闭合相位补偿(图1)或增加/降低相位补偿量。图4连同触发 信号TG—起示出了控制信号CTL的操作定时波形。例如，假定切换开关 MFB由NMOS晶体管构成，利用高电平控制信号CTL被导通，并利用低 电平控制信号CTL被截止。
图3是包含用于控制PMOS晶体管Ml的触发器电路FF的主电路 图。从振荡器电路OSC中输出的振荡信号被输入到与非门NA1、延迟电 路DL1、反相门12和积分电路DL2。延迟电路DL1的输出信号被输入到 反相门II，并且反相门II的输出信号被输入到与非门NA1的另一输入 端。触发信号TG从与非门NA1输出。从触发器电路FF的/Q输出端输出 的PMOS晶体管Ml的驱动信号是控制信号CTL(l)，所述触发器电路FF
由触发信号TG置位，并由比较器CMP复位(图1)。控制信号CTL(2) 从反相门12的输出端输出。积分电路DL2的输出信号相继传播到两级反 相门13、 14，因此，控制信号CTL(3)由微分电路DF通过两级反相门15、 16输出。可以使用控制信号CTL(1) (3)中的任何一个。
如图4所示，与振荡信号的上升沿同步地，输出了具有延迟电路DL 中的延迟时间TP的脉冲宽度的从与非门NA1输出的低电平脉冲信号 TG。触发器电路FF由这个低电平信号置位，使得PMOS晶体管Ml导 通。
当原封不动地使用PMOS晶体管Ml的导通信号时，输出控制信号 CTL(l)。在PMOS晶体管Ml变为导通，使得对输出端(VOUT)的电力 供应增加的时段中，切断相位补偿和限制相位补偿量，以便快速获得输出 电压VOUT随电力供应的瞬态响应。
控制信号CTL(2)将振荡信号反相以形成控制信号。这个控制信号与 PMOS晶体管Ml的导通时刻同步地切断相位补偿或限制相位补偿量，并 且在振荡信号的振荡周期的一个中间时刻，相位补偿被连接或者相位补偿 量被增加。PMOS晶体管Ml在振荡周期中的导通率由电源电压VCC和输 出电压VOUT固定地决定，并根据瞬态状况而变化。通过使用控制信号 (2)，相位补偿的切断或对相位补偿量的限制可以与PMOS晶体管Ml开始 导通同时开始，并可在PMOS晶体管Ml变为截止之前或之后终止。在 PMOS晶体管Ml变为导通并且对输出端(VOUT)的电力供应开始的前 半个时段，切断相位补偿和限制相位补偿量，使得可以快速获得输出电压 VOUT随电力供应的瞬态响应。
在控制信号CTL(3)的生成电路中，首先通过利用积分电路DL2对振 荡信号进行积分，输出这样一个信号，该信号相对于振荡信号的信号电平 的跳变，具有与CR时间常数相对应的跳变延迟。利用反相门13、 14对这 个具有该跳变延迟的信号进行整形。从而，从反相门14输出这样一个信 号，该信号具有由CR时间常数决定的时间延迟Tl。从反相门14输出的 信号被输入到微分电路DF并被求微分。输出这样一个波形，该波形产生 相对于信号跳变来说急剧变化的电平跳变。在此微分波形中，利用由信号
跳变求微分的电压电平，逐渐将电平恢复到恒定值。因此，由于此信号被
输入到反相门15，所以在从信号跳变时的峰值电压开始到反相门15的阈值 电压为止的时段内，输出反相的脉冲信号，进而该信号电平被反相门16再 反相。根据组成微分电路的电容器件和电阻器件的值来设置所述脉冲信号 的时间宽度，并从反相门16输出具有时间宽度T2的脉冲信号。
在触发信号TG被输出的振荡信号的高电平跳变的时刻，在延迟时间 Tl之后从反相门14输出具有相同相位的信号，进而从反相门16输出具有 脉冲宽度T2的高电平信号。利用在PMOS晶体管Ml变为导通并且对输 出端(VOUT)的电力供应开始的时刻之后的延迟时间Tl，开始对相位补 偿的切断和对相位补偿量的限制，并且这个持续时间是时间T2。通过调整 时间Tl和T2，在对输出端(VOUT)的电力供应开始之前，开始对反馈 环的切断和对相位补偿量的限制，并在此后的一个预定时刻，可以终止对 反馈环的切断和对相位补偿量的限制。此时，可以快速地获得输出电压 VOUT随电力供应的瞬态响应。
如上所详细描述的，根据本实施例的开关调压器控制电路、开关调压 器和开关调压器控制方法，通过误差放大器EA来控制作为开关器件示例 的PMOS晶体管Ml的导通时段，并且在至少部分地包含供应到输出端 (VOUT)的电力的量增加的时段在内的一个预定时段中，相位补偿的相 位补偿量被降低。因此，对输出电压VOUT和期望电压之间的电压差不进 行误差放大的响应抑制操作，使得即使对误差放大也生成具有大增益的响 应。因此，即使在正常工作时输出电压VOUT由于负载电流的增加等而下 降，也可以得到快速的瞬态响应，而不增加诸如误差放大器EA之类的控 制电路中的电流消耗。
此外，没有误差放大器的控制，PMOS晶体管Ml的截止状态被保持 到下一周期，并且在对输出端(VOUT)的电力供应的量降低的时段中， 相位补偿的相位补偿量增加。因此，抑制了输出电压VOUT与期望电压之 间电压差的误差放大的响应。与输出电压VOUT的偏转相对应的误差放大 电压VEA的偏转被抑制，并且在对输出端(VOUT)的电力供应的量增加 的下一供电周期中，误差放大电压VEA不会发生大的偏转。因此，可以
保持相邻供电周期的结束时间和开始时间之间误差放大电压VEA的连续
性，以便平滑地控制输出电压VOUT。
开关调压操作可以具有快速瞬态响应能力，这是低电流消耗动作。 因为作为相位补偿切换部分示例的切换开关MFB切断相位补偿或限
制相位补偿量，所以当环路被切断或相位补偿量受限时，误差放大的增益
可以最大化。
本实施例的开关调压器是降压开关转换器，其中与导通控制信号相对 应地切断或降低相位补偿量，所述导通控制信号使作为开关器件示例的 PMOS晶体管Ml导通。因为当PMOS晶体管Ml导通时对输出端 (VOUT)的电力供应增加，所以相位补偿量是相应于对输出端 (VOUT)的电力供应增加的时间而被切断或降低的。
用于设定预定时段的控制信号CTL(1)是与导通控制信号同步地设立 的。此外，控制信号CTL(2)可以在导通控制信号结束之前或之后终止。在 任一情况下，当将电力供应到输出端(VOUT)时，可以基于具有大的误 差放大的增益来放大输出电压VOUT与期望电压之间的电压差，以便急剧 将输出电压带到期望电压附近。
本发明不局限于上述实施例，不言而喻，在不脱离本发明本质的范围 内，可以用多种方式来改进或修改本发明。
例如，虽然对于本实施例举了降压开关转换器的例子，但本发明不局 限于此示例，而是可将本发明应用于升压开关转换器和其他类型的开关转 换器。
同样，对于升压开关转换器，优选地，与将开关器件置于导通状态的 导通控制信号相对应地切断或降低相位补偿量。为了精确地控制开关器件 的导通时间，与将开关器件置于导通状态的导通控制信号相对应地切断或 降低相位补偿量。
虽然对于此实施例，举了电流模式开关调压器的例子，但本发明不局 限于此示例。因为可以通过代替图1中输入到比较器CMP的电流监控信 号，输入三角波或锯齿波之类的振荡信号来校准电压模式开关调压器，所 以本发明也可应用于电压模式开关调压器。
虽然参照图3描述了以与振荡信号相同的周期输出触发信号TG的情 况，但也可对振荡信号进行分频。
根据本发明，可以提供一种开关调压器控制电路、开关调压器和开关 调压器控制方法，其能够在正常工作状态下实现对输出电压变化的快速瞬 态响应能力，而不增加电路的消耗电流，这是因为在包含用于控制开关器 件的导通状态的时段在内的时段中，误差放大器降低其相位补偿的相位补 偿量，以便将输出电压和期望电压之间的电压差作为误差而放大。
本申请基于2004年3月29日递交的在先日本专利申请No. 2004-096511，并要求享受其优先权，该申请的全部内容通过引用结合于此。
权利要求
1. 一种开关调压器控制电路，用于通过与开关器件的通/断相对应地重复电力供应来控制输出电压，所述开关调压器控制电路包括误差放大器，用于放大与所述输出电压相对应的检测电压与参考电压之间的电压差；相位补偿部分，所述相位补偿部分连接在所述误差放大器的输入与输出之间，以便进行相位补偿；和相位补偿量切换部分，用于在包含所述开关器件开始导通的时刻的第一时段中和在与所述第一时段不同的第二时段中切换所述相位补偿部分的相位补偿量，其中，所述第一时段和所述第二时段是与所述开关器件的导通控制信号相对应地设立的。
2. —种开关调压器控制电路，用于通过与开关器件的通/断相对应地重 复电力供应来控制输出电压，所述开关调压器控制电路包括-误差放大器，用于放大与所述输出电压相对应的检测电压与参考电压 之间的电压差；相位补偿部分，所述相位补偿部分连接在所述误差放大器的输入与输 出之间，以便进行相位补偿；和相位补偿量切换部分，用于与所述开关器件在导通状态和截止状态之 间切换的时刻同步地切换所述相位补偿部分的相位补偿量。
3. —种开关调压器控制电路，用于通过与开关器件的通/断相对应地重 复电力供应来控制输出电压，所述开关调压器控制电路包括误差放大器，用于放大与所述输出电压相对应的检测电压与参考电压 之间的电压差；相位补偿部分，所述相位补偿部分连接在所述误差放大器的输入与输 出之间，以便进行相位补偿；和相位补偿量切换部分，用于在包含所述开关器件开始截止的时刻的时 段中增加所述相位补偿部分的相位补偿量， 其中，所述时段是与所述开关器件的导通控制信号相对应地设立的。
4. 一种开关调压器控制电路，用于通过与开关器件的通/断相对应地重复电力供应来控制输出电压，所述开关调压器控制电路包括误差放大器，用于放大与所述输出电压相对应的检测电压与参考电压 之间的电压差；相位补偿部分，所述相位补偿部分连接在所述误差放大器的输入与输出之间，以便进行相位补偿；和相位补偿量切换部分，用于在所述开关器件导通的时段中降低所述相 位补偿部分的相位补偿量，并且在所述开关器件截止的时段中增加所述相 位补偿部分的相位补偿量。
5. 根据权利要求2或4所述的开关调压器控制电路，其中，所述相位补偿量切换部分与所述开关器件的导通控制信号相对应地控制所述相位补 偿量。
6. 根据权利要求1到4中任何一个所述的开关调压器控制电路，其 中，所述相位补偿部分包括电容器件。
7. 根据权利要求1所述的开关调压器控制电路，其中，所述第一时段 中的所述相位补偿部分的相位补偿量小于所述第二时段中的相位补偿量。
8. 根据权利要求2所述的开关调压器控制电路，其中，所述开关器件处于导通状态的时刻时的所述相位补偿部分的相位补偿量小于所述开关器 件处于截止状态的时刻时的相位补偿量。
全文摘要
提供了一种开关调压器控制电路、开关调压器和开关调压器控制方法，用于实现正常工作时的低电流消耗和快速响应。用于断开/闭合相位补偿的切换开关(MFB)被设置以建立没有相位补偿的使用误差放大器(EA)增益的快速响应能力以及有相位补偿的控制系统的稳定性。通过在PMOS晶体管(M1)变为导通的时刻使切换开关(MFB)截止，切断误差放大器(EA)输入和输出之间的相位补偿。检测电压(VM)利用误差放大器(EA)自身增益作为误差放大。实现了与最大响应特性相对应的对输出电压(VOUT)变化的快速瞬态响应。通过在PMOS晶体管(M1)变为截止的时刻使切换开关(MFB)导通，形成了误差放大器(EA)的输入和输出之间的相位补偿。因此，可以确保控制系统的稳定性。
文档编号G05F1/40GK101394131SQ20081016968
公开日2009年3月25日 申请日期2005年3月29日 优先权日2004年3月29日
发明者安河内克之 申请人:富士通株式会社