电力变换装置的制作方法

专利名称：电力变换装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种将直流电源的直流电力变换为电压不同的直流电力的电力变换
>J-U ρ α装直。
背景技术：
作为以往的 电力变换装置的升压电路是具有开关元件、电感器、二极管以及输出侧的平滑用电解电容器来构成的。并且，对通过输入侧的平滑用电解电容器平滑化了的来自太阳能电池的输入电压，通过接通断开该升压电路的开关元件来进行升压，或者不通过升压电路进行升压而直达，来提供给后级的逆变器(inverter)电路(例如参照专利文献I)。专利文献1:日本专利第3941346号公报

发明内容
(发明要解决的问题)在这种电力变换装置中，随着所输出的电力容量增加，需要大容量的电抗器，从而存在装置的大型化、重量增加的问题。另外，如果为了避免该问题而对开关元件以高频进行开关动作，则发生很大的损耗和噪声。本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于，在进行直流/直流变换的电力变换装置中降低电力损耗和噪声，并且促进装置结构的小型轻量化。(用于解决问题的方案)本发明所涉及的电力变换装置具备逆变器电路，串联连接分别具有半导体开关元件和直流电压源的一个以上单相逆变器的交流侧而构成，将该交流侧串联连接到直流电源的输出，从而将各所述单相逆变器的输出的总和重叠到所述直流电源的输出；平滑电容器，经由切换导通/非导通的元件连接到该逆变器电路的后级，对来自该逆变器电路的输出进行平滑；以及短路用开关，其一端连接到所述逆变器电路，另一端连接到所述平滑电容器的负极。而且，利用所述逆变器电路中的直流电力的充放电来进行直流/直流变换。(发明效果)根据本发明，由于利用逆变器电路中的直流电力的充放电来进行直流/直流变换，因此不需要大容量的电抗器。另外，短路用开关和逆变器电路内的半导体开关元件不需要进行高频开关动作，能够将在逆变器电路的开关动作中处理的电压设为较小的电压。因此，能够实现促进了电力损耗和噪声的降低化和装置结构的小型轻量化的电力变换装置。


图1是本发明的实施方式I的电力变换装置的主电路结构图。图2是用于说明本发明的实施方式I的电力变换装置的动作的电路图。图3是用于说明本发明的实施方式I的电力变换装置的动作的电路图。
图4是用于说明本发明的实施方式I的电力变换装置的动作的电路图。图5是用于说明本发明的实施方式I的电力变换装置的动作的电路图。图6是用于说明本发明的实施方式I的电力变换装置的动作的电路图。图7是用于说明本发明的实施方式I的电力变换装置的动作的电路图。图8是用于说明本发明的实施方式I的电力变换装置的动作的电路图。图9是用于说明本发明的实施方式I的电力变换装置的动作的电路图。图10是示出本发明的实施方式I的电力变换装置的动作的一览的图。图11是本发明的实施方式I的其它例的电力变换装置的主电路结构图。图12是本发明的实施方式I的其它例的电力变换装置的主电路结构图。图13是本发明的实施方式I的其它例的电力变换装置的主电路结构图。图14是本发明的实施方式I的其它例的电力变换装置的主电路结构图。图15是本发明的实施方式I的其它例的电力变换装置的主电路结构图。图16是本发明的实施方式I的其它例的电力变换装置的主电路结构图。图17是本发明的实施方式2的电力变换装置的主电路结构图。图18是本发明的实施方式2的其它例的电力变换装置的主电路结构图。图19是本发明的实施方式2的其它例的电力变换装置的主电路结构图。图20是本发明的实施方式3的电力变换装置的结构图。图21是表示本发明的实施方式3的控制部的动作的流程图。图22是本发明的实施方式5的电力变换装置的主电路结构图。图23是说明本发明的实施方式5的基于控制模式A进行的电力变换装置的动作的波形图。图24是说明本发明的实施方式5的基于控制模式B进行的电力变换装置的动作的波形图。图25是说明本发明的实施方式5的基于控制模式C进行的电力变换装置的动作的波形图。图26是说明本发明的实施方式5的基于控制模式D进行的电力变换装置的动作的波形图。图27是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的动作的一览的图。图28是表示本发明的实施方式5的相对于电力变换装置的直流电源电压的各电容器电压的关系的图。图29是表示太阳能电池的输出特性的图。图30是说明本发明的实施方式6的基于控制模式E进行的电力变换装置的动作的波形图。图31是说明本发明的实施方式6的基于控制模式D进行的电力变换装置的动作的波形图。图32是示出本发明的实施方式6的电力变换装置的动作的一览的图。图33是表示本发明的实施方式6的相对于电力变换装置的直流电源电压的各电容器电压的关系的图。图34是本发明的实施方式7的电力变换装置的主电路结构图。
图35是表示本发明的实施方式7的逆变器电路的总输出电压能够取得的电压水平的图。图36是表示本发明的实施方式7的逆变器电路的总输出电压能够取得的电压水平的图。图37是表示本发明的实施方式7的相对于电力变换装置的直流电源电压的各电容器电压的关系的图。图38是表示本发明的实施方式7的其它例的相对于电力变换装置的直流电源电压的各电容器电压的关系的图。图39是本发明的实施方式8的电力变换装置的结构图。图40是说明本发明的实施方式8的控制模式的切换动作的图。图41是说明本发明的实施方式8的控制模式的切换动作的图。图42是表示图41的比较例的图。图43是本发明的实施方式8的其它例的电力变换装置的结构图。
具体实施例方式(实施方式I)下面，说明本发明的实施方式I的电力变换装置。图1是本发明的实施方式I的电力变换装置的主电路结构图。如图1所示，对由太阳能电池等构成的直流电源I的输出，串联连接有逆变器电路20的交流侧。逆变器电路20是将第一、第二单相逆变器20a、20b的交流侧串联连接而构成的，将各单相逆变器20a、20b的输出的总和作为逆变器电路20的输出而重叠到来自直流电源I的直流电压。构成逆变器电路20的第一、第二单相逆变器20a、20b由半导体开关兀件21 24、31 34以及作为直流电压源的第一、第二电容器25、35构成。在此,对半导体开关元件21 24、31 34使用将二极管反并联连接的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor :绝缘栅双极型晶体管)、在源极·漏极之间内置有二极管的MOSFET (MetalOxide Semiconductor Field Effect Transistor :金属氧化物半导体场效应晶体管)等。另外，在逆变器电路20的后级连接有短路用开关4和作为导通/非导通被切换的元件的整流二极管5，整流二极管5的阴极侧连接在输出级的平滑电容器6的正极。在此，短路用开关4与整流二极管5的阳极之间的连接点连接在逆变器电路20的后级的交流输出线上，短路用开关4的另一端连接在平滑电容器6的负极。另外，短路用开关4也可以是IGBT、MOSFET等半导体开关元件或者机械式开关等。下面，根据图2 图9说明这样构成的电力变换装置的动作。在此，示出将输出侧的平滑电容器6的电压升压至240V的动作，在图2 图4中示出直流电源I的电压为60V的情况，在图5、图6中示出直流电源I的电压为120V的情况，在图7 图9中示出直流电源I的电压为180V的情况。另外，在图10中以列表方式示出这些动作的一览。此外，S表不短路用开关4, PV表不直流电源I, C1、C2表不第一、第二电容器25、35，Co表不平滑电容器6,以正电压表不从Cl、C2进行放电的电压，以负电压表不对Cl、C2充电的电压。另外，设第一单相逆变器20a中的第一电容器25的设定电压为60V，第二单相逆变器20b中的第二电容器35的设定电压为120V。
第一，示出直流电源I的电压为60V时的动作。首先，如图2所示的情形Al那样，当在短路用开关4为接通状态下接通逆变器电路20内的半导体开关元件21、24、32、34时，从直流电源I流入的电流流过以下的路径,将第一电容器25充电至60V。直流电源I —半导体开关兀件21 —第一电容器25 —半导体开关兀件24 —半导体开关元件32 —半导体开关元件34 —短路用开关4 —直流电源I接着，如图3所示的情形A2那样，当在短路用开关4为接通状态下接通逆变器电路20内的半导体开关元件22、23、31、34时，从直流电源I流入的电流流过以下的路径，用直流电源I的电压与第一电容器25的电压之和将第二电容器35充电至120V。直流电源I —半导体开关兀件22 —第一电容器25 —半导体开关兀件23 —半导体开关元件31 —第二电容器35 —半导体开关元件34 —短路用开关4 —直流电源I接着，如图4所示的情形A3那样，当在短路用开关4为断开状态下接通逆变器电路20内的半导体开关元件22、23、32、33时，从直流电源I流入的电流流过以下的路径,用直流电源I的电压、第一电容器25的电压以及第二电容器35的电压之和对平滑电容器6充电直流电压240V，完成升压动作。直流电源I —半导体开关兀件22 —第一电容器25 —半导体开关兀件23 —半导体开关元件32 —第二电容器35 —半导体开关元件33 —整流二极管5 —平滑电容器6这样，在直流电源I的电压为60V时，在情形Al、A2中，将短路用开关4设定为接通状态来对平滑电容器6进行旁路，逆变器电路20充电直流电力。在情形Al中，对第一单相逆变器20a进行控制使得对第一电容器25进行充电，将第二单相逆变器20b的输出设为O。在情形A2中，对第二单相逆变器20b进行控制使得对第二电容器35进行充电，在这种情况下，第一单相逆变器20a使第一电容器25进行放电，但是作为逆变器电路20整体是充电直流电力。然后，再次如情形Al那样对第一电容器25进行充电。由此，能够对第一、第二电容器25、35这两者进行充电。之后，在情形A3中，将短路用开关4设为断开状态，逆变器电路20放电直流电力。此时，当对第一、第二单相逆变器20a、20b进行控制使得第一、第二电容器25、35进行放电时，直流电源I与第一、第二电容器25、35的电压之和为240V，经由整流二极管5将平滑电容器6的电压升压至240V。第二，示出直流电源I的电压为120V时的动作。首先，如图5所示的情形BI那样，当在短路用开关4为接通状态下接通逆变器电路20内的半导体开关元件22、24、31、34时，从直流电源I流入的电流流过以下的路径,将第二电容器35充电至120V。直流电源I —半导体开关元件22 —半导体开关元件24 —半导体开关元件31 —第二电容器35 —半导体开关元件34 —短路用开关4 —直流电源I接着，如图6所示的情形B2那样，当在短路用开关4为断开状态下接通逆变器电路20内的半导体开关元件22、24、32、33时，从直流电源I流入的电流流过以下的路径,用直流电源I的电压与第二电容器35的电压之和对平滑电容器6充电直流电压240V，完成升压动作。直流电源I —半导体开关元件22 —半导体开关元件24 —半导体开关元件32 —第二电容器35 —半导体开关元件33 —整流二极管5 —平滑电容器6这样，在直流电源I的电压为120V时，在情形BI中，将短路用开关4设定为接通状态来对平滑电容器6进行旁路，逆变器电路20充电直流电力。在情形BI中，对第二单相逆变器20b进行控制使得对第二电容器35进行充电，将第一单相逆变器20a的输出设为O。然后，在情形B2中，将短路用开关4设为断开状态，逆变器电路20放电直流电力。此时，当对第二单相逆变器20b进行控制使得第二电容器35进行放电时，直流电源I与第二电容器35的电压之和为240V，经由整流二极管5将平滑电容器6的电压升压至240V。第三，示出直流电源I的电压为180V时的动作。首先，如图7所示的情形Cl那样，当在短路用开关4为接通状态下接通逆变器电路20内的半导体开关元件21、24、31、34时，从直流电源I流入的电流流过以下的路径，将第一电容器25充电至60V，将第二电容器35充电至120V。直流电源I —半导体开关兀件21 —第一电容器25 —半导体开关兀件24 —半导体开关元件31 —第二电容器35 —半导体开关元件34 —短路用开关4 —直流电源I接着，如图8所示的情形C2那样，当在短路用开关4为断开状态下接通逆变器电路20内的半导体开关元件22、23、32、34时，从直流电源I流入的电流流过以下的路径,用直流电源I的电压与第一电容器25的电压之和对平滑电容器6充电直流电压240V，完成升压动作。直流电源I —半导体开关兀件22 —第一电容器25 —半导体开关兀件23 —半导体开关元件32 —半导体开关元件34 —整流二极管5 —平滑电容器6另外，也可以代替上述情形C2而使用图9所示的情形C3。即，当在短路用开关4为断开状态下接通逆变器电路20内的半导体开关元件21、24、32、33时，从直流电源I流入的电流流过以下的路径，用从直流电源I的电压与第二电容器35的电压之和减去第一电容器25的电压而得到的电压对平滑电容器6充电直流电压240V，完成升压动作。直流电源I —半导体开关元件21 —第一电容器25 —半导体开关元件24 —半导体开关元件32 —第二电容器35 —半导体开关元件33 —整流二极管5 —平滑电容器6这样，在直流电源I的电压为180V时，在情形Cl中，将短路用开关4设为接通状态来对平滑电容器6进行旁路，逆变器电路20充电直流电力。此时，对第一、第二单相逆变器20a、20b进行控制使得第一、第二电容器25、35进行充电。然后，在情形C2、C3中，将短路用开关4设为断开状态，逆变器电路20放电直流电力。在情形C2中，对第一单相逆变器20a进行控制使得第一电容器25进行放电，将第二单相逆变器20b的输出设为O。在情形C3中，对第二单相逆变器20b进行控制使得第二电容器35进行放电，在这种情况下，第一单相逆变器20a使第一电容器25进行充电，但是作为逆变器电路20整体是放电直流电力。在本实施方式中，如上所述利用逆变器电路20中的直流电力的充放电来进行直流/直流变换，因此不需要大容量的电抗器。另外，根据直流电源I的电压对逆变器电路20的输出进行控制，对直流电源I的电压重叠第一、第二单相逆变器20a、20b的各输出电压，向平滑电容器6输出期望电压。另外，当切换短路用开关4的接通/断开时，逆变器电路20被控制为对直流电压的充电/放电动作进行切换。即，当短路用开关4为接通状态时，对平滑电容器6进行旁路来能够充电逆变器电路20的直流电压，充电得到的能量在短路用开关4为断开状态时能够使用于对平滑电容器6的放电。因此，短路用开关4和逆变器电路20内的半导体开关元件不需要进行高频开关动作，逆变器电路20能够将在开关动作中处理的电压设为比平滑电容器6的设定电压低。这样，通过使用低频开关动作，并且将各电容器25、35的电压设为比平滑电容器6的设定电压低，能够实现促进电力损耗及噪声的降低化和装置结构的小型轻量化的电力变换装置。另外，在上述实施方式中，示出了逆变器电路20由两个单相逆变器20a、20b构成的情况，但是，如图11所示，，也可以仅由一个单相逆变器20a构成逆变器电路20，另外，如图12所示，也可以将三个或其以上的单相逆变器20a 20c的交流侧串联连接而构成逆变器电路20。在图12中，20c是第三单相逆变器，由半导体开关元件41 44和作为直流电压源的第三电容器45构成。这样，不拘泥于逆变器电路20内的单相逆变器的数量，能够得到与上述同样的效果，但是当使用多个单相逆变器时，由多个单相逆变器分担逆变器电路20的输出电压，从而能够降低各单相逆变器在开关动作中处理的电压，从而进一步降低开关动作损耗。另外，如图13所示，构成逆变器电路20的第一、第二单相逆变器也可以是由全桥逆变器构成的第一、第二单相逆变器30a、30b，其中，所述全桥逆变器由半导体开关22、23、32、33、二极管26、27、36、37以及第一、第二电容器25、35构成，能够得到同样的效果。另外，在上述实施方式中，设为整流二极管5的阴极侧连接在输出级的平滑电容器6的正极，但是整流二极管5也可以被配置成在平滑电容器6的负极侧，该负极连接到整流二极管5的阳极侧，能够得到与上述实施方式同样的动作。另外，在上述实施方式中，设为逆变器电路20连接在输出级的平滑电容器6的正极，但是，如图14所示，逆变 器电路20也可以被配置成连接在平滑电容器6的负极侧。并且，如图15所示，也可以使用两个逆变器电路20X、20Y配置成逆变器电路20Χ连接在输出级的平滑电容器6的正极侧，逆变器电路20Υ连接在输出级的平滑电容器6的负极侧。在应用于具有杂散电容的太阳能电池等特殊电源的情况下，夹着该特殊电源而配置的正极侧、负极侧的两个逆变器电路进行相同的动作，由此得到如下效果某个点上的电位不变动。另外，如图16所示，作为导通/非导通被切换的元件，也可以代替整流二极管5而使用开关9。该开关9被控制为接通/断开状态与短路用开关4相反。S卩，在短路用开关4为接通状态时，开关9处于断开状态，对平滑电容器6进行旁路来充电逆变器电路20的直流电压。而且，在短路用开关4为断开状态时将开关9设为接通状态来将充电得到的能量使用于对平滑电容器6的放电。此外，开关9也可以是IGBT、MOSFET等半导体开关元件或者机械式开关等。(实施方式2)在上述实施方式I中，短路用开关4的一端被连接在逆变器电路20的交流输出线上，但是，在本实施方式2中，如图17所示，短路用开关4a的一端被连接在作为构成逆变器电路20的最后级的单相逆变器(在这种情况下是第二单相逆变器)的半桥单相逆变器30的第二电容器35的负极。短路用开关4a的另一端与上述实施方式I同样地被连接在平滑电容器6的负极。另外，整流二极管5的阳极连接在第二电容器35的正极，整流二极管5的阴极连接在平滑电容器6的正极。
在本实施方式中，对逆变器电路20和短路用开关4a的控制与上述实施方式I相同，但是无论短路用开关4a处于接通/断开中的哪一种状态，都能够降低电流所通过的元件数量，能够降低导通损耗，能够提高电力变换装置整体的变换效率。另外，能够由半桥单相逆变器30构成最后级的单相逆变器，能够简化电路结构。此外，如图18所示，也可以由半桥单相逆变器40构成最后级的单相逆变器，其中，该半桥单相逆变器40由半导体开关32、二极管36以及第二电容器35构成，能够得到相同的效果。在这种情况下，第一单相逆变器30a由全桥逆变器构成，其中该全桥逆变器由半导体开关22、23、二极管26、27以及第一电容器25构成。此外，在本实施方式中，关于最后级的单相逆变器，由半桥单相逆变器30、40构成，但是如图19所示，也可以设为全桥单相逆变器30b。在这种情况下，通过将短路用开关4a的一端连接在第二电容器35的负极，能够得到如下效果能够降低在短路用开关4a为接通时电流通过的元件数量，能够降低导通损耗。(实施方式3)接着，根据图20说明本发明的实施方式3的电力变换装置。此外，电力变换装置的主电路的结构与上述实施方式I的图1所示的结构相同。如图20所示，具备输入电压检测器10，其检测从直流电源I得到的电压Vin ;第一、第二电容器电压检测器11、12，其检测逆变器电路20内的第一、第二电容器25、35的各电压；输出电压检测器13，其检测输出侧的平滑电容器6的电压Vo ;以及控制部14。控制部14将各电压检测器10 13的各输出信号作为输入来对逆变器电路20内的开关元件和短路用开关4进行控制。此外，控制部14例如由微计算机、数字信号处理器等构成。下面根据图21所示的流程图说明控制部14的动作。在控制部14中对从直流电源I得到的输入电压Vin进行监视(SI)，判断输入电压Vin是否超过规定的输入电压设定值Vl (S2)。当输入电压Vin超过电压Vl时，启动主电路。接着，对逆变器电路20内的电容器电压Vc进行监视(S3)，判断电容器电压Vc是否超过电容器电压设定值V2 (S4)。在此，电容器电压Vc是第一、第二电容器25、35的各电压Vcl、Vc2,电容器电压设定值V2也是对第一、第二电容器25、35分别设定的两个电压值V21、V22。然后，将第一、第二电容器25、35的各电压Vc1、Vc2与各自的电压设定值V21、V22进行比较，直到两者的电压Vcl、Vc2超过各电压设定值V21、V22为止，判断为充电模式
(S5)，输出使短路用开关4接通的驱动信号，并且根据来自直流电源I的输入电压Vin，对逆变器电路20内的各开关元件输出驱动信号来充电逆变器电路20中的直流电力(S6)。在步骤S4中，将第一、第二电容器25、35的各电压Vcl、Vc2与各自的电压设定值V2UV22进行比较，当两者的电压Vcl、Vc2超过各电压设定值V21、V22时，即在第一、第二电容器25、35的充电完成的情况下，对输出侧的平滑电容器6的电压Vo进行监视(S7)。然后，判断平滑电容器的电压Vo是否超过作为目标电压值的输出电压设定值V3(S8)，当平滑电容器电压Vo小于等于输出电压设定值V3时，判断为放电模式(S9)，输出使短路用开关4断开的驱动信号，并且根据来自直流电源I的输入电压Vin，对逆变器电路20内的各开关元件输出驱动信号来放电逆变器电路20中的直流电力(SlO)，直到平滑电容器6的电压No成为输出电压设定值V3为止进行充电。在本实施方式中，进行控制使得在逆变器电路20内的各电容器25、35的充电全部完成之后进行放电，因此即使直流电源I为如太阳能电池那样电压变动大的电源，也能够容易且可靠地控制平滑电容器6的电压。此外，在本实施方式中，对主电路结构使用了在上述实施方式I的图1所示的结构，但是使用在上述实施方式1、2中示出的各种主电路结构中的任一个也能够同样地进行控制，能够得到同样的效果。(实施方式4)在上述实施方式3中，当逆变器电路20内的各电容器25、35的充电完成时，将短路用开关4从接通设为断开，对逆变器电路20中的直流电力的充放电进行切换，但是在本实施方式中，在以下的定时切换充放电。在来自直流电源I的电压Vin与逆变器电路20的输出电压(各单相逆变器20a、20b的输出电压的总和)是相反极性且大小大致相等的条件下，将短路用开关4从接通设为断开来对逆变器电路20中的直流电力的充放电进行切换。即，作为逆变器电路20整体，充电时的充电电压与来自直流电源I的电压Vin大致相等，当将作为逆变器电路20的输出电压的各单相逆变器20a、20b的输出电压的总和重叠到电压Vin时电压大致为O时，将短路用开关4从接通设为断开。在该切换的定时中，电流几乎不流过，因此能够实现零电流开关动作，能够降低开关动作损耗和噪声。因此，能够实现高效率且可靠性高的控制。(实施方式5) 接着，说明本发明的实施方式5的电力变换装置。图22是本发明的实施方式5的电力变换装置的主电路结构图。此外，该主电路结构与上述实施方式I的主电路结构相同，因此省略说明。下面根据图23 图27说明这样构成的电力变换装置的动作。在此，示出将输出侧的平滑电容器6的电压Vo升压至160V < Vo^ 240V的范围的动作，在图23中示出直流电源I的电压Vin为40V < Vin ( 60V的情况，在图24中示出直流电源I的电压Vin为60V< Vin ( 80V的情况，在图25中示出直流电源I的电压Vin为80V < Vin ( 120V的情况，在图26中示出直流电源I的电压Vin为120V < Vin ( 180V的情况。另外，在图27中以列表方式示出这些动作的一览。此外，在图27中，为方便起见，示出电压Vin为50V、60V、70V、80V、90V、105V、120V、135V、150V、165V、180V 的情况。在图23 图26中，Vbitl是第一单相逆变器20a的输出电压，Vbit2是第二单相逆变器20b的输出电压，Va是对直流电源I的电压Vin重叠第一、第二单相逆变器20a、20b的输出电压Vbitl、Vbit2而得到的电压、即Vin+Vbitl+Vbit2。另夕卜，S(0N/0FF)是表示短路开关4的接通/断开状态的信号。此外，设第一单相逆变器20a中的第一电容器25的设定电压Vcl与第二单相逆变器20b中的第二电容器35的设定电压Vc2之比为(Vcl Vc2) = (I 2)。在电力变换装置中，预先设定由第一、第二单相逆变器20a、20b的输出控制以及短路用开关4的接通/断开控制的组合构成的多个控制模式，根据直流电源I的电压Vin选择控制模式来进行切换。在这种情况下，使用控制模式A D。在各控制模式中，通过电力变换装置的规定控制动作进行的逆变器电路20的直流电力的充放电是以一定的周期反复进行，如后所述，在其一个周期中包括基于不同的控制动作的多个控制动作期间(以下称为区间)。在图23所示的40V < Vin ^ 60V的情况下，电力变换装置在控制模式A下进行动作。在该控制模式A中，将逆变器电路20的直流电力的充放电动作中的一个周期分为第一 第四这四个区间，在第一 第三区间中，将短路用开关4设为接通状态来对平滑电容器6进行旁路，逆变器电路20充电直流电力。在第四区间中，将短路用开关4设为断开状态，逆变器电路20放电直流电力，用重叠到直流电源I的电压而得到的电压和，经由电压整流二极管5对平滑电容器6进行充电。该平滑电容器6的电压Vo为输出电压，在该控制模式A中升压比为4。例如，在直流电源I的电压Vin为60V时,在第一区间中将第一电容器25充电至60V,在第二区间中，用直流电源I的电压Vin与第一电容器25的电压之和将第二电容器35充电至120V。在第三区间中，将第一电容器25再次充电至60V。而且，在第四区间中，将短路用开关4设为断开状态，用直流电源I的电压Vin和第一电容器25的电压以及第二电容器35的电压之和，经由整流二极管5对平滑电容器6充电直流电压240V。在图24所示的60V < Vin ^ 80V的情况下，电力变换装置在控制模式B下进行动作。在该控制模式B中，将逆变器电路20的直流电力的充放电动作中的一个周期分为第一 第三这三个区间，在第一、第二区间中，将短路用开关4设为接通状态来对平滑电容器6进行旁路，逆变器电路20充电直流电力。在第三区间中，将短路用开关4设为断开状态，逆变器电路20放电直流电力，用重叠到直流电源I的电压而得到的电压和，经由整流二极管5对平滑电容器6进行充电。在该控制模式B中升压比为3。例如，在直流电源I的电压Vin为80V时,在第一区间中将第一电容器25充电至80V,在第二区间中，用 直流电源I的电压Vin与第一电容器25的电压之和将第二电容器35充电至160V。而且，在第三区间中，将短路用开关4设为断开状态，用直流电源I的电压Vin与第二电容器35的电压之和，经由整流二极管5对平滑电容器6充电直流电压240V。在图25所示的80V < Vin ( 120V的情况下，电力变换装置在控制模式C下进行动作。在该控制模式C中，将逆变器电路20的直流电力的充放电动作中的一个周期分为第一、第二这两个区间，在第一区间中，将短路用开关4设为接通状态来对平滑电容器6进行旁路，逆变器电路20充电直流电力。在第二区间中，将短路用开关4设为断开状态，逆变器电路20放电直流电力，用重叠到直流电源I的电压而得到的电压和，经由整流二极管5对平滑电容器6进行充电。在该控制模式C中升压比为2。例如，在直流电源I的电压Vin为120V时，在第一区间中将第一电容器25充电至40V,并且将第二电容器35充电至80V。在第二区间中，将短路用开关4设为断开状态，用直流电源I的电压Vin和第一电容器25的电压以及第二电容器35的电压之和，经由整流二极管5对平滑电容器6充电直流电压240V。在图26所示的120V < Vin ( 180V的情况下，电力变换装置在控制模式D下进行动作。在该控制模式D中，将逆变器电路20的直流电力的充放电动作中的一个周期分为第一 第四这四个区间，在第一区间中，将短路用开关4设为接通状态来对平滑电容器6进行旁路，逆变器电路20充电直流电力。在第二 第四区间中，将短路用开关4设为断开状态，逆变器电路20放电直流电力，用重叠到直流电源I的电压而得到的电压和，经由整流二极管5对平滑电容器6进行充电。在该控制模式D中升压比为1. 3。例如，在直流电源I的电压Vin为180V时，在第一区间中将第一电容器25充电至60V,并且将第二电容器35充电至120V。在第二 第四区间中，将短路用开关4设为断开状态。首先，在第二区间中，用直流电源I的电压Vin与第一电容器25的电压之和，经由整流二极管5对平滑电容器6充电直流电压240V。在第三区间中，用直流电源I的电压Vin与第二电容器35的电压之和，将第一电容器25再次充电至60V，并且经由整流二极管5对平滑电容器6充电直流电压240V。而且，在第四区间中，用直流电源I的电压Vin与第一电容器25的电压之和，经由整流二极管5对平滑电容器6充电直流电压240V。如上所述，通过根据直流电源I的电压Vin切换使用控制模式A D，利用逆变器电路20中的直流电力的充放电来进行升压。升压比是针对各控制模式的每一个所确定的，选择电压Vin越小则升压比越大的控制模式A D，将输出电压Vo升压至160V < Vo ^ 240V的范围。另外，选择控制模式A D使得即使直流电源I的电压Vin变动，输出电压Vo的变动也被抑制。这样，通 过根据直流电源I的电压Vin来决定控制模式A D并进行切换，选择升压比。在图28不出了相对于直流电源I的电压Vin的第一、第二电容器25、35的电压Vcl、Vc2以及输出侧的平滑电容器6的电压Vo(输出电压)的关系。如图28所示，输出电压Vo的电压变动率收敛在±20%的范围。另外，在各控制模式A D中，对第一、第二单相逆变器20a、20b进行输出控制使得第一、第二电容器25、35通过充放电动作进行的电力授受取得平衡。如上所述，各控制模式中的一个周期包含多个区间，除了各单相逆变器20a、20b在整个一个周期内不产生电压的情况以外，一个周期内包括各单相逆变器20a、20b输出正电压的区间和输出负电压的区间这两个区间。并且，如图23 26所示，在一个周期内，各单相逆变器20a、20b输出正电压的区间的总和与输出负电压的区间的总和是区间长度相等。因此，第一、第二电容器25、35通过充放电动作进行的电力授受在一个周期内可靠地取得平衡。在本实施方式中，如上所述利用逆变器电路20中的直流电力的充放电来进行直流/直流变换，因此不需要大容量的电抗器。另外，在切换短路用开关4的接通/断开时，逆变器电路20被控制为对直流电压的充电/放电动作进行切换。因此，短路用开关4和逆变器电路20内的半导体开关元件21 24、31 34不需要进行高频开关动作，逆变器电路20能够将在开关动作中处理的电压设为比平滑电容器6的设定电压低。因而，能够实现促进电力损耗及噪声的降低化和装置结构的小型轻量化的电力变换装置。另外，预先设定多个控制模式A D，根据直流电源I的电压Vin来选择控制模式A D并进行切换，其中，上述多个控制模式A D由第一、第二单相逆变器20a、20b的输出控制以及短路用开关4的接通/断开控制的组合构成，且升压比分别不同。并且，对直流电源I的电压Vin重叠第一、第二单相逆变器20a、20b的各输出电压来向平滑电容器6输出期望电压。
根据多个単相逆变器20a、20b的输出控制以及短路用开关4的接通/断开控制的组合来设定多个控制模式A D，能够将针对每个控制模式決定的升压比设定于大范围。在这种情况下，设定有1. 3 4为止的四个阶段的升压比。因此，能够在大范围内选择升压比，相对于大范围的输入电压(电压Vin)能够抑制输出电压Vo的电压变动，能够得到期望的输出电压Vo。另外，对第一、第二単相逆变器20a、20b进行输出控制使得第一、第二电容器25、35通过充放电动作进行的电カ授受取得平衡，因此不需要从外部对第一、第二电容器25、35提供电カ或进行控制，不需要设置DC/DC转换器。另外，太阳能电池是除了日照量、温度等条件之外，还根据能够在室外设置的直流电源的串联数量而电 压范围有很大不同，因此输入到电カ变换装置的电压Vin在大范围内发生变动。在本实施方式中，相对于大范围的输入电压(电压Vin)能够得到期望的输出电压No，因此在对直流电源I使用太阳能电池的情况下特别有效。图29是表示太阳能电池的输出特性的图。作为最大限度地利用从太阳能电池得到的电カ的方法，一般使用MPPT (Maximum Power Point Tracking :最大功率点跟踪)控制，在这种情况下，需要将电压维持在最大输出点Vpmax。如图29所示，虽然成为最大输出点Vpmax的电压发生变动，但是在相对于大范围的输入电压能够得到期望的输出电压Vo的本实施方式中，通过与太阳能电池的MPPT控制并用，能够进ー步促进电カ的有效利用。此外，也可以不改变用于决定逆变器电路20整体的充放电的短路用开关4的接通/断开控制，而设为能够调整第一、第二単相逆变器20a、20b的正负的电压输出的占空比。在这种情况下，能够调整第一、第二単相逆变器20a、20b所具有的第一、第二电容器25、35的电压比，因此即使由于电路所包含的损耗成分、空载时间(dead time)等影响而第一、第ニ电容器25、35的电压比偏离设定值的情况下也能够进行调整。例如，在图23所示的控制模式A下的控制中，当将逆变器电路20的充电期间中的第一単相逆变器20a的正电压输出期间和第二単相逆变器20b的负电压输出期间分别调整为较长(较短)时，能够将第一电容器25的电压调整为较低(较高)，将第二电容器35的电压调整为较高(较低)，从而能够调整电压比。(实施方式6)接着，说明本发明的实施方式6。在上述实施方式5中，第一単相逆变器20a中的第一电容器25的设定电压VcI与第二单相逆变器20b中的第二电容器35的设定电压Vc2之比被固定为1: 2，但是在本实施方式6中是可变的。此外，主电路结构与上述实施方式5相同。与上述实施方式5同样地，电カ变换装置中预先设定由第一、第二単相逆变器20a、20b的输出控制以及短路用开关4的接通/断开控制的组合构成的多个控制模式，根据直流电源I的电压Vin选择控制模式来进行切換。在这种情况下，使用控制模式A E。使用与上述实施方式5相同的控制模式A D和后述的控制模式E，在直流电源I的电压Vin为120V < Vin彡160V的情况下使用控制模式E，在直流电源I的电压Vin为160V< Vin彡180V的情况下使用控制模式D。与上述实施方式5同样地使用控制模式A C。根据图30说明基于120V < Vin彡160V的控制模式E的动作。在该控制模式E中，将逆变器电路20的直流电カ的充放电动作中的ー个周期分为第一 第三这三个区间，在第一区间中，将短路用开关4设为接通状态来对平滑电容器6进行旁路，逆变器电路20充电直流电力。在第二、第三区间中，将短路用开关4设为断开状态，逆变器电路20放电直流电力，用重叠到直流电源I的电压而得到的电压和，经由整流ニ极管5对平滑电容器6进行充电。在该控制模式E中，第一电容器25的设定电压Vcl与第二电容器35的设定电压Vc2之比为1: 1，升压比为1.5。例如，在直流电源I的电压Vin为160V时，在第一区间中将第一、第二电容器25、35分别充电至80V。在第二、第三区间中，将短路用开关4设为断开状态。首先，在第二区间中，用直流电源I的电压Vin与第一电容器25的电压之和，经由整流ニ极管5对平滑电容器6充电直流电压240V。在第三区间中，用直流电源I的电压Vin与第二电容器35的电压之和，经由整流ニ极管5对平滑电容器6充电直流电压240V。在这种情况下，也对第一、第二単相逆变器20a、20b进行输出控制使得第一、第二电容器25、35通过充放电动作进行的电カ授受取得平衡。图31是表示基于160V < Vin彡180V的控制模式D的动作的图。除了直流电源I的电压范围以外，与上述实施方式5相同,第一电容器25的设定电压Vcl与第二电容器35的设定电压Vc2之比为1: 2，升压比为1. 3。另外，在图32中以列表方式示出这些动作的ー览。此外，在图32中，为方便起见，示出了 电压 Vin 为 50V、60V、70V、80V、90V、105V、120V、130V、140V、150V、160V、165V、180V 的情況。在图33中不出相对于直流电源I的电压Vin的第一、第二电容器25、35的电压VcUVc2以及输出侧的平滑电容器6的电压Vo (输出电压)的关系。图中所示的比是第一、第二电容器25、35的电压比， 示出仅在120V < Vin彡160V的情况下为1: 1，除此以外是I 2。如图33所示，输出 电压Vo的电压变动率收敛在比上述实施方式5的情况小的范围内。如上所述，通过根据直流电源I的电压Vin切換使用控制模式A E，利用逆变器电路20中的直流电カ的充放电来进行升压。升压比是针对各控制模式的每ー个所确定的，选择控制模式A E使得电压Vin越小则升压比越大，且即使直流电源I的电压Vin发生变动，输出电压Vo的变动也被抑制，从而将输出电压Vo升压至160V < Vo < 240V的范围。即，根据电压Vin来选择升压比，根据该选择的升压比决定控制模式A E，来控制电カ变换装置。在本实施方式中，得到与上述实施方式5相同的效果，并且设为第一、第二电容器25、35的电压比是可变的，因此能够使可设定的控制模式和升压比的数量增多。在这种情况下，第一、第二电容器25、35的电压比为1:1和1: 2这两种，根据控制模式A E设定有五个阶段的升压比。因此，能够选择更多的升压比，能够进一歩抑制输出电压Vo的电压变动。此外，在上述实施方式5、6中，在逆变器电路20的后级连接了作为用于决定导通/非导通的半导体元件的整流ニ极管5，但是如上述实施方式I的图16所示，也可以代替整流ニ极管5而使用半导体开关9。该半导体开关9被控制为其接通/断开与短路用开关4相反。即，在短路用开关4为接通状态时，半导体开关9为断开状态，对平滑电容器6进行旁路来充电逆变器电路20的直流电压。而且，在短路用开关4为断开状态时将半导体开关9设为接通状态来将充电得到的能量使用于对平滑电容器6的放电。另外，在上述实施方式5、6中，也可以在构成逆变器电路20的第一、第二单相逆变器中将半导体开关元件21、24、31、34替换为ニ极管来使用，能够得到同样的效果。另外，设为整流ニ极管5的阴极侧连接在输出级的平滑电容器6的正极，但是整流ニ极管5也可以被配置为在平滑电容器6的负极侧，该负极连接到整流ニ极管5的阳极侧。并且，在上述实施方式5、6中，短路用开关4的一端连接在逆变器电路20的交流输出线上，但是如上述实施方式2所示，短路用开关4a的一端也可以连接在构成逆变器电路20的最后级的単相逆变器(在这种情况下是第二単相逆变器30b)的第二电容器35的负极。在这种情况下，最后级的第二単相逆变器30b也可以是半桥单相逆变器，短路用开关4a的另一端与上述实施方式5、6同样地连接在平滑电容器6的负极。另外，将整流ニ极管5的阳极连接在第二电容器35的正极，将阴极连接在平滑电容器6的正扱。由此，无论短路用开关4a处于接通/断开中的哪ー种状态，都能够降低电流通过的元件数量，能够降低导通损耗，能够提高电カ变换装置整体的变换效率。另外，能够由半桥单相逆变器构成最后级的単相逆变器30b，能够简化电路结构。(实施方式7)在上述实施方式5、6中，示出了逆变器电路20由两个单相逆变器构成的情况，但是也可以将三个以上的単相逆变器的交流侧串联连接来构成。图34是本发明的实施方式7的电カ变换装置的主电路结构图。如图34所示，对由太阳能电池等构成的直流电源I的输出，串联连接有逆变器电路20的交流侧。逆变器电路20是将第一 第三単相逆变器31a 31c的交流侧串联连接而构成的，将各单相逆变器31a 31c的输出的总和作为逆变器电路20的输出而重叠到来自直流电源I的直流电压。构成逆变器 电路20的第一、第二単相逆变器31a、31b由半导体开关元件22、23、32、33、ニ极管26、27、36、37以及作为直流电压源的第一、第二电容器25、35构成。另外，最后级的第三単相逆变器31c由半桥单相逆变器构成，该半桥単相逆变器由半导体开关元件42、ニ极管46以及第三电容器45构成。另外，在逆变器电路20的后级经由整流ニ极管5连接有平滑电容器6，在第三电容器45的负极与平滑电容器6的负极之间连接有短路用开关4a。与上述实施方式5、6同样地，电カ变换装置中预先设定由第一 第三単相逆变器31a 31c的输出控制以及短路用开关4a的接通/断开控制的组合构成的多个控制模式，根据直流电源I的电压Vin选择控制模式并进行切換。而且，进行控制使得多个(在这种情况下是三个)电容器25、35、45的电压值Vc (k)中成为最大的电压Vc(N)和成为最小的电压Vc(I)满足以下的关系式。Vc (N) ^ ( E k =1-N-1^c (k))+Vc(l)此外，在上述实施方式5、6中，两个电容器25、35的电压比也是1: 2或1: 1，均满足上述关系式。在图35、图36中示出在第一 第三电容器25、35、45的电压Vcl、Vc2、Vc3满足上述关系式的情况下，例如将电压比设为“I I I” “1: 2 4”时的、逆变器电路20的总输出电压Vb (Vb = Va-Vin)能够取得的电压水平(level)。这样，通过进行控制使得第一 第三电容器25、35、45的电压满足上述关系式,逆变器电路20的总输出电压能够选择连续的值，能够确保可设定的控制模式和升压比的数量。此外，各电容器25、35、45的电压比是根据控制模式所确定的，因此通过使用控制模式来控制电カ变换装置，还能够控制各电容器25、35、45的电压比。在图37中示出将第一 第三电容器25、35、45的电压比固定为“I 2 4”的情况下的相对于直流电源I的电压Vin的各电容器25、35、45的电压Vcl、Vc2、Vc3以及输出侧的平滑电容器6的电压Vo (输出电压)的关系。如图37所示，根据电压Vin选择八个阶段的升压比，根据对应的八种控制模式来进行控制，输出电压Vo的电压变动率收敛在±14%的范围内。这样，通过增加単相逆变器31a 31c的串联数量，能够选择更多的升压比，能够降低电压变动率。接着，示出将第一 第三电容器25、35、45的电压比设为可变并使用设为“1:1: 2”和“I I 3”这两种电压比的控制模式来控制电カ变换装置的情況。在图38中示出这种情况下的相对于直流电源I的电压Vin的各电容器25、35、45的电压Vcl、Vc2、Vc3以及输出侧的平滑电容器6的电压Vo (输出电压)的关系。图中所示的比是各电容器25、35、45的电压比。如图38所示，根据电压Vin选择七个阶段的升压比，根据对应的七种控制模式进行控制，输出电压Vo的电压变动率收敛在±14%的范围内。在这种情况下，也通过增加単相逆变器31a 31c的串联数量，能够选择更多的升压比，能够降低电压变动率。另外，由于将第一 第三电容器25、35、45的电压比设为可变，因此能够使可设定的控制模式和升压比的数量增多。在这种情况下，与固定为“1:1 : 2”和“ I I 3”中的某一方的情况相比，能够选择更多的升压比，能够进一歩抑制输出电压Vo的电压变动。(实施方式8)接着，根据图39说明本发明的实施方式8的电カ变换装置。此外，电カ变换装置的主电路与上述实施方式2的图18所示的结构相同。如图39所示，具备输入电压检测器10，其检测从直流电源I得到的电压Vin ;迟滞比较器(hysteresis comparator) 16,其将电压Vin与作为预先设定的电压判断值的电压阈值Vth (Vthl、Vth2)进行比较；模式选择部17，其切換控制模式；以及控制部18。控制部18通过根据模式选择部17的输出信号选择的控制模式对逆变器电路20内的各単相逆变器30a、30b的半导体开关元件和短路用开关4a进行控制。此外，模式选择部17和控制部18例如由微计算机、数字信号处理器等构成。下面根据图40说明控制模式的切换动作。此外，设Vthl < Vth2。首先，设电カ变换装置在控制模式a下被控制而进行输出。随着所输入的电压Vin增加，输出电压Vo也上升，但是当电压Vin达到电压阈值Vth2时，切换为控制模式3使得电カ变换装置的升压比下降。由此，从图中的动作点A2转移到B2。之后，即使电压Vin下降，在控制模式P下的控制也继续，当电压降低至电压阈值Vthl时，切换为控制模式a使得电カ变换装置的升压比上升。由此，从图中的动作点BI转移到Al。从太阳能电池等的直流电源I输入的电压Vin较大地发生变动，但是在本实施方式中，由于对切換控制模式的电压阈值(Vthl、Vth2)设定迟滞宽度，因此如图41所示，能够防止控制模式被频繁切換，能够防止输出变得不稳定。在图41所示的情况下，控制模式的切换进行2次，但是在表示没有设定迟滞宽度的比较例的图42的情况下，相对于同样的电压Vin，控制模式的切换变成4次。例如，在上述实施方式6中，设控制模式C与控制模式E之间的切换是在输入电压Vin为120V时进行切换(參照图33)，但是通过设定5 IOV的迟滞宽度来设定Vthl、Vth2，能够使输出稳定。此外，在本实施方式中，示出了仅具有用于切换两个控制模式的电压阈值(Vthl、Vth2)的情况，但是与控制模式的数量相应地具有用于切换的电压阈值。另外，迟滞比较器也可以如图43所示那样构成。如图43所示，由比较器19a、分压电阻19b 19d以及晶体管19e构成迟滞比较器19。在这种情况下，用比较器19a的输出信号来使晶体管19e导通/截止，使用晶体管19e改变用于检测所输入的电压Vin的分压电阻19b 19d的比，由此实现迟滞特性。比较器19a能够在电压Vin下降时使用电压阈值Vthl，在上升时使用电压阈值Vth2 ( > Vthl)来检测电压Vin。在这种情况下，也能够通过设定迟滞宽度(Vth2-Vthl)来使电カ变换装置的输出稳定。
权利要求
1.一种电力变换装置，其特征在于，具备 逆变器电路，串联连接分别具有半导体开关元件和直流电压源的一个以上单相逆变器的交流侧而构成，将该交流侧串联连接到直流电源的输出，从而将各所述单相逆变器的输出的总和重叠到所述直流电源的输出； 平滑电容器，经由切换导通/非导通的元件连接到该逆变器电路的后级，对来自该逆变器电路的输出进行平滑；以及 短路用开关，其一端连接到所述逆变器电路，另一端连接到所述平滑电容器的负极， 其中，利用所述逆变器电路中的直流电力的充放电来进行直流/直流变换。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于， 所述切换导通/非导通的元件是整流二极管。
3.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于， 各所述单相逆变器由将二极管串联连接到所述半导体开关元件而成的电桥电路和所述直流电压源构成。
4.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于， 所述短路用开关的一端连接到在构成所述逆变器电路的一个以上所述单相逆变器中的、连接到最后级的单相逆变器中的所述直流电压源的负极。
5.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于， 在各所述单相逆变器中，只有所述连接到最后级的单相逆变器是由半桥逆变器构成的。
6.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于， 具备检测所述直流电源的电压的单元， 根据所述直流电源的电压对所述逆变器电路进行输出控制。
7.根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于， 具备检测各所述单相逆变器的所述直流电压源的电压的单元， 直到各该直流电压源的电压全部都超过分别设定的电压值为止将所述短路用开关设为接通状态，之后将所述短路用开关设为断开状态。
8.根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于， 在切换所述短路用开关的接通/断开时，所述逆变器电路被控制成对直流电力的充电/放电进行切换。
9.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于， 各所述单相逆变器的直流电压小于等于所述平滑电容器的设定电压。
10.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于， 所述直流电源是太阳能电池。
11.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于， 各所述单相逆变器的所述直流电压源由电容器构成。
12.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于， 所述逆变器电路具有多个所述单相逆变器， 根据所述直流电源的电压来切换使用由各该单相逆变器的输出控制和所述短路用开关的接通断开控制的组合构成的多个控制模式，从而利用所述逆变器电路中的直流电力的充放电，来进行直流/直流变换。
13.根据权利要求12所述的电力变换装置，其特征在于， 所述多个控制模式针对各控制模式的每一个具有直流/直流变换的升压比， 通过根据所述直流电源的电压来决定所述控制模式并进行切换，选择所述升压比。
14.根据权利要求13所述的电力变换装置，其特征在于， 所述控制模式的切换是以减小所述直流电源的电压变动引起的所述电力变换装置的输出电压的变动的方式选择并切换所述控制模式。
15.根据权利要求13所述的电力变换装置，其特征在于， 将各所述单相逆变器的各所述直流电压源的电压比设为可变，设定所述多个控制模式使得根据各所述控制模式所决定的所述电压比为多种。
16.根据权利要求12 14中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于， 所述多个(N个)直流电压源的电压值Vc(k)的电压比为2的乘幂(1:2:4··: 2N-1)。
17.根据权利要求12 15中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于， 所述多个(N个)直流电压源的电压值Vc(k)中成为最大的电压Vc(N)和成为最小的电压Vc⑴满足以下关系式
18.根据权利要求12 15中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于， 在所述多个单相逆变器中，2个以上的单相逆变器的所述直流电压源的电压相同。
19.根据权利要求12 15中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于， 设定所述多个控制模式使得基于各所述单相逆变器的输出的各所述直流电压源的电力授受平衡。
20.根据权利要求19所述的电力变换装置，其特征在于， 在使用所述控制模式的控制中，通过调整各所述单相逆变器的正负的电压输出的占空比而不改变所述短路用开关的控制，调整各该单相逆变器的各所述直流电压源的电压比。
21.根据权利要求12 15中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于， 对预先设定的电压判断值与所述直流电源的电压进行比较而进行所述多个控制模式的切换，对所述电压判断值设定迟滞宽度。
22.根据权利要求12 15中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于， 所述短路用开关的一端连接到所述逆变器电路的后级的交流侧输出线。
23.根据权利要求12 15中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于， 在基于由所述多个单相逆变器的输出控制和所述短路开关的接通断开控制的组合构成的各所述控制模式的该电力变换装置的控制动作中，以一定的周期反复进行规定的控制动作。
24.根据权利要求23所述的电力变换装置，其特征在于， 在基于所述规定的控制动作的一个周期内，基于各所述单相逆变器的输出的各所述直流电压源的电力授受平衡。
25.根据权利要求23所述的电力变换装置，其特征在于， 基于所述规定的控制动作的一个周期至少由两种不同的控制动作期间构成。
26.根据权利要求25所述的电力变换装置，其特征在于， 除了各所述单相逆变器在整个所述一个周期内不产生电压的情况以外，在该一个周期内包括各所述单相逆变器输出正电压的控制动作期间和输出负电压的控制动作期间。
27.根据权利要求26所述的电力变换装置，其特征在于， 在所述一个周期内，各所述单相逆变器输出正电压的控制动作期间的总和与输出负电压的控制动作期间的总和是期间的长度相等。
全文摘要
在进行直流/直流变换的电力变换装置中，在直流电源(1)的后级串联连接将一个以上的单相逆变器(20a)、(20b)串联连接而成的逆变器电路(20)，在其后级具备平滑电容器(6)，其经由整流二极管(5)连接；以及短路用开关(4)，其用于对平滑电容器(6)进行旁路。并且，接通短路用开关(4)来对单相逆变器(20a)、(20b)所具备的电容器(25)、(35)进行充电，断开短路用开关(4)来使电容器(25)、(35)进行放电，以此控制平滑电容器(6)的电压。
文档编号G05F1/67GK103038990SQ20098012869
公开日2013年4月10日 申请日期2009年7月23日 优先权日2008年7月24日
发明者川上知之, 岩田明彦, 奥田达也 申请人:三菱电机株式会社