一种输入电流型模拟电阻器及电阻控制方法与流程

本发明涉及伺服电气元件领域，具体的涉及一种输入电流型模拟电阻器。

背景技术：

现有的可变电阻器有电阻箱、机械电位器、数字电位器这些传统电阻箱均为手动可变电阻值，很难自动调节。为了可以程控调节，也出现了一些程控模拟电阻，最常用方式为数字合成技术，(通过给定的输入激励电流)，调节输出电压以实现合成电阻阻值的控制。其中输出电压等于激励电流乘以合成电阻，即输出电压与激励电流成正比，与设置的合成电阻成正比，具体如图1所示，通过电流测量部件测量激励电流ii的大小，再根据合成电阻设置值rx，设置程控电压源输出的直流电压uo，其中uo＝ii×rx。

该程控方案的核心原理是通过将固定输入电流转变为电压后送入到dac的参考端，作为输出dac的参考电压，该方案的不足在于通过调节dac的参考电压，使得dac本身在不同的电阻值下产生的误差存在非线性，通过修正很难解决由此引入的误差，导致最终得到的模拟电阻的稳定性不太理想。

因为任何dac和adc的精度严重依赖于基准的性能。如果将输入作为dac参考基准使得整个输出dac的精度得不到保证。

技术实现要素：

基于以上方法中存在的问题，本发明的技术方案通过adc采集前端固定输入电流，根据电阻设置值，输出端通过dac给出相应电压值，达到模拟电阻目的，通过选择合适参考电压使前端adc和后端dac均工作在最佳状态，从而规避了去调节adc和dac参考电压引起的非线性误差，虽然前端又引入了一个adc，通过合理的设计，前端adc引入的误差为线性误差，比较容易进行修正从而达到输出模拟电阻稳定的目的。此外，还可再结合误差产生的原因，进行针对性的分析和去除，减小拟合的难度和工作量。

并且由于数字域里实现比模拟域里更高精度、更高可靠和更低价格的各种信号处理功能，数字抑制噪声的能力远大于模拟信号，在模拟信号的存储和传输过程中，噪声和失真会被累积，从而对信号的处理产生不良的效果，而在数字域里，数字信号可以无损地存储和传输，这也是本发明技术方案的另一优势。

具体为一种输入电流型模拟电阻器，其特征在于：包括依次串联连接的电流源、电流-电压转换器、ad转换器、处理器、da转换器和电压-电压转换器，其中处理器接收ad转换器输入的电压值，再根据目标电阻阻值控制da转换器的输出，使其输出相应的电压信号通过电压-电压转换器控制生成所需要的电压。

进一步地，其特征在于：所述电流-电压转换器包括一运算放大器，其正向输入端连接有电流源，同时还连接有高精度固定值电阻rref，反向输入端连接至与输出端连接的串联采样电阻r1与r2之间的连接点。

进一步地，其特征在于：对于模拟电阻值的修正按照如下计算方式进行：其中rx为所需模拟的电阻器阻值，其中ua表示输入端电压值，ub表示输出端电压值，输入电流为ii，rref为电流-电压转换器中运算放大器正向输入端所连接的取样电阻阻值。

进一步地，其特征在于：对于模拟电阻值的修正，在考虑所述运算放大器的失调电流和失调电压的情况下，运算放大器的实际输出电压与理想输出电压的误差为：

其中，uio为所述运算放大器的失调电压，失调电流为ib1和ib2为所述运算放大器正向、负向输入端的失调电流，

在处理器汇总将其误差予以补偿。

进一步地，其特征在于：对于模拟电阻值的修正，还要考虑所述第一运算放大器的温度漂移的情况下，第一运算放大器的的误差，并将其误差在处理器中补偿，该误差计算公式为：

输入失调电流ib1、ib2的温度漂移分别为tcib1和tcib2，输入失调电压uio温度漂移为tcv。

进一步地，其特征在于：

还要考虑ad转换器和da转换器的转换误差，其公式分别为：

δuadc＝nadculsbadc；

δudac＝ndaculsbdac；

其中，ulsbadc、ulsbdac分别指adc、dac输入数字量最低位为1，其余为0时对应的转换电压，即

其中n1，n2分别表示adc、dac转换数据最大位数

nadc根据实测adc误差确定,ndac根据实测dac误差确定。

进一步地，其特征在于：所述电阻模拟器的还要考虑第二运算放大器失调电流与失调电压导致的误差，其计算方式如下：

其中，r1’为输出部分运算放大器的负向输入端与地之间的采样电阻

r2’为输出部分运算放大器的正向输入端所连接的输入电阻

rf’为输出部分运算放大器的正向输入端与输出端之间的采样电阻

uio’为输出部分运算放大器的失调电压

ib1’为输出部分运算放大器正向输入端的失调电流

ib2’为输出部分运算放大器负向输入端的失调电流

进一步地，其特征在于：所述电阻模拟器还要考虑输出驱动部分的第二运算放大器温度漂移产生的误差

其中，tcv’为输出部分运算放大器的失调电压温度漂移

tcib1’为输出部分运算放大器正向输入端的失调电流温度漂移

tcib2’为输出部分运算放大器负向输入端的失调电流温度漂移

t为温度漂移量

进一步地，其特征在于：模拟电阻值的计算公式如下：

其中，电流-电压变换比率为k1，电压-电压变换比率为k2。

本发明还提供一种输入电流型模拟电阻器的电阻控制方法，其特征在于：采用上述任一方案所述的电压型模拟电阻器，对其电阻控制采用拟合和误差消除结合的方法进行。

附图说明

图1现有技术中模拟电阻器原理图

图2本发明的输入电流型模拟电阻器的原理框图

图3(a)本发明的输入电流型模拟电阻器的电路结构图

图3(b)本发明的输入电流型模拟电阻器的等效电路图

图4电流-电压转换部分的误差分析模型

图5电压-电压转换器部分的误差分析模型

具体实施方式

结合具体实施例对本发明进行具体说明如下：

本发明的框图如图2所示，首先，电流电压转换器采集输入电流ii并将其转换为电压信号，使之满足ad转换器的输入要求；高精度ad转换器采集该电压并输入到嵌入式处理器中，嵌入式处理器对电压使用滤波、误差校正等算法进行处理，再根据所设定的目标合成电阻阻值rx控制da转换器的输出，使其输出相应的电压信号，同时通过输出设备显示电压、电流和电阻值；最后，电压-电压转换器将da转换器输出的电压转换为电压输出ub。

对于本发明的电流激励电路模拟电阻值的电路中，电流电压变换器中的电流-电压变换比率为k1，前端adc位数n1，adc的参考电压为u1，嵌入式处理器读取的电流-电压变换后输出的电压经过ad转换器变换后的数值为d1；后端dac位数为n2，dac的参考电压为u2，电压-电压转换器所需输出电压的对应数字值为d2，电压-电压变换比率为k2，计算模拟电阻rx的方法如下：

即根据前端adc获取的数字值d1和处理器输出给后端dac的数字值d2以及输入的电流值ii来计算模拟电阻值。图5为本发明技术方案中嵌入式处理器连接的输出电压驱动电路，其包含了dac和电压-电压转换器，输出电压驱动电路最终输出的电压为ub，输出电流为ii，通过前端adc采集后，后端通过设置电阻值，采用嵌入式处理器控制输出dac数字信号值d2，通过输出缓冲驱动电路，从而实现模拟电阻。

通过进一步对电路误差分析，主要包括输入电流-电压转换电路失调电压和失调电流以及温度漂移的影响，adc和dac转换误差的影响，输出电压-电压转换电路失调电压和失调电流以及温度漂移的影响。以上误差主要为线性误差，可以考虑通过最终的校准拟合来消除。具体方法为，处理器接收ad转换器输入的电压值，再根据目标电阻阻值控制da转换器的输出,使其输出相应的电压信号控制生成所需要的电压。通过多次输入及多次输出值调整，来对调整值进行拟合(例如采用最小二乘法)，最终确定调整公式。

不过，即使为线性误差，但是由于误差的原因较多，其整合的误差曲线也非常复杂，要想准确拟合，数据量需要很大，鉴于此，本发明还提供一种误差原因分析及去除与拟合相结合的方式来实现精确电阻值的方法。

其中，输入端包括一个取样电阻法电流测量电路的误差，建立误差分析模型如图4所示，设两个输入端失调电流为ib1和ib2，所谓失调电流是指运算放大器的两端在理想状态为“虚断”，但在实际电路中，运算放大器的正负输入端均有少量电流流入，此电流就是失调电流，输入失调电压为uio，此处所谓的失调电压是指在理想状态下，运算放大器的正负输入端的电压是相同时，输出电压就等于0，但是实际中，运算放大器必须在一个输入端额外施加一个小电压才能使输出电压等于0v，该微小电压即为失调电压，需要指出的是，失调电流和失调电压都可以通过预先测量获得，所以，在使用前通过对adc阶段的运算放大器输入失调电流和输入失调电压的预先测定，可以获得ib1、ib2以及uio，从图4可以看出，设运放输入端电压分别为u+和u-，流过电阻r1和r2的电流分别为i1和i2。通过分析可以得到以下方程式：

u+＝(ii-ib1)·rref+uio

u-＝i1r1

i2＝i1+ib2

u+＝u-

由上式可以得到

其中u+为电流-电压转换部分的第一运算放大器正输入端处的电压值，u-为电流-电压转换部分的第一运算放大器负输入端处的电压值，输入电流型模拟电阻器的输入电流为ii，电阻r1为电流-电压转换部分的第一运算放大器的反向输入端与地之间的采样电阻，电阻r2为电流-电压转换部分的第一运算放大器的反向输入端与输出端之间的采样电阻，电阻rref为电流-电压转换部分的第一运算放大器的正向输入端所连接的高精度固定值电阻，电压uo’为电流-电压转换部分的第一运算放大器的输出端电压。

而如果将电流-电压转换部分的第一运算放大器当做理想的运算放大器来处理，不考虑失调电压和失调电流的情况，则此时运第一算放大器的输出电压值为为理想情况下的输出电压值。

那么，有运算放大器失调电压和失调电流的存在，导致电流-电压转换部分的第一运算放大器的实际输出电压与理想输出电压的误差为

通过在嵌入式处理器中对该误差进行修正可得到对输入电流-电压转换电路修正过得模拟电阻值。

同时，在上述误差修正的基础上，进一步考虑温度漂移对输入电流型模拟电阻器带来的影响。

设输入失调电流ib1、ib2的温度漂移分别为tcib1和tcib2，输入失调电压uio温度漂移为tcv，可以得到由于温度漂移带来的误差方程式为

u+＝(ii-tcib1δt)·rref+tcvδt

u-＝i1r1

i2＝i1+tcib2δt

u+＝u-

由此可以计算得到在具有温度漂移的情况下，adc阶段的运算放大器的输出电压为：

理想情况下电流-电压转换部分的第一运算放大器的输出电压值为：

所以，在具有失调电压和失调电流的情况下，由于温度漂移导致adc阶段运算放大器的实际输出电压与理想输出电压之间的误差为：

实际adc采集到的电压为

通过在嵌入式处理器中对实际测得uo’进行修正，从而提高输出模拟电阻精度。

接下来，对ad转换器和da转换误差进行分析

实际上ad转换器和da转换器都存在转换误差，分为静态误差和动态误差。产生静态误差的原因有，基准源的不稳定，运放的零点漂移，模拟开关导通时的内阻和压降以及电阻网络中阻值的偏差等。动态误差则是在转换的动态过程中产生的附加误差，它是由于电路中分布参数的影响，使各位的电压信号到达解码网络输出端的时间不同所致。通常转换误差用最小输出电压ulsb的倍数表示，即

δuo＝nulsb

其中，ulsb指adc和dac数字量最低位为1，其余为0时对应的转换电压值，即

其中n为adc或者dac的最大转换位数；

通过adc误差分析后，进入嵌入式处理器后，实际修正后的电压值ua’为

其中，d1为嵌入式处理器读取的adc阶段运算放大器进行电流-电压变换后输出的电压经过ad转换器变换后的数值，n1为ad转换器位数，u1为ad转换器的参考电压。

δuop11-输入失调电流和失调电压导致的误差；

tc11δt-输入部分温度漂移导致的误差；

nadculsbadc-ad转换器导致的转换误差；

nadc根据实测adc误差确定。

进一步对输出部分dac误差进行分析，分析原理以及误差产生的原因同上述adc阶段的误差分析一致。

δudac＝ndaculsbdac

进一步对输出电压-电压转换部分误差分析，该部分误差模型图如图5所示

可以得到电压-电压转换部分输出电压的误差为

δuopp-输出部分电压-电压部分由于失调电流与失调电压导致的输出电压误差，上述公式中的ib1’、ib2’、uio’、r1’、r2’都是输出部分第二运算放大器处的参数，其含义与输入部分运算放大器出的参数对应，具体为。

r1’为输出部分运算放大器的负向输入端与地之间的采样电阻

r2’为输出部分运算放大器的正向输入端所连接的输入电阻

rf’为输出部分运算放大器的正向输入端与输出端之间的采样电阻

uio’为输出部分运算放大器的失调电压

ib1’为输出部分运算放大器正向输入端的失调电流

ib2’为输出部分运算放大器负向输入端的失调电流

温度漂移产生的误差表达式为

tcpδt-输出部分电压-电压转换部分温度漂移带来的输出电压误差，上式中的各参数的含义是与输入部分对应参数在输出部分的类似表达。

从而可以得到输出电压进行误差修正后的表达式

d2为dac阶段电压-电压转换器所需输出电压的对应数字值，n2为da转换器位数，u2为da转换器的参考电压。

进一步对最终模拟电阻经过误差修正后的表达式：

其中，电流-电压变换比率为k1，电压-电压变换比率为k2。

尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。