电压调节电路的制作方法

本实用新型涉及电力电子技术领域，更具体的说，涉及一种电压调节电路。

背景技术：

电压调节电路即接收输入电压，并根据负载或使用场合的需求，输出预期的输出电压，在很多场合都有广泛的用途。电压调节电路在低压差场合的应用已经比较普遍，如低压差稳压器(low dropout regulator，LDO)，目前电压调节电路已经开始朝着高压领域发展，但是现有技术电压调节电路在高压领域存在着功耗损失比较严重的问题。

如图1，为现有技术的电压调节电路在高压中应用的原理图，其中控制电路如图2所示。设置驱动控制电路一端VS等于预设电压VREF1，通过调节线性开关管M20的驱动电压，使得VS流入的电流i21＝i20-I0，故输出电压稳定为Vout＝i20*R20-i21*R21+VCC-VS＝i20*R20-i21*R21+V40-VREF1，当R20＝R21＝R0时，Vout＝R0*(i20-i21)+V40-VREF1＝R0*I0+V40-VREF1，而第一电流差I0为定值，则Vout只和R0有关，R0确定，Vout即为恒压，从而使得输出电压恒定。然而这个过程中，若输入输出电压特别大，则使得电路中的损耗变得很大。例如输入电压是1200V，输出电压是700V，则电路中损失了(1200-700)V*I＝500V*I的功率，故现有技术在高压领域的电压调节中功耗损失是比较大的。

技术实现要素：

有鉴于此，本实用新型提出一种电压调节电路，用于解决现有技术存在功率损失过大的技术问题。

本实用新型提供了一种电压调节电路，包括驱动控制电路、第一开关管、第二开关管、第一单向导通元件、第二单向导通元件和储能电容；所述驱动控制电路的驱动端分别与所述第一开关管的控制端和所述第二开关管的控制端连接，用于调节所述第一开关管和第二开关管的开关状态，所述第一开关管的第二端连接输入电压的一端，所述输入电压的另一端作为输出电压的一端，所述第二开关管的第一端作为输出电压的另一端，所述第一开关管的第一端连接所述储能电容的一端，所述储能电容的另一端与第一单向导通元件的一端连接，所述第一单向导通元件的另一端连接输出电压的一端，所述第二开关管的第二端与第一开关管和储能电容的公共端连接，所述第二单向导通元件的一端连接输入输出电压的电位公共端，所述第二单向导通元件的另一端连接储能电容和第一单向导通元件的公共端。

可选的，所述第一开关管的第二端连接输入电压的低电位端，所述输入电压的高电位端作为输出电压的高电位端，所述第二开关管的第一端作为输出电压的低电位端，所述第一单向导通元件的正极连接输出电压的低电位端，所述第一单向导通元件的负极与所述储能电容的一端连接，所述储能电容的另一端连接所述第一开关管的第一端，所述第二单向导通元件的正极与第一单向导通元件和储能电容的公共端连接，所述第二单向导通元件的负极连接输入电压的高电位端，所述第二开关管的第二端与储能电容和第一开关管的公共端连接。

可选的，所述第一开关管的第二端连接输入电压的高电位端，所述输入电压的低电位端作为输出电压的低电位端，所述第二开关管的第一端作为输出电压的高电位端，所述第一开关管的第一端与储能电容连接，储能电容的另一端连接第一单向导通元件的正极，所述第一单向导通元件的负极连接输出电压的高电位端，所述第二单向导通元件的正极连接输入电压的低电位端，所述第二单向导通元件的负极与第一单向导通元件和储能电容的公共端连接，所述第二开关管的第二端与储能电容和第一开关管的公共端连接。

可选的，所述第一开关管和所述第二开关管是N型MOS管，所述的第一端为N型MOS管的漏极，所述的第二端为N型MOS管的源极，所述的控制端为N型MOS管的栅极。

可选的，所述第一开关管和所述第二开关管是P型MOS管，所述的第一端为P型MOS管的漏极，所述的第二端为P型MOS管的源极，所述的控制端为P型MOS管的栅极。

可选的当输入电压低于预设电压值时，驱动控制电路控制使得第一开关管和第二开关管全部导通；

当输入电压高于预设电压值时，驱动控制电路通过控制第一开关管和第二开关管的导通和关断，使得输出电压小于等于输入电压的一半。

可选的，当输入电压高于预设电压值时，控制第一开关管和第二开关管的导通和关断使其工作在两个状态，分别是第一开关管导通第二开关管关断、第一开关管关断第二开关管导通，当储能电容的电压与输出电压的差值小于第一差值时，第一开关管导通，第二开关管关断；当储能电容的电压与输出电压的差值大于第二差值时，第一开关管关断，第二开关管导通。

可选的，当输入电压高于预设电压值时，控制第一开关管和第二开关管的导通和关断使其工作在两个状态，分别是第一开关管导通第二开关管关断、第一开关管关断第二开关管导通，这两个状态的切换用时间作为依据，一个状态持续一定的时间后，切换到另外一个状态。

可选的，当输入电压高于预设电压值时，控制第一开关管和第二开关管的导通和关断使得有两个状态，分别是第一开关管导通第二开关管关断、第一开关管关断第二开关管导通，当储能电容的电压与输出电压的差值小于第一差值时，第一开关管导通第二开关管关断，持续第一定的时间后，第一开关管关断第二开关管导通；

或者，当储能电容的电压与输出电压的差值大于第二差值时，第一开关管关断第二开关管导通，持续一定的时间后，第一开关管导通第二开关管关断。

与现有技术相比，本实用新型之技术方案具有以下优点：本实用新型利用驱动控制电路通过电压、时间、或者电压和时间三种判据方式来驱动第一开关管和第二开关管的导通和关断，完成两个开关管导通和关断的两个状态的切换，并利用电路中的储能电容和单向导通元件，使得输入电压小于输出电压的一半，从而达到减小功耗的目的。本实用新型可以解决高压稳压电路功率损耗较大的问题，降低了功率损耗。

附图说明

图1为现有技术电压调节电路部分结构示意图；

图2为现有技术电压调节电路的驱动控制电路部分结构示意图；

图3为本实用新型电压调节电路实施例一的部分结构示意图；

图4为本实用新型电压调节电路实施例一的详细结构示意图；

图5为本实用新型电压调节电路实施例二的部分结构示意图；

具体实施方式

以下结合附图对本实用新型的优选实施例进行详细描述，但本实用新型并不仅仅限于这些实施例。本实用新型涵盖任何在本实用新型的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。

为了使公众对本实用新型有彻底的了解，在以下本实用新型优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本实用新型。

在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本实用新型。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本实用新型实施例的目的。

如图3所示，示意了本实用新型电压调节的一种电路结构，作为实施例一作为阐述。包括：驱动控制电路、第一开关管M1、第二开关管M2、第一二极管D1、第二二极管D2和储能电容C2。第一开关管M1、第二开关管M2均为N型MOS管。所述驱动控制电路的驱动端分别与所述第一开关管的栅极和所述第二开关管的栅极连接，用于调节所述第一开关管和第二开关管的开关状态。所述第一开关管M1的源极连接输入电压的低电位端，所述输入电压的高电位端作为输出电压的高电位端，所述第二开关管M2的漏极作为输出电压的低电位端。所述第一二极管D1的正极与输出电压的低电位端连接，所述第一二极管D1的负极与储能电容C2一端连接，所述储能电容C2的另一端与第一开关管M1的漏极连接，所述第二二极管D2的正极与第一二极管D1和储能电容C2的公共端连接，所述第二二极管D2的负极与输入电压的高电位端连接，所述第二开关管M2的源极与第一开关管M1和储能电容C2的公共端连接。

假设当电压高于Vm的时候，Vm作为预设电压值，电路中的功耗严重。故此时，需要利用驱动控制电路来控制图3中开关管M1和M2的栅极电压，进而控制开关管的导通和关断状态的变化。使得：

1.当Vin≤Vm，M1和M2均导通。

2.当Vin＞Vm，通过控制开关管M1和M2的导通和关断来使得Vout≤Vin/2。

在这里，(M1导通，M2关断)、(M1关断，M2导通)两个状态的切换可以用电压作为判据；也可以采用时间作为判据方式；或者采用电压判断和时间的组合来作为判据依据。这里只详细给出通过电压作为判据的方式，其他的两种方式简略的介绍下，但是可以达到此目的的做法，都是在本实用新型的保护范围内。

通过电压判据方式来控制开关管M1和M2的导通和关断。

2.1当Vc2＜Vout-ΔV1，M1导通，M2关断；

2.2当Vc2＞Vout+ΔV2，M1关断，M2导通。

2.3不断重复2.1和2.2循环。

其中Vc2表示的电容C2上的电压。ΔV1作为第一差值，ΔV2作为第二差值，且ΔV1、ΔV2是设定值。

当输入电压确定的时候，可以通过改变ΔV1、ΔV2的值来得到不同的Vout值。

本设计主要用来减小输入电压过大时的功耗损失。当输入电压Vin＞Vm时，刚开始Vc2＜Vout-ΔV1，，M1导通，M2关断，即电路的运行路线如图3中虚线所示，输入电压Vin对电容C2进行充电，Vin≈Vc2+Vout。一直充电直到当Vc2＞Vout+ΔV2时，则M1关断，M2导通，即电路的运行路线如图3中点画线所示，开始Vc2的放电过程，直到Vc2＜Vout-ΔV1，M1导通，M2关断，重新开始对Vc2进行充电，一直循环这个过程。

C2充电完成时，电路中的电压分别为Vout和Vc2；放电完成后，电路中的电压变为Vout＝Vc2＝(Vout+Vc2)/2，而则这个过程中的能量损失为：

故只要能够使得Vout接近Vc2，即Vout≈Vout≈Vin/2则整个电路的功耗是最小的，接近于零损耗。当Vout＜Vin/2，本实用新型中电路的功耗比现有技术大大降低，从而改善了输入电压过大时，功率损耗过大的问题。

通过时间判据方式来控制开关管M1和M2的导通和关断时，一般是一个状态持续一段时间后，切换到另外一个状态。

通过电压判断和时间的组合作为依据来控制开关管M1和M2的导通和关断时，当储能电容的电压与输出电压的差值小于第一差值时，第一开关管导通第二开关管关断，持续第一定的时间后，第一开关管关断第二开关管导通；

或者，当储能电容的电压与输出电压的差值大于第二差值时，第一开关管关断，第二开关管导通，持续一定的时间后，第一开关管导通第二开关管关断。

图3中的驱动控制电路只是一个简图，而一般情况下，驱动控制电路如图4所示，包括5个端口，分别是供电端，第一端，第二端，第一驱动端，第二驱动端。所述供电端经电阻R0与输入电压的高电位连接，供电端的电压被钳位至供电电压，所述第一端经电阻R1与开关管M2的漏极连接，所述第二端与开关管M1的源极连接，所述第一驱动端与开关管M1的栅极连接，所述第二驱动端与开关管M2的栅极连接。图4只是一种驱动控制电路的一种形式。

如图5所示，示意了本实用新型电压调节的一种电路结构，作为实施例二作为阐述。包括：驱动控制电路、第一开关管M1、第二开关管M2、第一二极管D1、第二二极管D2、储能电容C2。第一开关管M1、第二开关管M2均为P型MOS管。所述驱动控制电路的驱动端分别与所述第一开关管的栅极和所述第二开关管的栅极连接，用于调节所述第一开关管和第二开关管的开关状态。所述第一开关管M1的源极连接输入电压的高电位端，所述输入电压的低电位端作为输出电压的低电位端，所述第二开关管的漏极作为输出电压的高电位端，所述第一开关管M1的漏极与所述储能电容C2的一端连接，所述储能电容C2的另一端与所述第一二极管D1的正极连接，所述第一二极管D1的负极连接输出电压的高电位端，所述第二二极管D2的正极连接输出电压的低电位端，所述第二二极管D2的负极与所述储能电容C2和所述第一二极管D1的公共端连接，所述第二开关管M2的源极与所述第一开关管M1和所述储能电容C2的公共端连接。

假设当电压高于Vm的时候，Vm作为预设电压值，电路中的功耗严重。故此时，需要利用驱动控制电路来控制图5中开关管M1和M2的栅极电压，进而控制开关管的导通和关断状态的变化。使得：

1.当Vin≤Vm，M1和M2均导通。

2.当Vin＞Vm，通过控制开关管M1和M2的导通和关断来使得Vout≤Vin/2。

实施例二中驱动控制电路的控制方式及过程与实例一的方法相同。

虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。

以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。