一种高稳定性的低压差线性稳压器的制作方法

本发明涉及电子电路技术，具体涉及一种无片外电容的高稳定性的低压差线性稳压器ldo电路。

背景技术

低压差线性稳压器(ldo)具有低压差、低功耗、低噪声、占用芯片面积小等特点，在cmos集成电路，尤其是低功耗电路设计中得到了广泛的应用。而普通的ldo在重载情况下会使得误差放大器模块的输出极点和主极点相聚太近，从而容易导致电路不稳定。通常情况下的解决方案是接片外电容以实现频率补偿，但是片外电容的使用为整体电路的设计带来了许多不便，例如增大了电路面积、增加了成本且不利于集成；而无片外电容的ldo又存在摆率受限和电源抑制比psrr不够等问题。

技术实现要素：

针对上述传统的包括片外电容的ldo电路面积较大，而无片外电容的ldo在摆率和电源抑制比方面的问题，本发明提出一种低压差线性稳压器ldo电路，没有片外电容，利用内部的小电容进行密勒补偿稳定ldo，另外还加入了抗浪涌的保护电路，提高了电路的可靠性。

本发明的技术方案为：

一种高稳定性的低压差线性稳压器，包括误差放大器ea、第一电阻r1、第二电阻r2和输出级，

所述输出级的输出端作为所述低压差线性稳压器的输出端，第一电阻r1和第二电阻r2串联并接在所述低压差线性稳压器的输出端和地之间，其串联点连接所述误差放大器ea的反相输入端；所述误差放大器ea的同相输入端连接基准电压vref；

所述低压差线性稳压器还包括保护电路、密勒电容cm、第二pmos管mp2、第一电流源i1和第二电流源i2，

第二pmos管mp2的栅极连接所述误差放大器ea的输出端，其源极连接所述输出级的输入端并通过第一电流源i1后连接输入电压vin，其漏极通过第二电流源i2后接地；

密勒电容cm连接在第二pmos管mp2的漏极和所述低压差线性稳压器的输出端之间；

所述保护电路包括第三pmos管mp3、二极管d1、第二电容c2和第四电阻r4，

第三pmos管mp3的源极连接二极管d1的阴极和第四电阻r4的一端并连接输入电压vin，其栅极连接二极管d1的阳极和第四电阻r4的另一端并通过第二电容c2后接地，其漏极连接所述输出级的输入端。

具体的，所述输出级包括第一pmos管mp1，第一pmos管mp1的栅极作为所述输出级的输入端，其漏极作为所述输出级的输出端；

所述低压差线性稳压器还包括第一nmos管mn1、第一电容c1和第三电阻r3，第一nmos管mn1的源极连接第一pmos管mp1的源极，其栅极连接第三电阻r3的一端和第一电容c1的一端，其漏极连接第三电阻r3的另一端并连接输入电压vin；第一电容c1的另一端接地。

具体的，所述误差放大器ea包括第二nmos管m1、第三nmos管m2、第四nmos管m3、第五nmos管m4、第六nmos管m11、第七nmos管m12、第八nmos管m15、第九nmos管m16、第四pmos管m5、第五pmos管m6、第六pmos管m7、第七pmos管m8、第八pmos管m9、第九pmos管m10、第十pmos管m13、第十一pmos管m14、第三电流源i3和第四电流源i4，

第二nmos管m1的栅极连接第三nmos管m2的栅极并作为所述误差放大器ea的反相输入端，其源极连接第四pmos管m5的源极，其漏极连接第三nmos管m2和第五nmos管m4的漏极以及第八pmos管m9和第十pmos管m13的源极；

第五pmos管m6的栅极连接第四pmos管m5的栅极和漏极并通过第三电流源i3后接地，其源极连接第四nmos管m3的源极，其漏极接地；

第五nmos管m4的栅极连接第四nmos管m3的栅极并作为所述误差放大器ea的同相输入端，其源极连接第七pmos管m8的源极；

第六pmos管m7的栅极连接第七pmos管m8的栅极和漏极并通过第四电流源i4后接地，其源极连接第三nmos管m2的源极，其漏极连接第八nmos管m15的栅极、第六nmos管m11的栅极和漏极；

第九pmos管m10的栅漏短接并连接第十一pmos管m14的栅极和第四nmos管m3的漏极，其源极连接第十pmos管m13的栅极、第八pmos管m9的栅极和漏极；

第十一pmos管m14的源极连接第十pmos管m13的漏极，其漏极连接第八nmos管m15的漏极并作为所述误差放大器ea的输出端；

第七nmos管m12的栅漏短接并连接第九nmos管m16的栅极和第六nmos管m11的源极，其源极接地；

第九nmos管m16的漏极连接第八nmos管m15的源极，其源极接地。

本发明的有益效果为：本发明不含片外电容，减小了电路面积，节约了成本；通过内部的小电容进行密勒补偿稳定了ldo，在电路中还加入了抗浪涌保护电路，提高了电路的可靠性；一些实施例中利用pmos管(第一pmos管mp1)的输出级与nmos管(mn1)级联提高了电路的电源抑制比psrr，误差放大器ea采用class-ab输入级交叉耦合差分放大器提高了转换速率。

附图说明

图1是本发明提出的一种高稳定性的低压差线性稳压器的整体电路示意图。

图2是实施例中给出的误差放大器ea的一种实现电路结构图。

图3是本发明中电池浪涌的保护电路的结构示意图。

图4是本发明提出的一种高稳定性的低压差线性稳压器的具体电路示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例和附图详细描述本发明。

本发明提出的一种高稳定性的低压差线性稳压器如图1所示，包括误差放大器ea、第一电阻r1、第二电阻r2、输出级、保护电路、密勒电容cm、第二pmos管mp2、第一电流源i1和第二电流源i2，其中第一电阻r1和第二电阻r2组成反馈网络，将ldo的输出电压分压后反馈回误差放大器ea的反相输入端，误差放大器ea的同相输入端连接基准电压vref；第二pmos管mp2用于频率补偿，其栅极连接误差放大器ea的输出端，其源极连接输出级的输入端并通过第一电流源i1后连接输入电压vin，其漏极通过第二电流源i2后接地；输出级的输出端作为低压差线性稳压器的输出端，将输出电压vout输出；密勒电容cm连接在第二pmos管mp2的漏极和低压差线性稳压器的输出端之间，输入电压vin作为电路的电源电压。iload为负载电流、cd为负责电容，resr为负载电阻。输出电压vout经过第一电阻r1和第二电阻r2构成的反馈网络分压反馈到误差放大器ea的反相输入端，当输出电压vout变高时，误差放大器ea的输出变高，第二pmos管mp2的源端变高，输出级栅源电压或栅漏电压(输出级为pmos管时，pmos管漏极作为ldo的输出端，则pmos管的栅源电压减小；输出级为nmos管时，nmos管的源极作为ldo的输出端，则nmos管的栅漏电压减小)，使得输出电压vout变低，实现了环路的稳定。

输出级采用pmos管可以输出与电源电压差更小的电压，使其输出电压相对输入电压vin有较高裕度，如图1所示，一些实施例中输出级包括第一pmos管mp1，第一pmos管mp1的栅极作为输出级的输入端，其漏极作为输出级的输出端。但是pmos管会使电路的电源抑制比psrr比较差，因此电路中加入了折叠共源共栅结构cascode的第一nmos管mn1将第一pmos管mp1与输入电压vin隔离，提高了电路的电源抑制比psrr，第一nmos管mn1栅端的第三电阻r3和第一电容c1构成rc滤波器，对第一nmos管mn1进行偏置，使第一nmos管mn1栅端电压更稳定。第一nmos管mn1的源极连接第一pmos管mp1的源极，其栅极连接第三电阻r3的一端和第一电容c1的一端，其漏极连接第三电阻r3的另一端并连接输入电压vin；第一电容c1的另一端接地。

一些实施例中还可以选用nmos作为输出级来输出电压，但是采样nmos管作为输出级时需要在电源电压即输入电压vin较低时利用电荷泵来驱动nmos管的栅极。

下面以输出级为pmos管为例详细说明本实施例的工作过程和工作原理。

保护电路用于发生浪涌电压时关断ldo的主体结构，其具体电路如图3所示，保护电路包括第三pmos管mp3、二极管d1、第二电容c2和第四电阻r4，第三pmos管mp3的源极连接二极管d1的阴极和第四电阻r4的一端并连接输入电压vin，其栅极连接二极管d1的阳极和第四电阻r4的另一端并通过第二电容c2后接地，其漏极连接输出级的输入端。

电路正常工作时二极管d1反偏很大看作断开，第三pmos管mp3的栅压通过第四电阻r4接输入电压vin，第二电容c2看作开路，因此第三pmos管mp3的栅源电压为零，第三pmos管mp3断开，输出级第一pmos管mp1正常工作；当输入电压vin发生浪涌时输入电压vin升高很大，第二电容c2上电压不能突变，第三pmos管mp3的栅源电压增加，因为二极管d1的存在，使得第三pmos管mp3的栅源电压最大为二极管d1的反向耐压，使其不至于损坏，此时第三pmos管mp3导通，第三pmos管mp3通过漏端对第一pmos管mp1充电，将第一pmos管mp1拉至输入电压vin，第一pmos管mp1关断，保护内部芯片。

如图2所示给出了误差放大器ea的一种实现电路结构，本实施例中误差放大器采用classab输入级交叉耦合差分输入的误差放大器ea来提高转换速率，其输出级没有用恒定电流偏置，使得误差放大器ea的输出级摆率不受偏置电流限制，无论ldo输出电压过冲或者下冲误差放大器都可以提供大的上/下拉电流；本实施例中误差放大器ea输出级部分器件工作在弱反型区，使误差放大器ea具有高增益和低静态功耗的特点，具体表现为：运用gm/id的方法调节器件的宽长比，可以使输出级的第十pmos管m13、第十一pmos管m14、第八nmos管m15和第九nmos管m16进入弱反型区，当同相输入端in+高的时候第八nmos管m15和第九nmos管m16工作在弱反型区，当反相输入端in—高的时候第十pmos管m13和第十一pmos管m14工作在弱反型区，这样不仅减小了器件面积，而且降低了功耗。

本实施例中的误差放大器ea包括第二nmos管m1、第三nmos管m2、第四nmos管m3、第五nmos管m4、第六nmos管m11、第七nmos管m12、第八nmos管m15、第九nmos管m16、第四pmos管m5、第五pmos管m6、第六pmos管m7、第七pmos管m8、第八pmos管m9、第九pmos管m10、第十pmos管m13、第十一pmos管m14、第三电流源i3和第四电流源i4，其中第十pmos管m13、第十一pmos管m14、第八nmos管m15和第九nmos管m16构成误差放大器ea的输出级，其余结构构成误差放大器ea的第一级，第四pmos管m5和第五pmos管m6构成电流镜结构，第八pmos管m9、第九pmos管m10、第六nmos管m11和第七nmos管m12为二极管方式连接；第二nmos管m1的栅极连接第三nmos管m2的栅极并作为误差放大器ea的反相输入端，其源极连接第四pmos管m5的源极，其漏极连接第三nmos管m2和第五nmos管m4的漏极以及第八pmos管m9和第十pmos管m13的源极；第五pmos管m6的栅极连接第四pmos管m5的栅极和漏极并通过第三电流源i3后接地，其源极连接第四nmos管m3的源极，其漏极接地；第五nmos管m4的栅极连接第四nmos管m3的栅极并作为误差放大器ea的同相输入端，其源极连接第七pmos管m8的源极；第六pmos管m7的栅极连接第七pmos管m8的栅极和漏极并通过第四电流源i4后接地，其源极连接第三nmos管m2的源极，其漏极连接第八nmos管m15的栅极、第六nmos管m11的栅极和漏极；第九pmos管m10的栅漏短接并连接第十一pmos管m14的栅极和第四nmos管m3的漏极，其源极连接第十pmos管m13的栅极、第八pmos管m9的栅极和漏极；第十一pmos管m14的源极连接第十pmos管m13的漏极，其漏极连接第八nmos管m15的漏极并作为误差放大器ea的输出端；第七nmos管m12的栅漏短接并连接第九nmos管m16的栅极和第六nmos管m11的源极，其源极接地；第九nmos管m16的漏极连接第八nmos管m15的源极，其源极接地。

误差放大器的拓扑结构有助于摆率独立于直流偏置电流，输入电压vin被施加到第二nmos管m1、第三nmos管m2、第四nmos管m3和第五nmos管m4上；第二nmos管m1和第五nmos管m4作为源跟随器将输入信号传送到第五pmos管m6和第六pmos管m7；第四pmos管m5和第七pmos管m8的作用是电平移位器。误差放大器第一级的输出以电流镜的方式与误差放大器ea的输出级即第十pmos管m13、第十一pmos管m14、第八nmos管m15和第九nmos管m16级联，可以获得更高的输出阻抗，从而获得更高的直流增益。采用gm/id方法对晶体管进行尺寸调整，将晶体管偏置在弱反型区并优化器件的宽长比可以获得更高的增益。这减小了误差放大器ea的总体尺寸，并且器件工作在弱反型区降低了功耗。由于本电路结构当中输出级电流不受偏置电流限制，因此误差放大器ea可以获得更大的摆率。

根据上面分析可知误差放大器ea由于具有很高输出阻抗而具有很高直流增益，接下来对图4所示的电路结构进行分析，由第一电阻r1、第二电阻r2、误差放大器ea、第二pmos管mp2和第一pmos管mp1的输出级构成的反馈环路的开环增益为：

a′＝gmp[(r1+r2)]/rop]

其中gmp是第一pmos管mp1的跨导，rop是第一pmos管mp1的输出阻抗，如果误差放大器ea的增益为a，那么可以得到环路的反馈系数：

由此可以得到

其中表示输入电压vin变化时输出电压vout跟随输入电压vin变化的大小，这个比值越小证明电路性能越好，在输入电压vin抖动时输出电压vout也是一个稳定的电压。

有以上推导结果可见，误差放大器ea的高增益会使电源抑制比psrr效果更佳。

综上，本发明提出一种低压差线性稳压器，无片外电容，减小了电路面积，节约了成本；通过内部的小电容进行密勒补偿稳定ldo，在电路中还加入了抗浪涌保护电路，提高了电路的可靠性；一些实施例中利用pmos管(第一pmos管mp1)的输出级与nmos管(mn1)级联来提高电路的电源抑制比psrr，同时采用无源rc低通滤波器对第一nmos管mn1进行偏置，误差放大器ea采用class-ab输入级交叉耦合差分放大器提高了转换速率。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围之内。