半导体模块和电力转换装置的制作方法

本发明涉及内置有半导体元件的半导体模块以及采用该半导体模块的电力转换装置。

背景技术：

有电力转换装置中采用的已知半导体模块(参见，例如，日本专利申请公布no.jp2014229642a)。所述半导体模块具有例如内置的igbt(绝缘栅双极晶体管)；igbt由硅半导体制成。所述电力转换装置被配置成通过控制igbt的切换来执行电力转换。

近年来，对低损耗半导体模块的需求已经增长。为了试图满足这种需求，已研究半导体模块，其中由硅半导体制成的igbt和由宽带隙半导体(例如，sic或gan)制成的mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管)彼此并联连接。由于扩散电势在其中的存在，igbt在相对低电流区域中具有高导通电阻。相较而言，由宽带隙半导体制成的mosfet具有低导通电阻，因为mosfet中没有扩散电势。因此，利用彼此并联连接的igbt和mosfet，可减少半导体模块的损耗。此外，通过增加mosfet芯片面积(或表面积)可进一步减少半导体模块的损耗。

然而，宽带隙半导体的制造成本是高的。因此，增加mosfet的芯片面积，整个半导体模块的制造成本相应地增加。此外，在高电流区域中，igbt的双极效应变得显著，降低了igbt的导通电阻。因此，在高电流区域中，将mosfet并联连接到igbt的对半导体模块的损耗的减少的效应变小。相应地，在高电流区域中，通过增加mosfet的芯片面积来显著减少半导体模块的损耗是困难的。

技术实现要素：

根据示例性实施例，提供了一种包括igbt和mosfet的半导体模块。igbt由硅半导体制成。mosfet由具有比硅半导体宽的带隙的宽带隙半导体制成。igbt和mosfet彼此并联连接以形成半导体元件对。igbt具有比mosfet大的表面积。半导体模块被配置成在包括低电流区域和高电流区域的区域中操作。流过半导体元件对的电流在高电流区域中比在低电流区域中高。在低电流区域中，mosfet的导通电阻比igbt的导通电阻低。相较而言，在高电流区域中，igbt的导通电阻比mosfet的导通电阻低。

利用上述配置，mosfet的表面积被规定为比igbt的表面积小。因此，可最小化由制造成本高的宽带隙半导体制成的mosfet的表面积。结果，可最小化整个半导体模块的制造成本。

此外，利用上述配置，在低电流区域中，电流主要流过mosfet，mosfet的导通电阻在低电流区域中比igbt的导通电阻低。结果，可在半导体模块在低电流区域中的操作期间减少其损耗。另外，由于mosfet主要用在低电流区域中，因此可如上所述最小化mosfet的表面积却不会使低电流难以主要流过mosfet。

此外，利用上述配置，在高电流区域中，电流主要流过igbt，igbt的导通电阻在高电流区域中比mosfet的导通电阻低。结果，可在半导体模块在高电流区域中的操作期间减少其损耗。另外，由于igbt的表面积被规定为比mosfet的表面积大，所以可促进高电流主要流过igbt。

因此，利用上述配置，在低电流区域和高电流区域中的每一个中，可使电流主要流过igbt和mosfet中在该区域中导通电阻比另一个低的那一个。结果，可在整个操作区域上减少半导体模块的损耗。

总之，利用上述配置，可最小化半导体模块的制造成本以及在整个操作区域上减少半导体模块的损耗。

附图说明

从下文给出的详细描述以及从示例性实施例的附图，将更彻底地理解本发明，但这些示例性实施例不应被视为是将本发明限制在这些特定实施例，而是仅仅出于阐释和理解的目的。

在附图中：

图1是根据第一实施例的半导体模块的示意图；

图2是根据第一实施例的半导体模块的平面图，其中用虚线示出了内置在半导体模块中的igbt和mosfet二者；

图3是示出在室温下根据第一实施例的半导体模块的igbt和mosfet的电流—电压特性的曲线图；

图4是示出在高温下根据第一实施例的半导体模块的igbt和mosfet的电流—电压特性的曲线图；

图5是通过叠加图3和4的曲线图而获得的曲线图；

图6是根据第一实施例的电力转换装置的电路图；

图7是根据第一实施例的修改的半导体模块的示意图；

图8是根据第二实施例的半导体模块的示意图；

图9是根据第二实施例的半导体模块的平面图，其中用虚线示出了内置在半导体模块中的igbt、mosfet和二极管的全部；

图10是示出根据第二实施例的电力转换装置的成对的上臂和下臂半导体模块的切换操作的时序图；

图11是示出当上臂半导体模块的igbt和mosfet二者处于导通状态时根据第二实施例的电力转换装置的成对的上臂和下臂半导体模块中流动的电流的示意图；

图12是示出当上臂半导体模块的igbt和mosfet二者从导通转变成截止时根据第二实施例的电力转换装置的成对的上臂和下臂半导体模块中流动的电流的示意图；

图13是根据第三实施例的半导体模块的平面图，其中用虚线示出了内置在半导体模块中的igbt、mosfet和二极管的全部；

图14是示出根据第三实施例的电力转换装置的成对的上臂和下臂半导体模块的切换操作的时序图；

图15是示出当上臂半导体模块的igbt和mosfet二者处于导通状态时根据第三实施例的电力转换装置的成对的上臂和下臂半导体模块中流动的电流的示意图；以及

图16是示出当上臂半导体模块的igbt和mosfet二者从导通转变成截止时根据第三实施例的电力转换装置的成对的上臂和下臂半导体模块中流动的电流的示意图。

具体实施方式

下文将参考图1—16描述示例性实施例。应当注意，为了清楚和理解，在附图的每一图中，已尽可能用相同的附图标记来标示贯穿整个说明书具有相同功能的相同部件，以及为了避免冗余，将不重复对相同部件的描述。

[第一实施例]

图1示出了根据第一实施例的半导体模块1的配置。如图所示，半导体模块1包括igbt(绝缘栅双极晶体管)2和mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管)3。

在本实施例中，igbt2由硅半导体制成。mosfet3由具有比硅半导体宽的带隙的宽带隙半导体制成。更具体地，在本实施例中，mosfet3由sic制成。

如图1所示，在本实施例中，igbt2和mosfet3彼此并联连接以形成半导体元件对4。此外，如图2所示，igbt2具有比mosfet3大的表面积。

如图3所示，在本实施例中，半导体模块1被配置成在包括低电流区域al和高电流区域ah的区域中操作。流过半导体元件对4的电流在高电流区域ah中比在低电流区域al中高。此外，在低电流区域al中，mosfet3的导通电阻比igbt2的导通电阻低。相较而言，在高电流区域ah中，igbt2的导通电阻比mosfet3的导通电阻低。

如图6所示的电力转换装置6中采用根据本实施例的半导体模块1。电力转换装置6是用在诸如混合动力车辆或电动车辆之类的机动车辆中的车载电力转换器。

如图2所示，在本实施例中，半导体模块1包括主体10、成对的电力端子11(11a、11b)以及多个控制端子12，主体10具有内置在其中的igbt2和mosfet3，电力端子11从主体10突出。

如图1所示，在成对的电力端子11中，一个电力端子11a连接到igbt2的集电极(c)和mosfet3的漏极(d)二者，而另一电力端子11b连接到igbt2的发射极(e)和mosfet3的源极(s)二者。此外，虽然图1中未示出，但控制端子12中的一些连接到igbt2的栅极(g)和mosfet3的栅极(g)，使得可经由这些控制端子12将电压施加到igbt2和mosfet3的栅极(g)。

图3示出了在室温(例如，25℃)下igbt2和mosfet3的电流—电压特性。

在此，igbt2的电流—电压特性通过研究在向igbt2的栅极施加恒定电压的情况下，施加在igbt2的集电极和发射极之间的电压vce与在igbt2的集电极和发射极之间流动的集电极电流ic之间的关系来确定。另一方面，mosfet3的电流—电压特性通过研究在向mosfet3的栅极施加恒定电压的情况下，施加在mosfet3的漏极和源极之间的电压vds与在mosfet3的漏极和源极之间流动的漏极电流id之间的关系来确定。

从图3可见，在mosfet3中，随着施加在漏极和源极之间的电压vds的增大，漏极电流id以恒定斜率增大。也就是说，mosfet3的导通电阻是恒定的而不管电压vds如何(或者不管漏极电流id如何)。另一方面，在igbt2中，当施加在集电极和发射极之间的电压vce达到某一水平时，集电极电流ic急剧增大。也就是说，igbt2的导通电阻不是恒定的而是在电压vce达到某一水平时急剧减小。

因此，在本实施例中，在流过整个半导体模块1的电流相对低的低电流区域al中，mosfet3的导通电阻比igbt2的导通电阻低。相较而言，在流过整个半导体模块1的电流相对高的高电流区域ah中，igbt2的导通电阻比mosfet3的导通电阻低。

此外，如图4所示，igbt2的导通电阻和mosfet3的导通电阻二者都随着温度的提升而增大。但是，mosfet3的导通电阻的增大速率比igbt2的导通电阻的增大速率高。也就是说，随着温度的提升，mosfet3的导通电阻比igbt2的导通电阻更急剧地增大。

图5示出了通过叠加图3和4中所示的曲线图而获得的曲线图。

从图5可见，当半导体模块1在低电流区域al中操作且半导体模块1的温度相对低(例如，如图3所示在25℃的室温下)时，igbt2的导通电阻rigbtrt和mosfet3的导通电阻rmosrt满足以下关系：

rmosrt<rigbtrt

相较而言，当半导体模块1在高电流区域ah中操作且半导体模块1的温度已被由半导体模块1的操作产生的热量提升(例如，如图4所示到150℃)时，igbt2的导通电阻rigbtht和mosfet3的导通电阻rmosht满足以下关系：

rigbtht<rmosht

另外，在图5中，igbt@rt和mosfet@rt分别指示在室温(例如，25℃)下igbt2的电流—电压特性和mosfet3的电流—电压特性；以及igbt@ht和mosfet@ht分别指示在高温(例如，150℃)下igbt2的电流—电压特性和mosfet3的电流—电压特性。

图6示出了电力转换装置6的配置。如图所示，电力转换装置6包括六个根据本实施例的半导体模块1(1h，1l)。也就是说，半导体模块1中的每一个包括如上所述的igbt2和mosfet3。此外，六个半导体模块1中的三个半导体模块1是上臂半导体模块1h，而其余三个半导体模块1是下臂半导体模块1l。换言之，电力转换装置6包括三对上臂半导体模块1h和下臂半导体模块1l。电力转换装置6还包括平流电容器19和控制电路60。控制电路60控制半导体模块1的igbt2和mosfet3的切换操作，从而将来自dc电源8(例如，车辆电池)的dc功率转换成ac功率并将所获得的ac功率供应给ac负载80。另外，ac负载80可以是例如用于驱动车辆的电动发电机(mg)。

此外，如图6所示，在半导体模块1的每个mosfet3中有形成主体二极管30。在半导体模块1的igbt2和mosfet3的切换操作过程中，因ac负载80的电感而产生的回扫电流流过mosfet3的主体二极管30。

根据本实施例，可达到以下有益效果。

在本实施例中，每个半导体模块1包括由硅半导体制成的igbt2和由具有比硅半导体2宽的带隙的宽带隙半导体(更具体地，sic)制成的mosfet3。igbt2和mosfet3彼此并联连接以形成半导体元件对4(参见图1)。igbt2的表面积比mosfet3的表面积大(参见图2)。半导体模块1被配置成在包括低电流区域al和高电流区域ah的区域中操作(参见图3)流过半导体元件对4的电流在高电流区域ah中比在低电流区域al中高。在低电流区域al中，mosfet3的导通电阻比igbt2的导通电阻低。相较而言，在高电流区域ah中，igbt2的导通电阻比mosfet3的导通电阻低。

利用上述配置，mosfet3的表面积被规定为比igbt2的表面积小。因此，可最小化由制造成本高的宽带隙半导体制成的mosfet3的表面积。结果，可最小化整个半导体模块1的制造成本。

此外，利用上述配置，在低电流区域al中，电流主要流过mosfet3，mosfet3的导通电阻在低电流区域al中比igbt2的导通电阻低。结果，可在半导体模块1在低电流区域al中的操作期间减少其损耗。另外，由于mosfet3主要用在低电流区域al中，因此可如上所述最小化mosfet3的表面积却不会使低电流难以主要流过mosfet3。

此外，利用上述配置，在高电流区域ah中，电流主要流过igbt2，igbt2的导通电阻在高电流区域ah中比mosfet3的导通电阻低。结果，可在半导体模块1在高电流区域ah中的操作期间减少其损耗。另外，由于igbt2的表面积被规定为比mosfet3的表面积大，所以可促进高电流主要流过igbt2。

因此，利用上述配置，在低电流区域al和高电流区域ah中的每一个中，可使电流主要流过igbt2和mosfet3中的在该区域中导通电阻比另一个低的那一个。结果，可在整个操作区域上减少半导体模块1的损耗。

此外，在本实施例中，当半导体模块1在低电流区域al中操作且半导体模块1的温度等于第一温度(例如，如图3所示的25℃的室温)时，igbt2的导通电阻rigbtrt和mosfet3的导通电阻rmosrt满足rmosrt<rigbtrt的关系。相较而言，当半导体模块1在高电流区域ah中操作且半导体模块1的温度已被由半导体模块1的操作产生的热量提升到比第一温度高的第二温度(例如，如图4所示的150℃)时，igbt2的导通电阻rigbtht和mosfet3的导通电阻rmosht满足rigbtht<rmosht的关系。

利用上述配置，随着半导体模块1的温度的提升，mosfet3的导通电阻比igbt2的导通电阻更急剧地增大。因此，当半导体模块1在高电流区域ah中操作且半导体模块1的温度已被由半导体模块1的操作产生的热量提升时，电流的主要路径从mosfet3转移到igbt2。在本实施例中，如上所述，igbt2的表面积被规定为比mosfet3的表面积大。结果，在半导体模块1在高电流区域ah中的操作期间，可促进高电流主要流过igbt2，从而保持半导体模块1的损耗低(甚至在半导体模块1的温度变高时)。

总之，根据本实施例的半导体模块1具有上述配置，利用该配置，可最小化半导体模块1的制造成本以及在整个操作区域上减少半导体模块1的损耗。

另外，在本实施例中，如上所述，mosfet3由sic制成。但是，mosfet3也可由其他宽带隙半导体(诸如gan或金刚石)制成。

此外，在本实施例中，如上所述，半导体模块1仅具有内置在其中的一个半导体元件对4(参见图1)。但是，如图7所示，半导体模块1可被修改成具有内置在其中的上臂半导体元件对4和下臂半导体元件对4二者；上臂和下臂半导体元件对4中的每一者均包括igbt2和mosfet3，所述igbt2和mosfet3彼此并联连接。

[第二实施例]

图8示出了根据第二实施例的半导体模块1的配置。

相较于根据第一实施例的半导体模块1(参见图1)，根据本实施例的半导体模块1进一步包括反并联(或逆并联)连接到mosfet3的二极管5，如图8所示。二极管5是由诸如sic之类的宽带隙半导体制成的肖特基势垒二极管。

如图9所示，在本实施例中，igbt2的表面积sigbt、mosfet3的表面积smos和二极管5的表面积sdi被设置成满足以下关系：

sigbt>smos>sdi，

类似于根据第一实施例的电力转换装置6(参见图6)，根据本实施例的电力转换装置6包括六个根据本实施例的半导体模块1(1h，1l)。此外，六个半导体模块1中的三个半导体模块1是上臂半导体模块1h，而其余三个半导体模块1是下臂半导体模块1l。换言之，电力转换装置6包括三对上臂半导体模块1h和下臂半导体模块1l。

图11和12示出了在根据本实施例的电力转换装置6中的一对上臂和下臂半导体模块1h和1l中流动的电流。

如图11所示，当上臂半导体模块1h的igbt2h和mosfet3h处于导通状态时，电流ih流过igbt2h和mosfet3h二者到达ac负载80。

然后，如图12所示，当上臂半导体模块1h的igbt2h和mosfet3h二者从导通转变成截止时，因ac负载80的电感而产生的回扫电流if流过下臂半导体模块1l的二极管5l。同时，回扫电流if中的微量回扫电流流过下臂半导体模块1l的mosfet3l的主体二极管30l。

在本实施例中，当回扫电流if流过下臂半导体模块1l时，下臂半导体模块1l的mosfet3l转变成导通，从而允许回扫电流if流过mosfet3l。

图10示出了根据本实施例的成对的上臂和下臂半导体模块1h和1l的切换操作。

如图10所示，上臂半导体模块1h的igbt2h和mosfet3h二者在时刻t0均转变成导通并保持导通直至时刻t1。在t0—t1的历时期间，电流ih流过igbt2h和mosfet3h二者到达ac负载80。然后，在时刻t1，上臂半导体模块1h的igbt2h和mosfet3h二者均从导通转变成截止。在从时刻t1经过预定时间之后，下臂半导体模块1l的mosfet3l在时刻t2转变成导通。在t1—t2的历时期间，回扫电流ifdi(if)流过下臂半导体模块1l的二极管5l。然后，mosfet3l保持导通直至其在时刻t3转变成截止。在t2—t3的历时期间，回扫电流ifmos(if)流过mosfet3l。此外，在从时刻t3经过预定时间之后，上臂半导体模块1h的igbt2h和mosfet3h二者在时刻t4再次转变成导通。在t3—t4的历时期间，回扫电流ifdi(if)流过下臂半导体模块1l的二极管5l。然后，igbt2h和mosfet3h二者均保持导通直至它们在时刻t5再次转变成截止。在t4—t5的历时期间，电流ih流过igbt2h和mosfet3h二者到达ac负载80。以上述方式，重复成对的上臂和下臂半导体模块1h和1l的切换操作。另外，由电力转换装置6(参见图6)的控制电路60控制所述切换操作。

如上所述，在t1—t2和t3—t4的历时(或死时间)期间，回扫电流if主要流过下臂半导体模块1l的二极管5l。相较而言，在t2—t3的历时期间，下臂半导体模块1l的mosfet3l保持导通使得回扫电流if主要流过mosfet3l，mosfet3l的导通电阻比二极管5l的导通电阻低。

根据本实施例，可达到与第一实施例中所描述的有益效果相同的有益效果。

此外，在本实施例中，每个半导体模块1在igbt2和mosfet3之外进一步包括以反并联连接到mosfet3的二极管5。结果，可使增加量的回扫电流if流过半导体模块1却不会招致大的损耗。

更具体地，被允许流过半导体模块1的mosfet3的主体二极管30的电流量是小的。因此，在不存在与mosfet3以反并联连接的二极管5的情况下，当流过半导体模块1的回扫电流if高时，会因半导体模块1对回扫电流if的高电阻而发生大的损耗。相较而言，在本实施例中，在具有与mosfet3反并联连接的二极管5的情况下，半导体模块1对回扫电流if的电阻显著降低。因此，甚至在流过半导体模块1的回扫电流if高时，仍然可以抑制在半导体模块1中发生大的损耗。

在本实施例中，二极管5通过由宽带隙半导体制成的肖特基势垒二极管来实现。在肖特基势垒二极管中，没有恢复电流流动。因此，用肖特基势垒二极管实现二极管5可以消除二极管5的恢复损耗。

在本实施例中，igbt2的表面积sigbt、mosfet3的表面积smos和二极管5的表面积sdi被设置成满足sigbt>smos>sdi的关系。因此，可最小化二极管5的表面积sdi，从而最小化整个半导体模块1的制造成本。此外，在这种情况中，回扫电流if主要流过mosfet3，mosfet3的导通电阻比二极管5的导通电阻低。结果，可减少在回扫电流if流过半导体模块1的过程中在半导体模块1中发生的损耗。

在本实施例中，在回扫电流if流过半导体模块1的时间段(例如，图10中的t1—t4)期间，控制电路60将半导体模块1的mosfet3转变成导通，从而允许回扫电流if流过mosfet3。

利用上述配置，由于允许回扫电流if流过mosfet3，所以可最小化二极管5的表面积，从而最小化整个半导体模块1的制造成本。此外，由于回扫电流if主要流过导通电阻比二极管5的导通电阻低的mosfet3，所以可减少在回扫电流if流过半导体模块1的过程中在半导体模块1中发生的损耗。

[第三实施例]

根据第三实施例的半导体模块1具有与根据第二实施例的半导体模块1差不多相同的配置。相应地，其间的差异将主要在下文中进行描述。

在第二实施例中，igbt2的表面积sigbt、mosfet3的表面积smos和二极管5的表面积sdi被设置成满足sigbt>smos>sdi的关系(参见图9)。

相较之下，在本实施例中，如图13所示，igbt2的表面积sigbt、mosfet3的表面积smos和二极管5的表面积sdi被设置成满足以下关系：

sigbt>sdi>smos

此外，在本实施例中，与在第二实施例中一样，二极管5通过由宽带隙半导体(例如，sic)制成的肖特基势垒二极管来实现。

类似于根据第一和第二实施例的电力转换装置6(参见图6)，根据本实施例的电力转换装置6包括六个根据本实施例的半导体模块1(1h，1l)。此外，六个半导体模块1中的三个半导体模块1是上臂半导体模块1h，而其余三个半导体模块1是下臂半导体模块1l。换言之，电力转换装置6包括三对上臂半导体模块1h和下臂半导体模块1l。

图15和16示出了在根据本实施例的电力转换装置6中的一对上臂和下臂半导体模块1h和1l中流动的电流。

如图15所示，当上臂半导体模块1h的igbt2h和mosfet3h处于导通状态时，电流ih流过igbt2h和mosfet3h二者到达ac负载80。

然后，如图16所示，当上臂半导体模块1h的igbt2h和mosfet3h二者从导通转变成截止时，因ac负载80的电感而产生的回扫电流if流过下臂半导体模块1l的二极管5l。同时，微量的回扫电流if流过下臂半导体模块1l的mosfet3l的主体二极管30l。

在本实施例中，当回扫电流if流过下臂半导体模块1l时，下臂半导体模块1l的mosfet3l保持截止，从而阻止回扫电流if流过mosfet3l。结果，回扫电流if主要流过下臂半导体模块1l的二极管5l，而不是如第二实施例中主要流过mosfet3l。

图14示出了根据本实施例的成对的上臂和下臂半导体模块1h和1l的切换操作。

如图14所示，上臂半导体模块1h的igbt2h和mosfet3h二者在时刻t0转变成导通并保持导通直至时刻t1。在t0—t1的历时期间，电流ih流过igbt2h和mosfet3h二者到达ac负载80。然后，在时刻t1，上臂半导体模块1h的igbt2h和mosfet3h二者从导通转变成截止并保持截止直至时刻t4。在t1—t4的历时期间，下臂半导体模块1l的mosfet3l保持截止使得回扫电流if主要流过下臂半导体模块1l的二极管5l。在时刻t4，上臂半导体模块1h的igbt2h和mosfet3h二者再次转变成导通并保持导通直至它们在时刻t5再次转变成截止。在t4—t5的历时期间，电流ih流过igbt2h和mosfet3h二者到达ac负载80。以上述方式，重复成对的上臂和下臂半导体模块1h和1l的切换操作。另外，由电力转换装置6(参见图6)的控制电路60控制所述切换操作。

根据本实施例，可达到与第一实施例中所描述的有益效果相同的有益效果。

此外，在本实施例中，每个半导体模块1在igbt2和mosfet3之外进一步包括以反并联连接到mosfet3的二极管5。结果，可使增加量的回扫电流if流过半导体模块1却不会招致大的损耗。

在本实施例中，二极管5通过由宽带隙半导体制成的肖特基势垒二极管来实现。在肖特基势垒二极管中，没有恢复电流流动。因此，用肖特基势垒二极管实现二极管5可以消除二极管5的恢复损耗。

在本实施例中，igbt2的表面积sigbt、mosfet3的表面积smos和二极管5的表面积sdi被设置成满足sigbt>sdi>smos的关系。因此，可最小化由制造成本高的宽带隙半导体制成的mosfet3的表面积。结果，可最小化整个半导体模块1的制造成本。

在本实施例中，在回扫电流if流过半导体模块1的时间段(例如，图14中的t1—t4)内，控制电路60保持半导体模块1的mosfet3截止，从而阻止回扫电流if流过mosfet3。

利用上述配置，由于回扫电流if不流过mosfet3，所以容易最小化mosfet3的表面积，并因此容易最小化整个半导体模块1的制造成本。另外，如上所述，在本实施例中，二极管5的表面积sdi被规定为比mosfet3的表面积smos大。因此，可降低二极管5的导通电阻，从而允许增加量的回扫电流if流过二极管5。结果，虽然mosfet3保持截止，但仍然使足够量的回扫电流if流过半导体模块1却不会招致大的损耗。

虽然已经示出并描述了上述特定实施例，但本领域技术人员将理解，还能以多种其他模式具体化本发明却不背离本发明的精神。