专利名称：电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及到一种电源电路，尤其是涉及到一种具有电荷泵的电源电路。
背景技术：
一种常规电源电压升压的电源电路(参看日本的公开未经审查专利申请2000-166220)将描述如下。参考图11，电源电路100包括通过开关操作与时钟信号CLK1同步输出升压电压的电荷泵10，和根据电荷泵10的输出电压通过跳越时钟信号CLK1的脉冲调节电荷泵10的输出的调节器20。
如图12中例子所示，电荷泵10包括电容器C1、C2和开关SW1、SW2、SW3与SW4。开关SW1、电容器C1和开关SW2串联连接在电源与接地端Gnd之间。开关SW3连接在电源端VDD与电容器C1和开关SW2的连接点之间。开关SW4和电容器C2串联连接在接地端Gnd与开关SW1和电容器C1的连接点之间，而串联连接点与输出端Vout连接作为电荷泵10的输出。开关SW1与SW2和开关SW3与SW4完全由输入的时钟信号CLK2控制其开/关。
下面将描述电荷泵10的升压操作。首先，通过输入“高”电平时钟信号CLK2，开关SW1与SW2接通而开关SW3与SW4断开，并且电容器C1通过电源电压VDD充电。然后，通过时钟信号CLK2的“低”电平输入，开关SW1和SW2断开，开关SW3和SW4接通，而电容器C2利用等于电源电压VDD加上电容器C1的充电电压的电压进行充电。通过重复这种开/关的控制，升压的电压输出到电荷泵10的输出端。如果控制开/关以致使电容器C1和C2的充电电压饱和，那么二倍电源电压VDD的升压电压输出到电荷泵10的输出端。在这种电源电路100中，时钟信号CLK2的脉冲按照预定时间跳越(在这个例子中设置为“高”电平)以致电容器C2的再充电电压不变为饱和，而且升压操作通过控制开关SW3和SW4到断开而停止，以便输出低于两倍电源电压VDD的升压电压到电荷泵10的输出端。
如图11所示，调节器20包括分压电路21、比较器22、参考电压源23和与非门电路24。分压电路21还包括串行连接在电荷泵10的输出与接地端Gnd之间的分压电阻R1和R2，并且从分压点Pd输出分压Vd。在比较器22中，分电点Pd连接到反相输入端，而参考电压源23连接到非反相输入端，用于比较分压Vd与参考电压Vref，而且如果分压Vd高于参考电压Vref则比较器输出的Vc变成“低”电平，如果分压Vd低则比较器输出变成“高”电平。比较器22由于没有图示的外围的电路而具有滞后现象，以致在频率不稳定的高频率范围输出Vc不能变成“高”电平或者“低”电平。在与非门电路24中，时钟信号输入端CLK1连接到它的一个输入端，而比较器22的输出连接到它的另一个输入端，与非运算是在来自时钟信号输入端CLK1的第一时钟信号CLK1和比较器的输出Vc上执行的，而该结果提供给电荷泵10的时钟输入端作为第二时钟信号CLK2。
现在参考图13A-13D描述具有上述结构电源电路100的操作。电源电压VDD(例如VDD＝3V)通过直流电源(例如电池)提供给电源端VDD。时钟信号CLK1(比如10kHz)提供给时钟信号输入端CLK1，如图13A所示。分压电路21的分压电阻R1和R2被设置为例如R1/R2＝1，电荷泵10的输出电位在分压电路21的分压点Pd处分压，并且它的分压Vd与参考电压Vref(例如Vref＝2.5V)通过比较器22进行比较。假设比较器22具有Vref±Vw/2的滞后宽度。在时刻T1，Vd＜Vref+Vw/2，如图13D所示，而比较器22的输出电压Vc是“高”，如图13B所示。在这个“高”电平和时钟信号CLK1上由与非门电路24执行与非运算，而且如图13C所示，由时钟信号CLK1转化的CLK1条(形图)从与非门电路24输出作为时钟信号CLK2。电荷泵10根据时钟信号CLK2＝CLK1条连续升压操作直到Vd＞Vref+Vw/2建立为止，即直到输出端电压Vout超过调节电压Vout＝Vref×(1+R1/R2)＝2.5×(1+1)＝5V。
在T2时刻，当Vd＞Vref+Vw/2建立时，如图13D所示，比较器22的输出电压Vc从“高”电平改变到“低”电平，如图13B所示。与非门电路24在这个“低”电平和时钟信号CLK1上执行与非运算，而且条约过时钟信号CLK1的脉冲和从与非门电路24输出的“高”电平作为时钟信号CLK2，如图13C所示。电荷泵10响应“高”电平的时钟信号CLK2停止升压操作直到Vd＜Vref+Vw/2建立为止，即输出端电压Vout变得低于被调节的电压Vout＝Vref×(1+R1/R2)＝5V。
在T3时刻，Vd＜Vref-Vw/2建立，如图13D所示，比较器22的输出电压Vc从“低”电平是转化到“高”电平，如图13B所示。依据这个“高”电平，对应于转化的时钟信号CLK1的CLK1条从与非门电路24输出作为时钟信号CLK2，几乎与T1时刻的情况一样，并且电荷泵10继续升压操作直到通过CLK2＝CLK1条的输入建立Vd＞Vref+Vw/2为止。通过重复这些操作，电源电路100如此操作以致分压Vd在Vref+Vw/2的滞后范围内，如图13D所示，而且调节电压Vout＝Vref×(1+R1/R2)＝2.5×(1+1)＝5V被输出到输出端Vout。
在常规电源电路100中，比较器22具有滞后现象，以致在频率高和不稳定的频率时比较器22的输出Vc不能变成“高”电平或者“低”电平。由于连接到输出端Vout的负载波动，所以这个滞后必须足够补偿从比较器22输出较高和不稳定的频率。然而现在大家发现，当滞后增加时，如果输出端电压Vout超过期望值，比较器22停止电荷泵的升压操作直到输出端电压Vout按照滞后量从期望值下降为止。结果，输出端电压Vout的波纹增加。
发明内容
本发明的实施方式是一种电源电路，它包括转换电压的电荷泵和控制电荷泵转换操作的调节器。调节器以这样一种方式控制电荷泵，即电荷泵从电荷泵的输出超过参考电平时起的第一延迟时间后，停止转换操作，而从电荷泵的输出低于参考电平时起的长于第一延迟时间的第二延迟时间之后，转换操作重新启动。因为调节器利用第一延迟时间和第二延迟时间控制电荷泵，所以可以抑制电荷泵的高频率操作，而且如果负载相对轻，可以抑制操作电流消耗的增加而不增加非常大的输出波纹。
本发明的另一个实施方式是一种电源，其包括根据时钟信号转换电压并且输出调节电压的电荷泵，和根据电荷泵输出的电压与参考电压进行比较的比较器的调节器。调节器以这样的方式控制电荷泵，即响应电压超过参考电压时的比较器输出，通过跳过时钟信号脉冲停止电荷泵，以及响应电压低于参考电压时的比较器输出重新启动电荷泵。在根据电荷泵输出的电压超过参考电压后比较器输出状态改变时，比较器速度较快，而在根据电荷泵的输出的电压低于参考电压后比较器输出状态改变时，比较器速度较慢。
因为比较器速度是根据电荷泵的输出而变化，所以可以抑制电荷泵的高频率操作，而且如果负载相对轻，可以抑制工作电流消耗的增加而不增加特别大的输出波纹。
从下列参考附图的描述中，本发明的上述和其它目的、优点与特点将变得更清楚，其中附图包括图1是描绘一个实施例的电源电路200的电路图；图2是描绘图1电源电路200中所使用的比较器32的电路；图3A-3D显示描绘图2中所示比较器32操作的信号波形图；图4A-4D显示描绘图1中所示电源电路200操作的信号波形图；图5是图1电源电路200中所使用的比较器32的另一种电路图；图6是描绘另一个实施例的电源电路300的电路图；图7是描绘图6中电源电路300所使用的比较器42的电路图；图8A-8D显示描绘图7中所示的比较器42操作的信号波形图；图9A-9D显示描绘图6中电源电路300操作的信号波形图；图10是描绘图6中电源电路300所使用的比较器42的电路图；图11是描绘常规电源电路100的电路图；图12是描绘图1、图6和图11中所示电源电路使用的电荷泵10例子的电路图；图13A-13D显示描绘图11中所示电源电路100操作的信号波形图。
具体实施例方式
下面将参考附图描述本发明的一些典型实施例。这些实施例的电源电路都具有电荷泵和控制电荷泵的调节器。在电荷泵的输出超过参考电平时，从第一延迟时间后电荷泵停止转换操作。在电荷泵的输出低于参考电平时，从第二延迟时间后电荷泵重新启动转换操作。第二延迟时间比第一延迟时间长。
现在参考图1描述本发明实施例的电源电路200。与图11相同的组成元件用相同的参考数字表示而且将省略重复的描述。电源电路200包括转换电压的电荷泵10和控制电荷泵10的转换操作的调节器30。与图11中电源电路的不同的是电源电路200具有代替调节器20的调节器30。
调节器30包括分压电路31、比较器32、参考电压源33和与非门电路34。分压电路31是由串行连接在电荷泵10的输出与接地端Gnd之间的分压电阻R1和R2组成，并且从分压点Pd输出电压分压Vd。比较器32，分电点Pd连接到它的反相输入端而参考电压源33连接到非反相输入端，将分压Vd与参考电压Vref进行比较，而且当分压Vd高于参考电压Vref时则比较器的输出Vc是“低”电平，而当它低于参考电压Vref时Vc是“高”电平。
比较器32包括运算放大器35、反相器36和37、偏置电流源38和偏置电流控制电路39，如图2所示。运算放大器35由差动放大器级和输出级组成，差动放大器级由P沟道金属氧化物半导体(MOS)晶体管M1和M2，和N沟道MOS晶体管M3-M5组成，输出级由另外的P沟道MOS晶体管M6和N沟道MOS晶体管M7组成。MOS晶体管M6和M7的连接点P1连接到反相器36和37，而反相器36和37形成接点P1电位V1的波形，并且从反相器37输出“高”和“低”电平电压Vc。MOS晶体管M5和M7的栅极与偏置电流控制电路39连接，因此来自偏置电流源38的电流通过偏置电流控制电路39控制，而且提供偏置电流给MOS晶体管M5和M7。
偏置电流控制电路39包括N沟道MOS晶体管M8，它的漏极和源极分别连接到偏置电流源38和接地端的MOS晶体管M5和M7镜像连接；以二极管形式连接的N沟道MOS晶体管M9，它与源极接地而漏极接偏置电流源38的MOS晶体管M5和M7镜像连接；N沟道MOS晶体管M10和P沟道MOS晶体管M11，它构成用于连接MOS晶体管M9的漏极到偏置电流源38的传输门TG；和N沟道MOS晶体管M12，它构成用于设置MOS晶体管M9的栅极到地电位的下拉开关。MOS晶体管M10的栅极连接到反相器36和反相器37的连接点P2，而MOS晶体管M11和M12的栅极连接到反相器37的输出。
下面，将参考图3描述比较器32的操作。在这个例子中，假设晶体管的尺寸(W/L＝栅极宽度/栅极长度)是M5的(W/L)＝M7的(W/L)＝20，M8的(W/L)＝10，而M9的(W/L)＝30。
(1)在t1时刻，因为比较器32的负输入端的电位小于正输入端的电位，所以连接点P1的电位V1是“高”电平，连接点P2的电位V2是“低”电平，而输出电压Vc是“高”电平。在这个时刻，在偏置电流控制电路39中，MOS晶体管M10和M11是截止状态，MOS晶体管M12是处于导通状态，而偏置电流提供给与MOS晶体管M8镜像连接的每个MOS晶体管M5和M7。因此MOS晶体管M8与每个MOS晶体管M5和M7的镜像比是1∶2，而如果偏置电流源38提供的电流是I1，则流入MOS晶体管M5和M7的电流I2是I2＝2×I1。
(2)在t2时刻，当比较器32的负输入端电位变得高于正输入端的电位时，连接点P1的电位V1开始从“高”电平下降。连接点P2的电位V2保持在“低”电平直到V1下降到反相器36的阈值电压Vth为止，所以输出电压Vc在这以前保持“高”电平。在这个时刻，在偏置电流控制电路39中，MOS晶体管M10和M11是截止状态而MOS晶体管M12是处于导通状态，流入MOS晶体管M5与M7的电流I2保持在I2＝2×I1。因此，从时刻t2到V1下降到反相器36的阈值电压Vth时，延迟时间td1较短，例如td1＝0.2μs。
(3)当自时刻t2经过延迟时间td1时，电位V1降低到反相器36的阈值电压Vth，并且电位V2从“低”电平转变(转化)到“高”电平，因此输出电压Vc从″高″转变(转化)为“低”电平。在这个时刻，因为电位V2＝“高”电平而输出电压Vc＝“低”电平，所以偏置电流控制电路39中的MOS晶体管M10和M11变成导通状态，而MOS晶体管M12变得截止状态，并且偏置电流提供给与MOS晶体管M8和M9镜像相连接的每个MOS晶体管M5和M7。因此MOS晶体管M8加上M9与每个MOS晶体管M5和M7的镜像比变成2∶1，而且流入MOS晶体管M5和M7的电流I2变成I2＝I1/2。因此，在从t2时刻起经过延迟时间td1后，电位V1的下降速度变得比在延迟时间td1到t2期间的下降速度缓慢。然而在从t2时刻起经过延迟时间td1那一点，输出电压Vc变成“低”电平，所以这个下降速度的放慢不影响输出电压Vc。因此，从比较器32的负输入端的电位变成高于正输入端的电位时的时刻到输出电压Vc从“高”电平转换到“低”电平时的时刻，该速度由延迟时间td1确定，并且因为延迟时间td1短，这个操作很快。
(4)在t3时刻，当比较器32的负输入端电位变得低于正输入端的电位时，连接点P1的电位V1开始从“低”电平处上升。连接点P2的电位V2保持在“高”电平直到V1恢复到反相器36的阈值电压Vth为止，因此输出电压Vc到那时保持“低”电平。在这个时刻，在偏置电流控制电路39中，MOS晶体管M10和M11保持导通状态，而MOS晶体管M12是处于截止状态，流入到MOS晶体管M5与M7的电流I2保持在I2＝I1/2。因此，延迟时间td2，它是从t3时刻到V1升压到反相器36的阈值电压Vth的时间，变得比在I2＝2×I1时的长，比如延迟时间td2＝0.8μs，这大约是延迟时间td1＝0.2μs的四倍长。
(5)当从时刻t3起经过延迟时间td2时，电位V1超过反相器36的阈值电压Vth，电位V2从“高”电平转变到“低”电平，因此输出电压Vc从“低”转变为“高”电平。在这个时刻，因为电位V2＝“低”电平而输出电压Vc＝“高”电平，所以偏置电流控制电路39中的MOS晶体管M10和M11变成截止状态，而MOS晶体管M12变成导通状态，并且偏置电流提供给与MOS晶体管M8镜像相连接的每个MOS晶体管M5和M7。因此MOS晶体管M8与每个MOS晶体管M5和M7的镜像比变成1∶2，而且流入MOS晶体管M5和M7的电流I2变成I2＝2×I1。因此，在从t3时刻起经过延迟时间td2后，电位V1的升压速度变得比从t3时刻起的延迟时间td2期间的升压速度快。因此，当比较器32的负输入端的电位变成低于正输入端的电位之后，输出电压Vc从“低”电平转换到“高”电平的反转速度是由延迟时间td2确定，而且因为延迟时间td2比延迟时间td1长，所以该速度减缓。如上所述，比较器32通过改变差动放大器级的偏置电流来改变延迟时间。调节器30控制与MOS晶体管M5和M7镜像相连接的晶体管的数量以便改变偏置电流。
具有上述结构的电源电路200的操作将参考图4进行描述。电源电压VDD(例如VDD＝3V)是通过直流电源(例如电池)提供给电源端VDD。调节器30通过控制时钟输入来控制电荷泵10。时钟信号CLK1(比如10kHz)提供给时钟信号输入端CLK1，如图4A所示。例如，分压电路31的分压电阻R1和R2被设置为R1/R2＝1，而电荷泵10的输出电位在分压电路31的分压点Pd分压，并且它的分压Vd与参考电压Vref(例如Vref＝2.5V)由比较器32进行比较。在T11时刻，Vd＜Vref建立，如图4D所示，并且如图4B所示，比较器32的输出电压Vc是“高”电平。对于这个“高”电平和时钟信号CLK1由与非门电路34执行与非运算，如图4C所示。时钟信号CLK1转换的CLK1条形图从与非门电路34输出作为时钟信号CLK2。电荷泵10根据时钟信号CLK2＝CLK1条形图继续升压操作直到分压Vd超过参考电压Vref为止，即直到输出端电压Vout超过调节电压Vout＝Vref×(1+R1/R2)＝2.5×(1+1)＝5V。
在T12时刻，Vd＞Vref建立，如图4D所示，比较器32的输出电压Vc从“高”电平转换到“低”电平，如图4B所示，当从时刻T12起经过延迟时间td1时。在这个“低”电平和时钟信号CLK1上由与非门电路34执行与非运算，而且如图4C所示，跳过时钟信号CLK1的脉冲，与非门电路34输出的“高”电平作为时钟信号CLK2。当根据时钟信号CLK2＝“高”电平的输入经过延迟时间td1+td2时，电荷泵10从T12时刻到T13时刻停止升压操作。
在T13时刻，比较器32输出“高”电平，如4B所示。依据这个“高”电平，正如T11时刻的情况一样，时钟信号CLK1转换的CLK1条形图从与非门电路34输出作为时钟信号CLK2，而且根据时钟信号CLK2＝CLK1条形图的输入，电荷泵10继续升压操作直到分压Vd超过参考电压Vref。依据重复这些操作，电源电路200重复升压操作直到分压Vd超过参考电压Vref为止，而升压操作的停止是从分压Vd超过参考电压Vref时到延迟时间td2消逝时，如图4D所示，因此调节电压Vout＝Vref×(1+R1/R2)＝2.5×(1+1)＝5V输出到输出端Vout。
在这种方法中，偏置电流控制电路39根据比较器32的输出状态控制运算放大器35的偏压，以致在“高”电平时是高偏置而在“低”电平是低偏置，所以比较器32的速度在输出从“高”电平转换到“低”电平时变得较快，而在输出从“低”电平转换到“高”电平时变得较慢。结果，当分压Vd超过参考电压Vref时，通过利用脉冲跳越停止快速的升压操作可以防止输出端电压Vout的过冲。还有，通过慢慢地从脉冲跳越的开始返回到升压操作，可以抑制比较器的输出在“高”电平和“低”电平之间较高和不稳定频率的变化，以致可以抑制电荷泵10的高频率操作并且可以抑制工作电流消耗的增加。通过应用电源电路200到如便携式电话和个人数字助理(PDA)这样的电路，它们的负载相对较轻，输出电压不会从调节电压Vout下降的象由比较器(其输出端电压Vout返回到升压操作的时刻具有滞后现象)组成的电源电路那样多，而且即使延迟时间相对较长，输出波纹也不会变得非常大。
现在参考图5描述比较器32a，这是在电源电路200中使用比较器32的另一个例子，与图2中比较器32组成元件相同的元件用相同的参考数字表示而且省略其描述。与图2中比较器32不同的是该比较器32a包括偏置电流控制电路39a代替偏置电流控制电路39。偏置电流控制电路39a控制MOS晶体管9到运算放大器35的MOS晶体管M5和M7的镜像连接，这不是通过传输门TG而是通过MOS晶体管控制，因此电路结构变得比偏置电流控制电路39还简单。偏置电流控制电路39a包括漏极接偏置电流源38而源极接地的N沟道MOS晶体管M8，并且镜像连接到MOS晶体管M5和M7；以二极管形式连接的漏极连接到偏置电流源38的N沟道MOS晶体管M9，并且镜像连接到源极接地的MOS晶体管M5和M7；和与MOS晶体管M9以串联形式连接用于连接MOS晶体管M9的源极到地的N沟道MOS晶体管M13。MOS晶体管M13的栅极连接到反相器36和反相器37的连接点P2。
下面仅对比较器32a与比较器32操作的不同方面进行描述。当MOS晶体管M9与运算放大器35的MOS晶体管M5和M7的镜像连接控制被控制为断开时，在比较器32a的偏置电流控制电路39a中，MOS晶体管M13被控制为截止，而在比较器32的偏置电流控制电路39中，MOS晶体管M10和M11被控制为截止而MOS晶体管M12被控制为导通。当MOS晶体管M9的镜像连接控制被控制为接通时，在比较器32a的偏置电流控制电路39a中，MOS晶体管M13被控制为导通，而在比较器32的偏置电流控制电路39中，MOS晶体管M10和M11被控制为导通而MOS晶体管M12被控制为截止。
现在参考图6描述本发明另一个实施例的电源电路300。与图1相同的元件用相同的参考数字表示而且将省略其描述。与图1中电源电路200的不同是电源电路300包括调节器40代替调节器30。调节器40包括分压电路41、比较器42、参考电压源43和或门电路44。分压电路由串联地连接在电荷泵10的输出与接地端Gnd之间的分压电阻R1和R2组成，并且从分压点Pd输出分压Vd。比较器42的非反相输入端与分压点Pd连接而反相输入端与参考电压源43连接。比较器42将分压Vd与参考电压Vref进行比较，并且当分压Vd比参考电压Vref高时比较器的输出Vc是“高”电平，而当它比参考电压Vref低时输出Vc是“低”电平。
比较器42包括运算放大器45、反相器46和47、偏置电流源48和偏置电流控制电路49，如图7所示。运算放大器45由差动放大器级和输出级组成，差动放大器级由P沟道MOS晶体管M1与M2和N沟道MOS晶体管M3-M5组成，而输出级由P沟道MOS晶体管M6和N沟道MOS晶体管M7组成。MOS晶体管M6和M7的连接点P1连接到反相器46和47，反相器46和47形成接点P1电位V1的波形，并且从反相器47输出“高”和“低”电平电压Vc。MOS晶体管M5和M7的栅极连接到偏置电流控制电路49。来自偏置电流源48的电流通过偏置电流控制电路49控制，而且该偏置电流提供给MOS晶体管M5和M7。
偏置电流控制电路49包括N沟道MOS晶体管M8，它经由漏极和源极分别连接到偏置电流源48和接地端并且与MOS晶体管M5和M7镜像连接；以二极管形式连接的N沟道MOS晶体管M9，它通过源极接地而且镜像连接到漏极连接偏置电流源48的MOS晶体管M5和M7；构成传输门TG的N沟道MOS晶体管M10和P沟道MOS晶体管M11，其用于连接MOS晶体管M9的漏极到偏置电流源48；和构成下拉开关的MOS晶体管M12，其用于设置N沟道MOS晶M9体管的栅极到地电位。MOS晶体管M10的栅极连接到反相器47的输出端，而MOS晶体管M11和M12的栅极连接到反相器46与反相器47的连接点P2。
下面将参考图8A-8D描述比较器42的操作。在下面描述的这个例子中，假设晶体管的尺寸(W/L＝栅极宽度/栅极长度)是M5的(W/L)＝M7的(W/L)＝20，M8的(W/L)＝10，而M9的(W/L)＝30。
(1)在t1时刻，因为比较器42的正输入端的电位小于负输入端的电位，所以连接点P1的电位V1是“低”电平，连接点P2的电位V2是“高”电平，而输出电压Vc是“低”电平。在这个时刻，在偏置电流控制电路49中，MOS晶体管M10和M11是截止状态，MOS晶体管M12是处于导通状态，以及MOS晶体管M8是镜像连接并且偏置电流提供给每个MOS晶体管M5和M7。因此，MOS晶体管M8与每个MOS晶体管M5和M7的镜像比是1∶2，而且如果偏置电流源48提供的电流是I1，则流入MOS晶体管M5和M7的电流I2变成I2＝2×I1。
(2)在t2时刻，当比较器42的正输入端电位变得高于负输入端的电位时，连接点P1的电位V1从“低”电平开始升压。连接点P2的电位V2保持在“高”电平直到V1上升到反相器46的阈值电压Vth为止，所以输出电压Vc保持在“低”电平。在这个时刻，在偏置电流控制电路49中，MOS晶体管M10和M11保持截止状态，而MOS晶体管M12保持在导通状态，流入到MOS晶体管M5与M7的电流I2保持在I2＝2×I1。因此，从时刻t2到V1升压到反相器46的阈值电压Vth时的延迟时间td1较短，例如td1＝0.2μs。
(3)当从t2时刻起经过延迟时间td1时，电位V1升压超过反相器46的阈值电压Vth，并且电位V2从“高”电平转变到“低”电平，因此输出电压Vc从“低”电平转变为“高”电平。在这个时刻，因为电位V2＝“低”电平而输出电压Vc＝“高”电平，所以偏置电流控制电路49中的MOS晶体管M10和M11变成导通状态，而MOS晶体管M12变得截止状态，每个MOS晶体管M5和M7与MOS晶体管M8和M9镜像相连接并且提供偏置电流。因此MOS晶体管M8和M9与每个MOS晶体管M5和M7的镜像比变成2∶1，而且流入MOS晶体管M5和M7的电流I2变成I2＝I1/2。因此，在自t2时刻起经过延迟时间td1后，电位V1的升压速度变得比自t2时刻起的延迟时间td1期间的升压速度缓慢。然而，在从t2时刻起经过延迟时间td1时的这一时刻，输出电压Vc变成“高”电平，所以这个升压速度的放慢不影响输出电压Vc。因此，从比较器42正输入端的电位变成高于负输入端的电位这一时刻到输出电压Vc从“高”电平转换到“低”电平这一时刻的速度，是由延迟时间td1确定，并且因为延迟时间td1短，这个操作较快。
(4)在t3时刻，当比较器42的正输入端电位变得低于负输入端的电位时，连接点P1的电位V1从“高”电平开始下降。连接点P2的电位V2保持在“低”电平直到V1下降到反相器46的阈值电压Vth为止，因此输出电压Vc到那时一直保持“高”电平。在这个时刻，在偏置电流控制电路49中，MOS晶体管M10和M11保持导通状态，而MOS晶体管M12保持在截止状态，流入到MOS晶体管M5与M7的电流I2保持在I2＝I1/2。因此，从t3时刻到V1升压到反相器46的阈值电压Vth时刻的延迟时间td2变得比在I2＝2×I1时的长，例如延迟时间td2＝0.8μs，这大约是延迟时间td1＝0.2μs的四倍。
(5)当从t3时刻经过延迟时间td2时，电位V1低于反相器46的阈值电压Vth，电位V2从“低”电平转变到“高”电平，因此输出电压Vc从“高”电平转变为“低”电平。在这个时刻，因为电位V2＝“高”电平而输出电压Vc＝“低”电平，所以偏置电流控制电路49中的MOS晶体管M10和M11变成截止状态而MOS晶体管M12变成导通状态，和每个MOS晶体管M5和M7与MOS晶体管M8镜像相连接，而且提供偏置电流。因此MOS晶体管M8与每个MOS晶体管M5和M7的镜像比变成1∶2，而且流入MOS晶体管M5和M7的电流I2变成I2＝2×I1。因此，在自t3时刻起经过延迟时间td2后，电位V1的下降速度变得比从t3起的延迟时间td2期间的下降速度快。所以，在比较器42的正输入端电位变成低于负输入端电位时后，输出电压Vc从“低”电平转换到“高”电平的反转速度是由延迟时间td2确定，而且因为延迟时间td2比较长，所以该速度较慢。
现在参考图9A-9D描述具有上述结构电源电路300的操作。电源电压VDD(例如VDD＝3V)通过直流电源(例如电池)提供给电源端VDD。时钟信号CLK1的转换信号CLK1条形图提供给时钟信号输入端，CLK1条如图9A所示。例如，分压电路41的分压电阻R1和R2被设置为R1/R2＝1，而电荷泵10的输出电位在分压电路41的分压点Pd分压，并且通过比较器42将其分压Vd与参考电压Vref(例如Vref＝2.5V)进行比较。在T11时刻，Vd＜Vref建立，如图9D所示，而图9B显示，比较器42的输出电压Vc是“低”电平。对于这个“低”电平和时钟信号CLK1由或门电路44执行或操作，而且如图9C所示，时钟信号CLK1直接从或门电路44输出作为时钟信号CLK2。电荷泵10根据时钟信号CLK2＝CLK1的输入连续升压操作直到分压Vd超过参考电压Vref为止，即直到输出端电压Vout超过调节电压Vout＝Vref×(1+R1/R2)＝2.5×(1+1)＝5V。
在T12时刻，当Vd＞Vref建立时，如图9D所示，当从时刻T12起经过延迟时间td1时，比较器42的输出电压Vc从“低”电平转换为“高”电平，如图9B所示。然后对这个“高”电平和时钟信号CLK1条形图由或门电路44执行或操作，而且如图9C所示，跳过时钟信号CLK1的脉冲，从或门电路44输出“高”电平作为时钟信号CLK2。当经过延迟时间td1+td2时，通过输入时钟信号CLK2＝“高”电平的输入，电荷泵10从T12时刻到T13时刻停止升压操作。
在T13时刻，比较器42输出“低”电平，如图9B所示。依据这个“低”电平，正如T11时刻的情况一样，时钟信号CLK1直接从或门电路44输出作为时钟信号CLK2，而且电荷泵通过时钟信号CLK2＝CLK1的输入，电荷泵10继续升压操作直到分压Vd超过参考电压Vref为止。通过重复这些操作，电源电路300重复执行直到分压Vd超过参考电压Vref时的升压操作，以及从分压Vd超过参考电压Vref时刻到经过延迟时间td2时的升压操作的停止，如图9D所示，因此调节电压Vout＝Vref×(1+R1/R2)＝2.5×(1+1)＝5V输出到输出端Vout。
在这种方法中，运算放大器45的偏压是根据比较器42的输出由偏置电流控制电路49控制，以致在“低”电平时是高偏置而在“高”电平是低偏置，所以比较器42的速度在输出从“低”电平转换到“高”电平时变得较快，而在输出从“高”电平转换到“低”电平时变得较慢。结果，当分压Vd超过参考电压Vref时，利用脉冲跳越通过停止快速升压操作可以防止输出端电压Vout的过冲。再者，通过放慢从跳越脉冲的开始返回到升压操作的速度，可以抑制在“高”电平和“低”电平之间输出的比较器42的较高的和不稳定的频率变化，因此可以抑制充电10较高频率的操作。由于应用这个电源电路300到如便携式电话和个人数字助理(PDA)这样的电路，它们的负载相对较轻，所以输出电压不会从调节电压Vout下降的象由比较器组成的电源电路(其输出端电压Vout在返回到升压操作的时刻具有滞后现象)那样多，而且即使延迟时间相对较长输出波纹也不会变得非常大。本实施例特别适合于这些应用，如负载相对较轻的便携式电话和PDA。
接下来，将参考图10描述使用电源电路300的比较器42的另一个例子，比较器42a。与图7中比较器42相同的那些组成元件使用相同的参考数字，省略其描述。与图7中比较器42不同的是比较器42a包括偏置电流控制电路49a代替偏置电流控制电路49。偏置电流控制电路49a控制MOS晶体管M9与运算放大器45的MOS晶体管M5和M7的镜像连接，其不是通过传输门TG而是通过MOS晶体管连接，因此该电路结构变得比偏置电流控制电路49更简单。偏置电流控制电路49a包括N沟道MOS晶体管M8，它与通过漏极和源极连接到偏置电流源48地的MOS晶体管M5和M7镜像连接；N沟道MOS晶体管M9，它以二极管形式与漏极连接到偏置电流源48而源极连接到地的MOS晶体管M5和M7镜像连接；和N沟道MOS晶体管M13，它与MOS晶体管M9串形连接用于连接MOS晶体管M9的源极到地。MOS晶体管M13的栅极与反相器47的输出端连接。
下面仅对比较器42a与比较器42操作不同的方面进行描述。当MOS晶体管M9与运算放大器45的MOS晶体管M5和M7镜像连接控制被控制断开时，在比较器42a的偏置电流控制电路49a中，MOS晶体管M13被控制截止，然而在比较器42的偏置电流控制电路49中，MOS晶体管M10和M11被控制为截止，而MOS晶体管M12被控制为导通。当MOS晶体管M9的镜像连接控制被控制到接通时，在比较器42a的偏置电流控制电路49a中，MOS晶体管M13被控制为导通，而在比较器42的偏置电流控制电路49中，MOS晶体管M10和M11被控制为导通而MOS晶体管M12被控制为截止。
很明显本发明不局限于上述实施例，而且在不脱离本发明的精神和范围内，是能够做出修改和改变的。例如，在上述实施例中，为了电荷泵10的停止和重新启动，调节器30、40可以使用具有不同的速度的比较器之外的具有不同的时间周期的其它的电路结构电荷泵，。描述依据电荷泵10的时钟信号CLK2输入的操作是假设在“高”电平时开关SW1和SW2接通而开关SW3和SW4断开的情况下描述的，但是也可以在“低”电平时开关SW1和SW2导通，而开关SW3和SW4断开。在这种情况下，第一实施例中使用的不是与非门电路34而是与门电路，而第二实施例中使用的不是或门电路44而是或非电路。还有，在上述实施例1和2中，作为例子描述的是使用两倍升压类型的电荷泵，但是本发明还可以应用于整数倍数升压类型的电荷泵。还有，作为例子描述的是升压类型，但是本发明还可以应用降压类型。还有，作为例子描述的是正升压类型，但是本发明还可以应用负升压类型。
权利要求
1.一种电源电路，其特征在于包括转换电压的电荷泵；控制电荷泵转换操作的调节器，调节器是以这样一种方式控制电荷泵，即电荷泵从电荷泵的输出超过参考电平时起的第一延迟时间之后，电荷泵停止转换操作，而从电荷泵的输出低于参考电平时起的长于第一延迟时间的第二延迟时间之后，电荷泵重新启动转换操作。
2.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于所述电荷泵根据时钟信号转换电压，调节器通过控制到电荷泵的时钟信号输入来控制电荷泵的转换操作。
3.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于所述调节器包括比较器，并且根据比较器的输出状态控制到电荷泵的时钟信号的输入，而且在电荷泵的输出超过参考电平后的比较器输出状态变化的时间比在电荷泵的输出低于参考电平后的比较器输出状态变化的时间短。
4.根据权利要求3所述的电源电路，其特征在于所述调节器控制所述比较器中的差分放大器级的偏置电流以便控制比较器输出状态变化的时间。
5.根据权利要求4所述的电源电路，其特征在于所述调节器改变与控制偏置电流的晶体管镜像连接的晶体管的数量以便控制偏置电流。
6.根据权利要求5所述的电源电路，其特征在于所述调节器控制将要与镜像连接所述控制偏置电流的晶体管的晶体管串联连接的晶体管，以便改变镜像连接晶体管的数量。
7.一种电源电路，其特征在于包括电荷泵，它根据时钟信号转换电压，并且输出调节电压；调节器，它包含将根据电荷泵输出的电压与参考电压进行比较的比较器，它以这样的方式控制电荷泵，即响应电压超过参考电压时的比较器输出，通过跳过时钟信号脉冲停止电荷泵，以及响应电压低于参考电压时的比较器输出重新启动电荷泵，其中在根据电荷泵输出的电压超过参考电压后当比较器输出状态改变时，比较器速度较快，而在根据电荷泵的输出的电压低于参考电压后当比较器输出状态改变时，比较器速度较慢。
8.根据权利要求7所述的电源电路，其特征在于所述比较器包含运算放大器；反相器，它形成运算放大器的输出波形以便输出数字信号；施加偏置电流给运算放大器的偏置电流源和控制偏置电流的偏置电流控制电路，所述运算放大器被提供有用于加快比较器速度的高偏置电流，以及用于减慢比较器速度的低偏置电流。
9.根据权利要求8所述的电源电路，其特征在于所述运算放大器包括被提供有偏置电流的MOS晶体管；和偏置电流控制电路，它包含与运算放大器的MOS晶体管镜像连接的第一晶体管，用于低偏置电流的与运算放大器的MOS晶体管镜像连接的第二MOS晶体管，以及用于控制第二MOS晶体管的镜像连接的接通/断开的开关元件。
10.根据权利要求9所述的电源电路，其特征在于所述开关元件是由所述反相器的输出控制。
全文摘要
本发明的实施方式是一种电源电路。它包括转换电压的电荷泵和控制电荷泵转换操作的调节器。电荷泵在电荷泵的输出超过参考电平时起第一延迟时间后停止转换操作，而在电荷泵的输出低于参考电平时起长于第一延迟时间的第二延迟时间后启动转换操作。
文档编号H02M3/07GK1661894SQ200510052129
公开日2005年8月31日 申请日期2005年2月25日 优先权日2004年2月27日
发明者河越弘和 申请人:恩益禧电子股份有限公司