专利名称：开关电源电路的制作方法
相关申请的交叉引用本申请包含涉及2005年6月30日在日本专利局提出的日本专利申请JP2005-192425，2005年8月19日在日本专利局提出的日本专利申请JP 2005-238473，2005年7月5日在日本专利局提出的日本专利申请JP 2005-196474，以及2005年7月5日在日本专利局提出的日本专利申请JP 2005-196475的主题，结合其全部内容在此用作参考。
背景技术：
1.发明领域本发明涉及一种开关电源电路，其用作包含在各种电子装置中的电源。
2.相关技术的描述随着近年来能够承受较大的高频电流和电压的开关元件的发展，将商用AC电压整流以获得期望DC电压的电源电路的主要部件采用开关系统。
开关电源电路通过提高开关频率使得变压器和其它设备小型化，并且在各种电子装置中用作电源的大功率DC-DC变换器。
典型的商用AC电压的整流会导致流过平滑电路的电流波形失真，并因此可能降低表示电源使用效率的功率因数。
此外，由于电流波形失真所以需要测量从而抑止谐波的出现。
因此，采用所谓的有源滤波器的方法被公认为是改进功率因数的相关技术(例如，参考日本专利延迟公开No.Hei 6-327246，(图16))。
例如图16中示出了这种有源滤波器的基本结构。
参考图16，桥式整流电路Di连接到商用交流电源线AC。输出电容器Cout并联连接到桥式整流电路Di的正极/负极线。来自桥式整流电路Di的整流输出提供到输出电容器Cout，从而因输出电容器Cout两端的电压而得到DC电压Vout。这个DC电压Vout作为输入电压被提供给次级DC-DC变换器这样的负载110。
作为提高功率因数的结构，附图中示出了电感器L，快速恢复二极管D，电阻Ri，开关元件Q，和乘法器111。
电感器L和二极管D彼此串联连接在桥式整流电路Di的正输出端和输出电容器Cout的正极之间。
电阻Ri设置在桥式整流电路Di的负输出端(初级侧接地端)和输出电容器Cout的负极之间。
这个电路中选择MOS-FET作为开关元件Q，并且开关元件Q设置在电感器L和二极管D的连接节点与初级侧接地端之间。
连接到乘法器111的是作为前馈电路的电流检测线LI和波形输入线Lw，以及作为反馈电路的电压检测线Lv。
乘法器111检测流过桥式整流电路Di负输出端的整流电流电平，其通过电流检测线LI输入。
此外，乘法器111还检测来自桥式整流电路Di正输出端的整流电压波形，通过波形输入线Lw输入。就是说，乘法器111检测来自商用交流电源线AC的交流输入电压的绝对值。
而且，乘法器111根据通过电压检测线Lv输入的输出电容器Cout两端的DC电压Vout检测DC输入电压的变化差。
乘法器111输出驱动信号以驱动开关元件Q。
电流检测线LI给乘法器111提供流过桥式整流电路Di的负输出端的整流电流。乘法器111检测从电流检测线LI输入的整流电流电平。而且，乘法器111根据通过电压检测线Lv输入的输出电容器Cout两端的DC电压Vout检测DC输入电压的变化差。此外，乘法器111还检测来自桥式整流电路Di的正输出端的整流电压波形，其通过波形输入线Lw输入。就是说，乘法器111检测交流输入电压的绝对值。
乘法器111首先将上述通过电流检测线LI检测的整流电流电平与通过电压检测线Lv检测的DC输入电压的变化差相乘。接下来，乘法器111根据相乘结果和通过波形输入线Lw检测的交流输入电压的波形产生电流指令值，该电流指令值的波形与交流输入电压VAC的波形相同。
此外，乘法器111将电流指令值与实际交流输入电流电平(根据电流检测线LI的输入检测的)相比较，并且根据二者之间的差值执行PWM信号的脉冲宽度调制(PWM)控制，从而根据PWM信号产生驱动信号。开关元件Q由驱动信号驱动开关。这样，对交流输入电流进行控制，从而具有与交流输入电压相同的波形，使得功率因数提高到接近1。此外，对由乘法器产生的电流指令值进行控制，使得其幅值根据整流和平滑电压的变化差而变化。因此，也抑止了整流和平滑电压中的变化。
图17A示出了输入到图16所示的有源滤波器电路的输入电压Vin和输入电流Iin。电压Vin与作为桥式整流电路Di的整流输出的电压波形一致。电流Iin与作为桥式整流电路Di的整流输出的电流波形一致。电流Iin的波形具有与桥式整流电路Di的整流输出电压(电压Vin)相同的导通角。这表明从商用AC电源流到桥式整流电路Di的交流输入电流的波形也具有与电流Iin相同的导通角。就是说，得到了接近于1的功率因数。
图17B示出了输入到输出电容器Cout以及输出电容器Cout输出的能量(功率)Pchg的变化。当输入电压Vin高时输出电容器Cout存储能量并且当它低时释放能量，从而维持输出功率的流动。
图17C示出了输入到输出电容器Cout以及来自输出电容器Cout的充/放电电流Ichg的波形。这个充/放电电流Ichg是响应输出电容器Cout中能量Pchg的存储/释放操作而流动的电流，这也可以从图17B的电流Ichg和能量Pchg波形之间的相位同等看出。
充/放电电流Ichg具有与交流输入电压的二次谐波近似相同的波形，这与输入电流Iin不同。由于能量在输出电容器Cout中存储和释放，所以在如图17D所示的交流输入电压的二次谐波分量中出现了纹波电压Vdc。该纹波电压Vdc相对于无效能量守恒的图17C中的充/放电电流Ichg具有90度的相移。考虑到对二次谐波纹波电流和来自升压变换器开关的高频纹波电流进行处理而确定输出电容器Cout的额定值，从而对二次谐波纹波电流进行调制。
图18根据图16的电路结构示出了包括基本控制电路的有源滤波器的结构示例。图18中与图16中相同的部件标以相同的附图标记并且下文将不作描述。
开关前置调节器115设置在桥式整流电路Di的正输出端和输出电容器Cout的正极之间。开关前置调节器115等效于图16中由开关元件Q，电感器L和二极管D构成的部件。
包括乘法器111的控制电路还包括电压误差放大器112，除法器113，和平方器114。
在电压误差放大器112中，输出电容器Cout两端的DC电压Vout通过分压电阻Rvo-Rvd分压，随后被输入到运算放大器112a的非反向输入端。参考电压Vref输入到运算放大器112a的反向输入端。运算放大器112a通过取决于反馈电阻Rv1和电容器Cv1的增益，将具有与参考电压Vref和分压DC电压Vout之间的误差对应的电平的电压放大，并且将作为误差输出电压Vvea的放大电压输出到除法器113。
所谓的前馈电压Vff输入到平方器114。这个前馈电压Vff是将输入电压Vin由平均电路116(Rf11，Rf12，Rf13，Cf11，Cf12)平均后所得的输出(平均输出电压)。平方器114将前馈电压Vff平方并且将所得的电压输出到除法器113。
除法器113用从平方器114输出的平均输入电压的平方去除来自电压误差放大器112的误差输出电压Vvea，并且将作为除法结果的信号输出到乘法器111。
就是说，电压环是由包括平方器114，除法器113和乘法器111的系统形成的。从电压误差放大器112输出的误差输出电压Vvea被与乘法器111中整流输入信号Iac相乘之前的平均输入电压(Vff)的平方除。由于这个电路，电压环的增益不改变而是以平均输入电压(Vff)的平方保持恒定。平均输入电压(Vff)的功能在于改善电压环中正向传递的开环。
输入到乘法器111中的是来自误差输出电压Vvea被除法器113相除的输出结果以及通过电阻Rvac来自桥式整流电路Di的正输出端(整流输出线)的整流输出(Iac)。图18中，整流输出不表示电压而是电流(Iac)。乘法器111将这些输入相乘从而产生并且输出电流编程信号(乘法器输出信号)Imo。信号Imo等价于图16所述的电流指令值。改变电流编程信号的平均幅值来控制输出电压Vout。具体来说，产生取决于电流编程信号的平均幅值的改变的PWM信号，并且通过基于该PWM信号的驱动信号进行开关驱动。从而控制输出电压Vout的电平。
因此，电流编程信号具有平均幅值的波形，用于控制输入电压和输出电压。有源滤波器不仅仅控制输出电压Vout，而且控制输入电压Vin。由于可以说前馈电路中的电流环是基于整流线电压进行编程的，所以后级变换器(负载110)的输入是阻性输入。
图19示出了通过将基于图16的结构的有源滤波器连接到作为后级结构的电流谐振变换器而得到的电源电路的结构示例。图19的电源电路采用可与85V到264V范围内的交流输入电压VAC表示的商用AC电源输入电平兼容的结构，并且可与从300W到0W的负载功率Po变化范围兼容。电流谐振变换器采用基于单独激励的半桥连接系统的结构。
在图19的电源电路中，基于所示出的连接结构，商用交流电源线AC具有由两个线滤波变压器LFT和三个交叉线电容器CL构成的共模噪声滤波器，桥式整流电路Di连接在共模噪声滤波器的下游。
来自桥式整流电路Di的整流输出线连接到常模噪声滤波器125，常模噪声滤波器125通过将一个扼流圈LN和两个滤波电容器(薄膜电容器)CN，CN相互连接而得到，如图所示。
桥式整流电路Di的正输出端通过扼流圈LN，电源滤波扼流圈PCC中的电感Lpc，和快速恢复二极管D20的串联连接而连接到平滑电容器Ci的正极。该平滑电容器Ci等效于图16和17中的输出电容器Cout。电源滤波扼流圈PCC的电感Lpc和二极管D20分别等效于图16所示的电感器L和二极管D。
整流二极管D20并联连接到由电容器Csn和电阻Rsn的串联连接构成的RC缓冲电路。
开关元件Q3等效于图16中的开关元件Q。具体来说，对于有源滤波器中当前采用的开关元件，这个电路中的开关元件Q3设置在电源滤波扼流圈Lpc和快速恢复二极管D20的连接点与初级侧接地端(通过电阻R3)之间。
选择MOS-FET作为开关元件Q3。
功率因数/输出电压控制IC 120是用于控制提高功率因数的有源滤波器工作的集成电路(IC)，使得功率因数接近于1。
功率因数/输出电压控制IC 120包括乘法器，除法器，电压误差放大器，PWM控制电路，和输出用于开关驱动开关元件的驱动信号的驱动电路。与图18所示的乘法器111，电压误差放大器112，除法器113和平方器114等效的电路包含在这个功率因数/输出电压控制IC 120中。
这样形成反馈电路，使得通过分压电阻R5和R6对平滑电容器Ci两端的电压(整流和平滑电压Ei)进行分压而得到的电压被输入到功率因数/输出电压控制IC 120的端子T1。
此外，作为前馈电路，分压电阻R1和R2的串联电路设置在桥式整流电路Di的正输出端和初级侧接地端之间。分压电阻R1和R2之间的连接点连接到端子T5。从而。来自桥式整流电路Di的整流输出被输入到端子T5。通过这种方式，前馈电路形成为等效于图16中的电流检测线LI的线路。
端子T4由功率因数/输出电压控制IC 120的工作电源电压供电。具体来说，交流电压在绕组N5中受到激励，该绕组N5变压器耦合到电源滤波扼流圈PCC的电感Lpc。受激交流电压通过由二极管D11和电容器C11构成的半波整流电路变换为较低的DC电压，这个DC电压被输入到端子T4。
端子T4还通过启动电阻Rs连接到桥式整流电路Di的正输出端。当商用交流电源AC上电并且启动电源电路时，从桥式整流电路Di的正输出端得到的整流输出通过启动电阻Rs为端子T4供电。功率因数/输出电压控制IC120使用所提供的整流输出作为它的启动电源电压而开始工作。
用于驱动开关元件的驱动信号(栅极电压)从端子T3输出到开关元件Q3的栅极。
开关元件Q3执行开关操作来响应所施加的驱动信号。
电阻R3设置在开关元件Q3的源极和初级侧接地端之间，开关元件Q3的源极和电阻R3之间的连接点连接到端子T2。电阻R3检测流过开关元件Q3的过电流作为电压。当通过端子T2检测到具有相应于过电流电平的电压时，功率因数/输出电压控制IC 120就执行保护操作，例如停止开关元件Q3的开关操作的操作。
开关元件Q3的开关驱动通过基于PWM控制的驱动信号来实现，使得整流输出电流的导通角变为近似与图16和17所述的整流输出电压波形的导通角相同。整流输出电流波形的导通角变为近似与整流输出电压的导通角相同的情况等效于从商用交流电源AC流过的交流输入电流的导通角变为近似与交流输入电压VAC波形的导通角相同的情况，这样，将功率因数控制到接近于1。就是说，功率因数得到提高。
下面将参考图20和21对具有上述结构的实际有源滤波器的功率因数提高的操作进行描述。
图20示出了随负载变化的开关元件Q3的开关操作以及电源滤波扼流圈PCC的电感Lpc中流过的电流I1。图20A示出了当负载为轻载时的操作。图20B示出了当其为中间负载时的操作。图20C示出了当其为重载时的操作。
从图20A，20B和20C的比较可以看出，随着负载的加重，开关元件Q3在其开关操作中的ON期间变长，而开关频率保持恒定。就是说，实现了基于PWM控制的开关驱动。
根据这个开关操作，当负载为轻载时，电流I1以断续模式流动，其中存在电流I1不流动的期间。在中间负载的情况下，电流I1以临界模式流动。在重载范围内，其以连续模式流动。电流I1的工作模式转换取决于电感Lpc的选择。为了使当前的电路适用于AC100V系统的商用AC电源输入的操作，例如选择具有140μH电感值的电感Lpc。从而通过根据负载状态调节通过电感Lpc流到平滑电容器Ci的电流I1，能够使整流和平滑电压Ei相对AC输入电压VAC的电平变化和负载变化而稳定。图19的电路中，在85V到264V范围内的交流输入电压VAC范围下，整流和平滑电压保持恒定在380V。整流和平滑电压Ei为平滑电容器Ci两端的电压，并且等效于图18中的电压Vout。电压Ei用作输入到后级电流谐振变换器的DC输入电压。
图21示出了基于与交流输入电压VAC比较的交流输入电流IAC以及整流和平滑电压Ei的波形。图21中的这些波形是当交流输入电压VAC为100V时作为实验结果得到的。
如图21所示，根据100V的交流输入电压VAC输入的交流输入电流IAC具有与交流输入电压VAC基本一致的导通周期。就是说，功率因数得到提高。
除了功率因数提高之外，在380V的平均值也表明整流和平滑电压Ei的稳定性。实际整流和平滑电压Ei波形包括大约380V的10Vp-p的纹波波动，如图21所示。
位于有源滤波器后级的电流谐振变换器采用整流和平滑电压Ei作为DC输入电压进行馈电并且执行功率变换的开关操作。电流谐振变换器包括两个晶体管开关元件Q1和Q2，如图所示。开关元件Q1和Q2以开关元件Q1位于高电平侧而开关元件Q2位于低电平侧这样的方式相互连接成半桥。开关元件Q1和Q2并联连接到整流和平滑电压Ei(DC输入电压)。就是说，形成了基于半桥连接系统的电流谐振变换器。
这个电流谐振变换器单独被激励，相应地采用MOS-FET作开关元件Q1和Q2。箝位二极管DD1和DD2分别并联连接到这些开关元件Q1和Q2，其形成开关电路。当开关元件Q1和Q2处于关断状态时这些箝位二极管DD1和DD2形成反向电流路径。
开关元件Q1和Q2由振荡和驱动电路2以必须的开关频率开关驱动，使得它们交替导通和关断。根据二次侧DC输出电压Eo的电平，对振荡和驱动电路2进行操作来改变基于控制电路1所执行的控制的开关频率，从而稳定二次侧DC输出电压Eo。
为了将开关元件Q1和Q2的开关输出从初级侧传递到二次侧，设置隔离转换变压器PIT。
隔离转换变压器PIT的初级绕组N1的一端通过串联谐振电容器C1连接到开关元件Q1和Q2之间的连接点(开关输出节点)，而另一端连接到初级侧接地端。串联谐振电容器C1的电容值和初级绕组N1的漏感值(L1)构成串联谐振电路。这个串联谐振电路由来自开关元件Q1和Q2的开关输出供电从而进行谐振操作。因此，电流谐振操作是作为开关元件Q1和Q2形成的开关电路的操作来实现的。
次级绕组N2缠绕在隔离转换变压器PIT的二次侧。
次级绕组N2具有如图所示的中心抽头，这个中心抽头连接到次级侧接地端。此外，将整流二极管Do1和Do2以及平滑电容器Co设置形成倍波整流电路，如图所示。因此，次级侧DC输出电压Eo是作为平滑电容器Co两端的电压而得到的。因此，次级侧DC输出电压Eo为负载(未示出)供电，被分流并且输入到控制电路1作为检测电压。控制电路1根据输入次级侧DC输出电压Eo的电平为振荡和驱动电路2提供控制信号。振荡和驱动电路2随着开关频率的变化驱动开关元件Q1和Q2，从而根据控制信号使次级侧DC输出电压Eo稳定。就是说，在开关频率控制系统的基础上实现了稳定性。
图22示出了AC到DC功率变换效率(总效率)，功率因数，以及整流和平滑电压Ei作为负载函数的特性。该图示出了当交流输入电压VAC为100V(AC 100V系统)时负载功率Po从300W到0W变化的特性。图23示出了AC到DC功率变换效率(总效率)，功率因数，以及整流和平滑电压Ei作为交流输入电压VAC函数的特性。该图示出了在300W的负载功率Po的恒负载状态下交流输入电压VAC从85V到264V变化的特性。
首先参考图22，AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)随着负载功率Po的增加而降低。相反，当交流输入电压VAC在相同的负载状态下变化时，效率ηAC→DC具有随着交流输入电压VAC电平的增加而增加的趋势，如图23所示。
在300W的负载功率Po的负载状态下从当前的电路可以得到下面的实验结果当交流输入电压VAC为100V时，ηAC→DC为大约83.0％；当它为230V时，ηAC→DC为大约89.0％。
返回到图22，功率因数PF表现出相对负载功率Po的变化近似恒定的特性。此外，如图23所示，虽然具有随着电压VAC的增加而稍微降低的趋势，但是功率因数PF也可以认为是相对交流输入电压VAC的变化近似恒定。
在300W的负载功率Po的负载状态下从当前的电路可以得到下面的实验结果当交流输入电压VAC为100V时，功率因数PF为大约0.96；当交流输入电压VAC为230V时，功率因数PF为大约0.94。
整流和平滑电压Ei相对于负载功率Po的变化和交流输入电压VAC的变化表现为恒定，如图22和23所示。
发明内容
从上面的描述可以知道，图19的电源电路具有过去已知的有源滤波器，如图16和17所示。旨在通过采用这种结构来提高功率因数。
然而，具有图19所示的结构的电源电路存在下列问题。
具体来说，图19的电源电路的功率变换效率是前级有源滤波器的AC到DC功率变换效率和后级电流谐振变换器的DC到DC功率变换效率合成的结果，同样如图19所示。
就是说，图19中电路的总功率变换效率是这些功率变换效率相乘产生的，因此趋向于一个较低值。
根据图19的电路实验，当交流输入电压VAC为100V时，与有源滤波器相应的部件的AC到DC功率变换效率ηAC→DC为大约88.5％，当它为230V时为大约95％。此外，当负载功率Po为300W并且整流和平滑电压Ei为380V时，电流谐振变换器侧的DC到DC功率变换效率ηDC→DC为大约94％。
因此，也如上所述，当交流输入电压VAC为100V时图19的电路的总AC到DC功率变换效率下降到大约83.0％，当它为230V时下降到大约89.0％。
此外，由于有源滤波器电路执行硬开关操作，所以噪声产生的程度极高，这需要测量以抑止较严重的噪声。
因此，在图19所示的电路中，商用交流电源AC线上设置了由两个线滤波变压器和三个交叉线电容器构成的噪声滤波器。就是说，采用了至少两级滤波器。
此外，整流输出线具有由一个扼流圈LN和两个滤波电容器CN构成的常模噪声滤波器。而且，用于整流的快速恢复二极管D20设置了RC缓冲电路。
以这种方式，当前的电路需要被提供由大量元件构成的抗噪声测量，这使得成本增加并且电源电路板的安装面积较大。
此外，由作为通用IC的功率因数/输出电压控制IC 120操作的开关元件Q3的开关频率固定在60kHz，而后级电流谐振变换器的开关频率在80kHz到200kHz的范围内变化。由于两个开关元件的开关时刻相互独立，所以由于两个元件的开关操作而使得初级侧接地端电位相互干扰从而变得不稳定，例如这很容易引起异常振荡。这将导致电路设计有难度以及可靠性恶化这样的问题。
由于上述问题，本发明的一个实施例提供一种具有下列结构的开关电源电路。
具体来说，开关电源电路包括由AC电压供电并且产生整流和平滑电压的整流和平滑单元，包括开关元件的开关单元，该开关元件由作为DC输入电压的整流和平滑电压供电并且执行开关操作，以及开关驱动开关元件的开关驱动单元。
开关电源电路还包括其中缠绕有至少一个初级绕组和次级绕组的隔离转换变压器。初级绕组由开关单元的开关操作产生的开关输出供电。初级绕组中得到的开关输出在次级绕组中感应出交流电压。隔离转换变压器具有这样的结构，使得即使是在被认为是中间负载状态下的某一负载状态范围内，隔离转换变压器的初级侧和次级侧之间的耦合系数也能够确保足够的零电压开关。
开关电源电路还包括初级侧并联谐振电路，其由至少包括隔离转换变压器的初级绕组的漏感分量和初级侧并联谐振电容器的电容构成。初级侧并联谐振电路提供作为开关单元操作的电压谐振操作。
而且，开关电源电路还包括次级侧串联谐振电路，其是将次级侧串联谐振电容器串联连接到隔离转换变压器的次级绕组而产生的，并且由包括次级绕组的漏感分量和次级侧串联谐振电容器的电容构成。
此外，开关电源电路还包括次级侧DC输出电压产生单元，其由隔离转换变压器次级绕组中感应的交流电压供电，并且执行整流操作从而产生次级侧DC输出电压。
此外，开关电源电路还包括功率因数提高单元，其执行至少一个操作，作为反馈开关输出的操作，其中因开关单元的开关操作而在初级绕组中引发的开关输出电流被作为电源而再生并且被反馈到形成整流和平滑单元的平滑电容器。功率因数提高单元通过利用功率因数提高开关元件间歇性地阻断整流电流，该整流电流是因响应于反馈开关输出的整流和平滑单元的整流操作而引起的。
本说明书中的术语耦合系数表示电磁耦合度。系数1对应于最高耦合度，而系数0对于最低耦合度(非耦合状态)。
根据本发明的一个实施例，具有上述结构的电源电路采用作为开关变换器的基本结构，该开关变换器包括并联初级侧电压谐振变换器和次级侧串联谐振电路。此外，为了实现功率因数的提高，使响应于开关元件的开关输出而在隔离转换变压器的初级绕组中得到的电流(开关输出电流)被作为电源而再生，并且被反馈到整流电流路径(用于产生整流和平滑电压的平滑电容器)，功率因数提高开关元件执行因反馈电压而引起的整流电流的切换。
这个结构不需要提供有源滤波器，该有源滤波器用于稳定输出到开关变换器的DC输入电压，从而构成包括功率因数提高电路的电源电路。
如上所述，根据本发明一个实施例的开关电源电路能够用作具有功率因数提高功能的开关电源电路，而不需要有源滤波器。去掉有源滤波器提高了开关电源电路的功率变换效率特性。这使得例如使散热片去掉或者小型化等等。此外，与包括有源滤波器的结构相比大大减少了元件数量，这使得电路的尺寸和重量减小，成本降低。而且，与有源滤波器的硬开关操作相反，由于是基于电压谐振变换器所以本发明一个实施例的开关变换器执行软开关操作。这大大降低了开关噪声，并因此不需要附加噪声滤波器，这也有利于减少尺寸和重量，降低成本。
此外，根据本发明一个实施例的结构，不会出现具有不同开关频率的同步操作，从而消除了初级和次级侧接地端电位之间的干扰问题。因此，使得接地端电位稳定，提高了稳定性并且有利于电路板的图案设计。
图1是示出了本发明第一实施例的开关电源电路的结构示例的电路图；图2是示出了包含在本发明实施例的开关电源电路中的隔离转换变压器的结构示例的剖面图；图3是波形图，其示出了基于商用交流电压周期的第一实施例的电源电路中主要部件的操作；图4是曲线图，其示出了第一实施例的电源电路的整流和平滑电压，功率因数，以及AC到DC功率变换效率随负载变化的特性；图5是曲线图，其示出了第一实施例的电源电路的整流和平滑电压，功率因数，以及AC到DC功率变换效率随交流输入电压变化的特性；图6是示出了本发明第二实施例的开关电源电路的结构示例的电路图；图7是示出了本发明第三实施例的开关电源电路的结构示例的电路图；图8是示出了本发明第四实施例的开关电源电路的结构示例的电路图；
图9是示出了本发明第五实施例的开关电源电路的结构示例的电路图；图10是本发明的第五和第六实施例中所采用的高频扼流圈的结构图；图11是曲线图，其示出了第五实施例的电源电路的整流和平滑电压，功率因数，以及AC到DC功率变换效率随负载变化的特性；图12是曲线图，其示出了第五实施例的电源电路的整流和平滑电压，功率因数，以及AC到DC功率变换效率随交流输入电压变化的特性；图13是示出了第六实施例的开关电源电路的结构示例的电路图；图14是示出了作为这些实施例的电源电路变形的电压反馈系统的结构示例的电路图；图15是示出了作为这些实施例的电源电路变形的另一电压反馈系统的结构示例的电路图；图16是示出了有源滤波器的基本电路结构的电路图；图17A到17D是示出了图16所示的有源滤波器的操作的波形图；图18是示出了有源滤波器的控制电路的结构的电路图；图19是示出了包含有源滤波器的相关电源电路的结构示例的电路图；图20A到20C是波形图，其示出了图19的电源电路中开关元件的开关操作和流到电源滤波扼流圈的电感器的电流波形；图21是波形图，其示出了当交流输入电压为100V时，图19的电源电路中所得到的交流输入电压，交流输入电流以及整流和平滑电压的波形；图22是特性曲线图，其示出了图19中电源电路的功率变换效率，功率因数以及整流和平滑电压随负载变化的特性；图23是特性曲线图，其示出了图19中电源电路的功率变换效率，功率因数以及整流和平滑电压随交流输入电压变化的特性。
具体实施例方式
图1是一个电路图，其示出了根据第一实施例的用于实现本发明的最优模式(下文也指实施例)的开关电源电路的结构示例。图1的电源电路包括作为其基本结构的单端电压谐振开关变换器。
在图1的开关电源电路中，商用交流电源AC线设置有一个共模扼流圈CMC和两个交叉线电容器CL。共模扼流圈CMC和交叉线电容器CL，CL构成消除叠加到商用电源AC线上的共模噪声的噪声滤波器。
交流输入电压VAC通过由四个低速整流元件(二极管)桥接形成的桥式整流电路Di整流，整流输出使平滑电容器Ci充电。因此，得到整流和平滑电压Ei作为平滑电容器Ci的两端电压。整流和平滑电压Ei具有和交流输入电压VAC相同的电平。整流和平滑电压Ei作为后级开关变换器的直流输入电压。
本实施例中，功率因数提高电路10插在桥式整流电路Di的正输出端和平滑电容器Ci的正极之间的线路上。功率因数提高电路10的结构和工作方式将在后面描述。
图1中，将整流和平滑电压Ei作为直流输入电压馈入并且执行开关操作的开关变换器构成为包括例如，一个晶体管开关元件Q1的单端电压谐振变换器。本实施例中，选择高击穿电压的MOS-FET作为开关元件Q1。本实施例中的电压谐振变换器基于单独的激励系统而驱动，在该激励系统中振荡和驱动电路2开关驱动该开关元件。
施加到开关元件Q1栅极的是从振荡和驱动电路2输出的开关驱动信号(电压)。
开关元件Q1的漏极连接到将在后面描述的隔离转换变压器PIT的初级绕组N1的绕组首端。初级绕组N1的绕组末端通过功率因数提高电路10中的将在后面描述的高频扼流圈L10连接到平滑电容器Ci的正极。就是说，本实施例中，直流输入电压(Ei)通过串联连接的初级绕组N1被施加到开关元件Q1。开关元件Q1的源极连接到初级侧接地端。
由于选择MOS-FET作为开关元件Q1，所以开关元件Q1包含本征二极管DD，使得二极管DD并联连接到开关元件Q1的源极和漏极之间的沟道，如图所示。本征二极管DD的阳极连接到开关元件Q1的源极，其阴极连接到开关元件Q1的漏极。本征二极管DD构成因开关元件Q1的ON/OFF操作(开关操作)而引起的反向开关电流路径。
此外，初级侧并联谐振电容器Cr并联连接到开关元件Q1的漏极和源极之间的沟道。
初级侧并联谐振电容器Cr的电容和隔离转换变压器PIT的初级绕组N1的漏感L1构成流过开关元件Q1的开关电流的初级侧并联谐振电路(电压谐振电路)。初级侧并联谐振电路的谐振操作提供作为开关元件Q1的开关操作的电压谐振操作。由于这个操作，使得开关元件Q1两端的电压V1(漏极和源极之间的电压)在开关元件Q1的OFF期间具有正弦谐振脉冲电压波形。
例如为了通过单独激励而驱动开关元件Q1，振荡和驱动电路2产生驱动信号并且将该驱动信号施加到开关元件Q1的栅极，该驱动信号是基于振荡电路和由于振荡电路得到的振荡信号来开关驱动MOS-FET的栅极电压。因此，开关元件Q1以基于驱动信号的周期的开关频率连续执行ON/OFF操作。就是说，开关元件Q1执行开关操作。
由于其间的直流传输使初级侧与次级侧隔离，所以隔离转换变压器PIT将来自初级侧开关变换器的开关输出传递到二次侧。
图2是示出了包含在图1的电源电路中的隔离转换变压器PIT的结构示例的剖视图。
如图2所示，隔离转换变压器PIT包括E形铁心CR1和CR2通过它们的磁腿彼此正对的方式组合构成的EE铁心(EE形铁心)，该铁心CR1和CR2由铁氧体材料制成。
此外，线轴B由树脂或类似材料形成并且呈分离状使得初级侧和次级侧的绕组部分彼此独立。初级绕组N1缠绕在线轴B的一个绕组部件上。次级绕组N2缠绕在另一个绕组部件上。
被初级侧和次级侧绕组这样缠绕的线轴B安装到EE形铁心(CR1，CR2)上，形成这样的状态，该状态下位于不同绕组区的初级侧和次级侧绕组缠绕在EE形铁心的中心磁腿周围。这样，就完成了隔离转换变压器PIT的整个结构。
在EE形铁心的中心磁腿中，形成具有例如大约1.6mm或更大的气隙长度的气隙G，如图所示。从而，得到松耦合状态，其中耦合系数k为例如大约0.75。就是说，与作为相关技术的图19所示的电源电路相比，图1的隔离转换变压器PIT中松耦合度较高。气隙G可以通过将E形铁心CR1和CR2的中心磁腿部分设置得比两个外部磁腿短而形成。
如上所述，隔离转换变压器PIT中初级绕组N1的一端连接到开关元件Q1的漏极。从而，来自开关元件Q1的开关输出被传递到初级绕组N1，并因此在初级绕组N1中出现交流电压。
在隔离转换变压器PIT的次级侧，由初级绕组N1感应的交流电压产生在次级绕组N2中。
串联连接到次级绕组N2的是次级侧串联谐振的电容器C2。从而，次级绕组N2的漏感L2和次级侧串联谐振电容器C2的电容构成次级侧串联谐振电路。该次级侧串联谐振电路执行与将在后面描述的次级侧整流电路的整流操作相关的谐振操作。因此，流过次级绕组N2的次级绕组电流具有正弦波形。就是说，在次级侧上得到电流谐振操作。
本实施例中的次级侧整流电路通过将两个整流二极管Do1和Do2以及一个平滑电容器Co连接到次级绕组N2而形成为倍压半波整流电路，如上所述次级侧串联谐振电容器C2串联到该整流电路。倍压半波整流电路的连接结构如下。次级绕组N2的绕组末端通过次级侧串联谐振电容器C2连接到整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极。整流二极管Do1的阴极连接到平滑电容器Co的正极。连接到次级侧接地端的是次级绕组N2的绕组首端，整流二极管Do2的阳极，以及平滑电容器Co的负极。
如此形成的倍压半波整流电路的整流操作如下。
在对应于次级绕组中得到的交流电压的一个极性的半个周期期间，施加正向电压到整流二极管Do2，从而整流二极管Do2导通，通过整流电流为次级侧串联谐振电容器C2提供充电操作。因此，次级侧串联谐振电容器C2两端产生的是具有与次级绕组N2中感应的交流电压相同电平的电压。在对应于次级绕组中得到的交流电压的另一个极性的半个周期期间，整流二极管Do1被提供正向电压，从而导通。平滑电容器Co接着因次级绕组电压和次级侧串联谐振电容器C2两端电压的叠加所产生的电势而被充电。
因此，平滑电容器Co两端产生的是次级侧直流输出电压Eo，其具有等于次级绕组N2中感应的交流电压二倍电平的电平。这个整流操作中，平滑电容器Co的充电是在次级绕组N2中受激交流电压的一个极性的半个周期期间内进行的。就是说，实现了倍压半波整流的整流操作。
这个次级侧直流输出电压Eo提供给负载。此外，电压Eo被分流并且输出到控制电流1作为检测电压。
控制电路1根据输入次级侧直流输出电压Eo的电平变化为振荡和驱动电路2提供检测输出。振荡和驱动电路2根据在从控制电路1输入的检测输出的开关频率或者一个切换周期内的TON和TOFF期间之间的时间比(导通角)的变化，来驱动开关元件Q1。这个操作作为次级侧直流输出电压的恒压控制操作。
在电压谐振变换器的基本恒压控制操作中，开关元件Q1的导通期间TON变化而其关断期间TOFF保持恒定，从而改变了开关频率。但是，如果电压谐振变换器像本实施例一样包括次级侧串联谐振电路，那么如上所述还要执行另一个恒压控制操作作为PWM控制操作，其中控制一个切换周期中的导通角。就是说，作为整个恒压控制操作，引入了包括开关频率控制和PWM控制的复合控制。
在该电源电路中，开关元件Q1的开关频率和导通角的这种变化控制使得初级侧和次级侧谐振阻抗以及功率传输有效期间变化。这些变化使得从隔离转换变压器PIT中初级绕组N1传输到次级绕组N2的功率量变化，并且使得应该从次级侧整流电路提供给负载的功率量变化。因此，控制次级侧直流输出电压Eo的电平从而消除其电平变化。就是说，使次级侧直流输出电压Eo稳定。
下面将对功率因数提高电路10进行描述。
功率因数提高电路10设置在整流和平滑电路的整流电流路径的中间，以从交流输入电压VAC产生直流输入电压(Ei)，并且采用使功率因数提高的结构，其利用基于磁耦合的功率再生系统。
在功率因数提高电路10中，快速恢复开关二极管D1(功率因数提高开关元件)的阳极连接到桥式整流电路Di的正输出端。开关二极管D1的阴极串联连接到高频扼流圈L10，并且通过扼流圈L10连接到平滑电容器Ci的正极。就是说，开关二极管D1(阳极到阴极)和高频扼流圈L10的串联电路设置在桥式整流电路Di的正输出端和平滑电容器Ci的正极之间。
而且，滤波电容器CN并联连接到开关二极管D1和高频扼流圈L10的串联电路。滤波电容器CN用于抑制常模噪声。
此外，初级绕组N1的一端(本实施例中是绕组末端)连接到高频扼流圈L10和开关二极管D1的阴极之间的连接点。该连接点在本实施例中充当开关输出反馈节点。
功率因数提高电路10的电路结构提供下列操作。具体来说，响应于开关元件Q1的开关操作而在初级绕组N1中产生的开关输出电流(因初级侧并联谐振电路的谐振操作而出现的初级侧并联谐振电流)作为电源而再生，并且通过因高频扼流圈L10而得到的磁耦合被反馈到平滑电容器Ci。
因此，例如初级绕组N1和功率因数提高电路10的连接点以及初级侧接地端之间的电压具有交流电压分量与切换周期上整流和平滑电压Ei叠加而合成的波形。由于将叠加到整流和平滑电压Ei的这个交流电压分量施加到快速恢复开关二极管D1上，所以例如当交流输入电压VAC的正/负电平的绝对值高于这个峰值的大约一半时二极管D1执行开关操作，从而间歇性地阻断流向平滑电容器Ci的整流电流。
如此流动的整流电流的包络线的导通期间是这样的，在来自桥式整流电路Di的整流输出电压电平低于平滑电容器Ci两端的电压电平的期间内也有电流流动。此外，基于交流输入电压VAC而流动的交流输入电流IAC的导通期间与这个整流电流的导通周期基本一致。具体来说，与不包括功率因数提高电路的结构相比，交流输入电流IAC的导通角是增加的，并且交流输入电流IAC的波形接近于交流输入电压VAC的波形。就是说，实现了功率因数提高。
对具有图1的上述结构的当前电源电路进行试验，选择电路的主要部件具有下列参数，从而得到将在后面描述的试验结果。
隔离转换变压器PIT基于图2所示的结构，选择EER-35铁心作为EE形铁心(CR1，CR2)。将气隙G1设计为具有2.2mm的气隙长度。初级和次级绕组N1和N2的匝数分别设置为38T和30T。根据这个隔离转换变压器PIT的结构，隔离转换变压器PIT中初级和次级侧之间的耦合系数k设置为0.67。
对于高频扼流圈L10来说，选择EE-22铁心，并且形成1.4mm的气隙，使得电感值L10被设置为27μH。
如所公知的，上述EER和EE铁心是产品铁心的一个类型和标准。我们知道，这个类型还包括ER型。所有EER，ER和EE型铁心的截面形状是E字形或EE字形。因此，本说明书中所有的EER，ER和EE型铁心都当作E形铁心和EE形铁心。
初级侧并联谐振电容器Cr，滤波电容器CN和次级侧串联谐振电容器C2的电容值选择如下Cr＝7500pF，CN＝1F，C2＝0.047F。
容许负载功率范围是从300W的最大负载功率Pomax到0W(无负载)的最小负载功率Pomin。次级侧直流输出电压Eo的额定电平为175V。
图1的电源电路的实验结果在图3的波形图中示出。图3示出了具有图1的结构的电源电路中主要部件的操作，其基于商用交流电源电压的周期。
电流I1是在功率因数提高电路10中从开关二极管D1流到高频扼流圈L10的电流。如图3所示，电流I1是具有切换周期(开关元件Q1的切换周期)的交流电流，并且在交流输入电压VAC的电平绝对值大于某一值的期间内具有半正弦波的包络线。电流I1是交流电流的原因是，交流电压响应于开关输出电流的反馈叠加到整流和平滑电压上作为流到开关输出反馈节点的电流，并且这个叠加分量导致开关二极管D1对整流电流进行切换。
流进平滑电容器Ci的电流I2是具有切换周期并且以图示波形流动的交流电流。电流I2是由电流I1和初级绕组电流合成而产生的，其中初级绕组电流是在初级绕组N1中得到的并且接下来合成电流通过高频扼流圈L10。
电压V2是初级侧接地端与开关二极管D1和高频扼流圈L10的连接点之间的电压，其中该连接节点为开关输出反馈节点。如图3所示，电压V2具有这样的波形，其中具有切换周期的交流波形在基本与电流I1的非导通期间一致的期间叠加到整流输出电压上，该整流输出电压来自于具有一定交流电压周期的桥式整流电路Di。由于具有切换周期的开关二极管D1的导通和关断，使得在电流I1导通期间电压V2中不出现交流波形分量。
由于滤波电容器CN的操作，所以桥式整流电路Di输出端的电压V3上没有叠加高频信号。
交流输入电流IAC具有图示波形，其包括在电流I1的导通期间出现的半个正弦波并且具有与交流输入电压VAC的极性相反的极性。与例如图1的电路去除了功率因数提高电路10而得到的结构相比，这个波形包括增加的导通角，因此实现了相应的功率因数提高。
图3还示出了二次侧直流输出电压Eo。二次侧直流输出电压Eo的平均值是作为稳定目标值(175V)的额定电平，其周期为商用交流电压周期一半的纹波叠加到二次侧直流输出电压Eo上。纹波电压电平是100mVp-p。
图4示出了作为图1的电源电路的试验结果，在交流输入电压VAC为100V的输入电压条件下随负载变化的整流和平滑电压(直流输入电压)Ei，功率因数(PF)和AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)，该负载在300W的最大负载功率Pomax到0W(无负载)的最小负载功率Pomin的范围内变化。
此外，图5示出了作为图1的电源电路的试验结果，在最大负载功率Pomax为300W的恒定负载状态下随交流输入电压VAC变化的整流和平滑电压(直流输入电压)Ei，功率因数(PF)和AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)，该电压在85V到144V的范围内变化。
作为开关变换器的直流输入电压的整流和平滑电压Ei根据图5所示的交流输入电压VAC变化。对于图4所示的负载变化来说，随着负载变轻整流和平滑电压Ei有增加的趋势，并且当负载功率Po高于100W时它在130V到140V的范围内变化。此外，测量显示，在从300W到0W的负载功率Po范围内，整流和平滑电压Ei具有23.0V的变化宽度(ΔEo)。因此，有助于抑制随负载变化的变化量ΔEo。
根据功率因数提高电路10的操作的功率因数PF具有随负载加重而增加的趋势，如图4所示。功率因数PF相对负载变化的测量特性如下在负载功率Po从300W到50W的变化范围内PF大于0.75，当负载功率Po为300W的最大负载功率Pomax时PF为0.88。因此，可以说，得到足以实用的功率因数。由于交流输入电压VAC变化，所以功率因数PF表现的特性为随交流输入电压VAC变大而呈平缓斜坡减小，如图5所示。
如图4和5所示，对于AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)来说，它相对负载变化基本上是恒定的，而对于交流输入电压变化来说，AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)随交流输入电压VAC变大而呈平缓斜坡增加。测量的结果是，在300W的最大负载功率Pomax和100V的交流输入电压VAC的条件下效率ηAC→DC是92.3％。比较而言，在相同条件下(300W，100V)图19中的电源电路的AC到DC功率变换效率是83％，因此图1的电路提高了大约9.3％。此外，与此同时，与图19的电源电路相比，本实施例中的交流输入功率降低了大约36.5W。
下面的论述是基于本实施例的上述电源电路与图19中的电源电路之间的比较而进行的，图19是包括用于实现功率因数提高的有源滤波器的相关技术。
首先，如从图4和5所示的试验结果的描述也可以看出，图1的电源电路的功率变换效率(ηAC→DC)比图19的电源电路有所提高。
这个提高主要是由于结构引起的，该结构包括基于功率再生系统的功率因数提高电路，因此不需要有源滤波器。就是说，不像具有有源滤波器的结构，本实施例不会因前级和后级两个功率变换效率的相乘而使得整个效率下降。
此外，由于图1的电路不需要包括有源滤波器，所以使得电路所包括的电路部件数量减少。
具体来说，有源滤波器关系到一个变换器的组成，并且因此由大量的元件如一个开关元件和用于驱动该开关元件的IC而构成，如从图19的描述可以看出。
相反，对于图1的电源电路来说，至少包括滤波电容器CN，开关二极管D1和高频扼流圈L10作为功率因数提高所必须的附加元件就够了。因此，与有源滤波器相比，元件数量大大减少。
因此，图1的电源电路可以实现具有功率因数提高功能的电源电路，其成本比图19的电路降低许多。此外，元件数量的大大减少使得电路板的尺寸和重量有效降低。尤其是像高频扼流圈L10这样的电感元件属于大型元件。然而，本实施例中，高频扼流圈L10的电感值可以设定到27μH这么小，这使得对于上述的线圈L10来说，可以采用像EE-22这样的小铁心。这不妨碍电路板的尺寸和重量减小。相反，例如，图19所示的电源滤波扼流圈PCC具有大约140μH的电感值，因此选择比EE-22大的EER-35。
而且，在图1的电源电路中，谐振变换器和功率因数提高电路10的操作是所谓的软开关操作。因此，与图19的有源滤波器相比，开关噪声等级大大降低。
因此，如图1所示，即使采用例如，由一对共模扼流圈CMC和两个交叉线电容器CL构成的一级噪声滤波器，也能够足以满足电磁干扰规定。此外，通过采用图1所示的一个滤波电容器CN，实现了与整流输出线中常模噪声的比较。
噪声滤波器元件数量的减少也有助于电源电路成本的降低以及电路板尺寸和重量的减少。
此外，图1的电源电路中，形成初级侧开关变换器的开关元件是一个晶体管元件，并且次级侧的整流二极管等与开关元件Q1同步进行开关操作。因此，与图19的电源电路不同，有源滤波器侧的初级侧接地电位与后级开关变换器侧的初级侧接地电位不相互干扰，但是能够保持稳定而不管开关频率的变化。
图1的电源电路中得到的功率因数PF如上面参考图4和5所述。这种功率因数特性使电路，例如满足电源谐波失真规定，并且具有足以实用的价值。
如上所述，图1所示的本实施例的电源电路得到了校正电源的功率因数，解决了具有有源滤波器的电源电路所涉及的各种问题。
本实施例的电源电路包括位于其初级侧作为其基本结构的单端电压谐振变换器。
尤其注意的是，由于其初级侧包括电压谐振变换器的电源电路具有较窄可允许范围的负载功率并且在负载为轻载时不能维持零电压开关(ZVS)操作，所以按照现在的情况来看，它不能够投入实际应用中。因此，本发明人对电源电路进行了试验，其中为初级侧电压谐振变换器设置了次级侧串联谐振电路，并且倍压半波整流电路形成为次级侧整流电路。作为试验对象的电源电路具有这样的电路结构，其通过将功率因数提高电路10从图1的电源电路中除去，接着将初级绕组N1的绕组末端连接到平滑电容器Ci的正极而得到。
这个电路中隔离转换变压器PIT基本具有与图2相同的结构。气隙G设计为具有1mm的气隙长度，从而耦合系数k设置为0.81。如此构造的电源电路的试验结果是，已经确定这个电路比具有电压谐振变换器的相关电源电路具有容易实现的特性。
然而，已经确定了，当负载为中间负载时作为试验对象的这个电源电路陷入了异常操作。具体来说，当负载为中间负载时，电流在开关元件Q1的关断期间(TOFF)结束之前以正方向(从漏极到源极)流过开关元件Q1，因而不能实现ZVS操作。因此，即使具有像试验对象这样的电源电路结构，也仍然难以将电路投入到实际应用中。
相反，对于图1所示的本实施例的电源电路来说，已经确定了，由于失败的异常操作试验，所以消除了与中间负载有关的ZVS，并且在可允许的负载功率的整个范围(Po300W到0W)内实现了正常切换操作。就是说，本实施例的电源电路的实际应用是允许作为包括次级侧串联谐振电路的单端电压谐振变换器。
消除了与中间负载有关的异常操作主要是由于隔离转换变压器PIT具有耦合系数k小于例如0.7的松耦合状态这个特征。
已经确定了，如果电压谐振变换器包括次级侧串联谐振电路，那么就容易出现与中间负载有关的上述异常操作。具体来说，异常操作归因于形成电压谐振变换器的初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路之间因同步操作而导致的相互作用。
因此，与本实施例的电源电路一样，如果隔离转换变压器PIT的耦合系数k设定为比相关电路的值低的必须值，那么初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路之间的上述相互作用就被削弱，相应地消除了与中间负载有关的异常操作。
要避免的是，在相关电压谐振变换器中将松耦合度提高到这样一个范围，使得耦合系数k与本实施例的隔离转换变压器PIT相同。这是因为这种松耦合会因从初级侧传输到次级侧的功率损耗的增加而导致功率变换效率降低。
然而，本实施例即使采用包括初级侧电压谐振变换器的电源电路也具有良好的功率变换效率特性。
本实施例得到高功率变换效率是因为下列结构。
我们知道，包括与次级侧串联谐振电路结合的电压谐振变换器的电源电路原本是有利于得到高功率变换效率。此外，如果电压谐振变换器采用单端系统并且因而开关元件的数量为一个，这是最小数量，那么与像半桥连接系统，全桥整流连接系统和推挽系统这样的包括多个开关元件的结构相比，变换器的开关损耗降低。开关损耗的降低也使得功率变换效率提高。
此外，本实施例避免了与中间负载有关的异常操作的出现，从而得到上述足够的ZVS操作。在这个异常操作现象中，开关元件Q1导通，正开关电流在开关元件Q1初始导通时刻之前在源极和漏极之间流动。开关电流的这种行为导致开关损耗增加。本实施例防止出现与异常操作相应的开关电流的这种行为，因而避免了开关损耗的增加。这个特征也是功率变换效率提高的一个因素。
而且，本发明已经确定，分别改变初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和fo2也会引起功率变换效率特性(ηAC→DC)变化。因此，本实施例的电源电路中功率变换效率也可以通过设置初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和fo2得以提高，从而得到尽可能满意的功率变换效率特性。
例如，已经确定了当初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和fo2之间的关系变化时，流过开关元件Q1的开关电流波形因谐振频率的影响而改变。作为一个示例，根据初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和fo2之间的关系，流过开关元件Q1的开关电流具有这样的波形，其中在开关元件Q1关断时刻之前出现电流峰值并且关断时刻的电流电平低于该峰值电平。这个波形包括与因次级侧串联谐振电路的谐振操作而得到的电流谐振波形相关的波形分量。如果关断时刻的开关电流电平从而得到抑制，那么关断时刻的开关损耗就会相应降低，从而提高功率变换效率。
如上所述，本实施例中，初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2最优化地设置，使得由于电源电路的稳定运行而得到尽可能高的功率变换效率。
而且，图1的电源电路中，隔离转换变压器PIT设计为基于小于一定值的耦合系数k而处于松耦合状态，从而消除次级绕组N2的偏磁。因此，消除了流过次级侧整流电路中整流二极管Do1和Do2的次级侧整流电流中峰值电平的偏差，使得峰值得到补偿。整流电流之间的不平衡导致因整流二极管中导通损耗而引起的功率损耗增加。相反，如果像本实施例一样不出现次级侧整流电流的峰值之间的不平衡，那么也会消除因不平衡而引起的功率损耗，这是功率变换效率提高的另一个因素。
图6示出了根据本发明第二实施例的电源电路的结构示例。图6中与图1中相同的部件标以相同的附图标记，并且在下面将不再描述。
图6中的电源电路具有功率因数提高电路11。功率因数提高电路11是在图1所示的第一实施例的功率因数提高电路10的结构上增加了一个低速整流二极管D1A而得到的。
整流二极管D1A的阳极连接到桥式整流电路Di的正输出端，阴极连接到平滑电容器Ci的正极。因此，在功率因数提高电路11中，二极管D1A并联连接到开关二极管D1和高频扼流圈L10的串联电路。本实施例中的滤波电容器CN并联连接到开关二极管D1和高频扼流圈L10的串联电路，并且并联连接到整流二极管D1A。
在具有如此形成的功率因数提高电路11的第二实施例的电源电路中，从桥式整流电路Di的正输出端作为整流输出得到的整流电流被分流到开关二极管D1和高频扼流圈L10的串联电路，和整流二极管D1A中。同样在这样的操作中，功率因数提高电路11的基本操作与功率因数提高电路10相同。具体来说，具有切换周期的交流电压通过使开关输出电流作为电源再生和反馈而叠加在整流电流路径上。这个交流电压使得开关二极管D1进行整流电流的切换，从而增加交流输入电流IAC的导通角，使得功率因数提高。
此外，由于来自桥式整流电路Di的整流电流还被如上所述地分流到整流二极管D1A，所以流过开关二极管D1的整流电流量减少。这使开关二极管D1中的开关损耗降低并因此使功率转换效率提高。这个优点随着负载的加重而变得更有效，因此尤其是流过电源电路的电流变大。
图7示出了根据本发明第三实施例的电源电路的结构示例。图7中与图1和6相同的部件标以相同的附图标记，并且在下面将不再描述。
图7中的电源电路具有功率因数提高电路12。包括在功率因数提高电路12中的高频扼流圈L10具有设置在与一定绕组匝数对应的预定位置的抽头，使得绕组被分成两个扼流圈绕组部L10A和L10B，位于作为分界线的抽头两侧。与中心抽头侧的端部相对的扼流圈绕组部L10A的端部(高频扼流圈L10的绕组首端)连接到开关二极管D1的阴极。与中心抽头侧的端部相对的扼流圈绕组部L10B的端部(高频扼流圈L10的绕组末端)连接到平滑电容器Ci的正极。
本实施例中的开关输出反馈节点是高频扼流圈L10的抽头(扼流圈绕组部L10A和L10B之间的连接点)，初级绕组N1的绕组末端连接到该抽头。此外，滤波电容器CN并联连接到开关二极管D1和高频扼流圈L10(扼流圈绕组部L10A和L10B)的串联电路。
在如此形成的功率因数提高电路12中，来自桥式整流电路Di的正输出端的整流电流输出通过开关二极管D1到高频扼流圈L10的路径(从L10A到L10B)流到平滑电容器Ci。此时，初级绕组N1中得到的开关输出电流再生作为连接到开关输出反馈节点的扼流圈绕组部L10A和L10B的电源，并且通过高频扼流圈L10被反馈到平滑电容器Ci。由于扼流圈绕组部L10A和L10B是因形成抽头而将一个电感器分割而得到的，所以扼流圈绕组部L10A和L10B可以被认为在二者之间的磁耦合方面是彼此紧耦合的(耦合系数为1)。因此，将开关输出反馈到功率因数提高电路12的操作可以被认为包括电压反馈操作。具体来说，在这个电压反馈操作中，与传输到初级绕组N1的开关输出相关的交流电压作为电压感应到一个扼流圈绕组部(L10B)中，并且该交流电压也通过扼流圈绕组部L10A和L10B之间的紧耦合感应到另一扼流圈绕组部(L10A)中。以这种方式，功率因数提高电路12采用开关输出反馈系统，其中基于磁耦合的功率再生系统与基于磁耦合的电压反馈系统相结合。响应这个开关输出反馈，开关二极管D1对整流电流进行切换操作从而得到类似于上述实施例的功率因数提高。
图8示出了根据本发明第四实施例的电源电路的结构示例。图8中与图1，6和7相同的部件标以相同的附图标记，并且下面将不再进行描述。
同样在图8所示的功率因数提高电路13中，高频扼流圈L10具有设置在绕组上预定中间位置的抽头，使得线圈L10的绕组被分成扼流圈绕组部L10A和L10B，位于作为分界线的抽头两侧。然而，本实施例中，作为扼流圈绕组部L10A和L10B之间的连接点的抽头连接到开关二极管D1的阴极。初级绕组N1的绕组末端连接到与连接到中心抽头的端部相对的高频绕组部L10B的端部(高频扼流圈L10的绕组末端)。与连接到中心抽头的端部相对的高频绕组部L10A的端部(高频扼流圈L10的绕组首端)连接到平滑电容器Ci的正极。
根据这种连接结构，开关二极管D1与高频绕组部L10A的串联电路设置在桥式整流电路Di的正输出端和平滑电容器Ci的正极之间的整流电流线路的中间。此外，初级绕组N1通过高频绕组部L10B的电感连接到扼流圈绕组部L10A和L10B之间的连接点(抽头)，该连接点是开关输出反馈节点。
如此构造的功率因数提高电路13具有这样的操作，其中初级绕组中得到的开关输出电流作为电源再生并且通过高频绕组部L10B和高频绕组部L10A被反馈到平滑电容器Ci。就是说，实现了因基于磁耦合的功率再生系统而引起的开关输出反馈。此外，功率因数提高电路13可以被认为是还提供电压反馈操作。具体来说，与传输到初级绕组N1的开关输出相关的交流电压还作为电压被感应到扼流圈绕组部L10B中，并且交流电压也通过扼流圈绕组部L10A和L10B之间的紧耦合被感应到扼流圈绕组部L10A。以这种方式，功率因数提高电路13还采用开关输出反馈系统，其中基于磁耦合的功率再生系统与基于磁耦合的电压反馈系统相结合。开关二极管D1通过这个操作响应开关输出反馈而对整流电流进行切换，从而实现功率因数提高。
如果开关输出通过基于这个结构的初级绕组N1反馈，该结构中高频扼流圈L10具有与上述第三和第四实施例相同的抽头，那么当负载为重载时功率变换效率得到提高。这是归因于功率因数提高操作，该操作中功率再生和电压反馈以复合方式出现。功率再生和电压反馈的复合操作使开关输出的反馈量增加。因此，为了得到必须的功率因数，可采用这种电源电路设计，使得初级绕组N1中所用的功率量相应于开关输出反馈量的增加而降低。这使得功率损耗降低。
在第三和第四实施例中，功率因数可以根据高频绕组部L10A和L10B的匝数(匝数比)而改变。已经确定了高频绕组部L10B的匝数越多使得功率因数越高但是会引起相应的功率损耗。本实施例中，根据必须的功率因数和功率损耗之间的平衡，高频绕组部L10A和L10B的匝数这样设置使得满足L10A＞L10B的关系。
第三和第四实施例可以采用第二实施例的特征。具体来说，第三和第四实施例的功率因数提高电路12和13可以具有低速恢复整流二极管D1A，使得来自桥式整流电路Di的整流电流被分流到包括开关二极管D1的路径中和整流二极管D1A的路径中。在第三和第四实施例(功率因数提高电路12(图7)和功率因数提高电路13(图8))中，整流二极管D1A的阳极连接到桥式整流电路Di的正输出端，其阴极连接到平滑电容器Ci的正极。由于这种结构，有望在负载为重载时使功率变换效率进一步提高。
图9示出了根据本发明第五实施例的电源电路的结构示例。图9中与图1相同的部件标以相同的附图标记，并且下面将不再进行描述。
主元件的参数如下隔离转换变压器PIT采用EER-35铁心并且具有2.2mm的气隙G，初级和次级绕组N1和N2的匝数分别为36T和30T，耦合系数k为0.67，初级侧并联谐振电容器Cr的电容值为6800pF，次级侧串联谐振电容器C2的电容值为0.047F。
在图9的功率因数提高电路14中，采用了可变高频扼流圈PRT来替代包括在图1的第一实施例的功率因数提高电路10中的高频扼流圈L10。
图10示出了可变高频扼流圈PRT的一个结构示例。可变高频扼流圈PRT具有四个磁极，并且由三维铁心构成，该三维铁心通过将形状相同的铁心CR11和CR12，高频扼流圈绕组N10和用于提高功率因数的控制绕组Nc(下文中的PFC控制绕组Nc)组合得到。高频扼流圈绕组N10和PFC控制绕组Nc缠绕在相互垂直的磁极上，如图10所示。从具有这种结构的可变高频扼流圈PRT的高频扼流圈绕组N10的两端来看，高频扼流圈绕组N10充当电感L10。由于这个三维铁心是饱和铁心，其饱和度可根据流过PFC控制绕组Nc的电流大小变化，所以可根据流过PFC控制绕组Nc的电流大小来控制线圈的电感值。可变高频扼流圈PRT的铁心是具有16？16？22mm尺寸的铁氧体磁心。高频扼流圈绕组N10和PFC控制绕组Nc的匝数分别为10T和1000T。
为了对可变高频扼流圈PRT进行控制，第五实施例包括除了第一实施例的元件之外的下列电路用于检测相应于流过桥式整流电路Di的电流的信号SDi的电路；用于检测相应于整流和平滑电压Ei的大小的信号SEi的电路；和功率因数控制电路3，其根据信号SDi的大小和/或信号SEi的大小对可变高频扼流圈PRT的高频扼流圈绕组N10中形成的电感L10的电感值的大小进行控制。
通过检测电阻R51两端的电压来检测相应于流过桥式整流电路Di的电流的信号SDi。通过利用电阻R52和R53将整流和平滑电压Ei分压来检测相应于整流和平滑电压Ei的大小的信号SEi。
功率因数控制电路3进行如下控制功率因数控制电路3施加电流到PFC控制绕组Nc，从而对可变高频扼流圈PRT中电感L10的电感值的大小进行控制。这个电流基于信号SEi和/或信号SDi，其中信号SEi取决于整流和平滑电压Ei的大小，信号SDi取决于从商用交流电源AC流到桥式整流电路Di的电流的绝对值大小。具体来说，流到PFC控制绕组Nc的电流的大小从50mA(毫安)到5mA，相应地电感L10的电感值在10μH(微亨)到50μH的范围内变化。
以这种方式，基于信号SDi和/或基于信号SEi的电流施加到PFC控制绕组Nc，从而对可变高频扼流圈PRT中电感L10的电感值的大小进行控制，使得并联谐振电流的大小可以改变。就是说，通过根据负载功率和交流输入电压VAC的变化对电感L10的电感值的大小进行控制能够有效提高功率因数。
图11示出了作为第五实施例的电源电路的试验结果，在100V的交流输入电压VAC的输入电压条件下，随着在300W的最大负载功率Pomax到0W(无负载)的最小负载功率Pomin范围内的负载变化的整流和平滑电压(直流输入电压)Ei，功率因数(PF)和AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)。图11中，虚线表示没有PFC控制绕组Nc时得到的特性，实线表示具有PFC控制绕组Nc并且功率因数控制电路3工作时得到的特性。
此外，图12示出了作为第五实施例的电源电路的试验结果，在300W的最大负载功率Pomax的恒定负载状态下，随着交流输入电压VAC在85V到144V范围内变化的整流和平滑电压(直流输入电压)Ei，功率因数(PF)和AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)。
从图11和12可以看出，第五实施例的电源电路中，设置了PFC控制绕组Nc，电感L10的电感值由功率因数控制电路3控制，除了通过第一实施例的电源电路得到的上述各种优点之外还得到与负载变化无关的大于0.85的良好功率因数。
控制电路3可以采用信号SDi和SEi中的任一个来进行控制。
图13示出了根据本发明第六实施例的电源电路的结构示例，其作为第五实施例的变形。图13中与图9相同的部件标以相同的附图标记并且在下面将不再进行描述。图13的电源电路具有功率因数提高电路15。此外，隔离转换变压器PIT包括除初级绕组N1和次级绕组N2之外的第三绕组N3。第六实施例包括可变高频扼流圈L10，开关二极管D1和滤波电容器CN。可变高频扼流圈L10将初级绕组N1中得到的沿着一个方向的开关输出电流分量提供给平滑电容器Ci。开关二极管D1将第三绕组N3中得到的沿着另一方向(与该一个方向相反)的开关输出电流分量提供给桥式整流电路Di。滤波电容器CN用于将初级绕组中得到的开关输出电流旁路。
通过这样使从不同绕组得到的电流流过可变高频扼流圈L10并且使电流流过开关二极管D1，能够提高功率因数并且能够提高电路设计的灵活性。
下面将参考图14和15对结构变化进行描述，该结构通过利用电压反馈系统基于磁耦合使功率因数提高，该电压反馈系统中是反馈初级绕组中得到的开关电压，其修改与本发明的第一到第六实施例所共用。
为了在图14的电源电路中形成功率因数提高电路16，具有预定匝数的第三绕组N3缠绕在隔离转换变压器PIT的初级侧。第三绕组N3这样设置使得其绕组首端连接到初级绕组N1的绕组末端，如图所示。实际应用中，例如，初级绕组N1的附加绕组的预定匝数可以提供给第三绕组N3。这种情况下，初级和第三绕组N1和N3可以被看作是彼此磁耦合。这样，作为开关输出传输到初级绕组N1的交流电压就感应在第三绕组N3中。
此外，在功率因数提高电路16中，快速恢复开关二极管D1(功率因数提高开关元件)的阳极连接到桥式整流电路Di的正输出端。开关二极管D1的阴极串联连接到高频扼流圈L10，并且通过扼流圈L10连接到第三绕组N3的绕组末端。作为第三绕组N3的绕组首端与初级绕组N1之间的连接点的初级侧绕组抽头连接到平滑电容器Ci的正极。就是说，开关二极管D1(阳极到阴极)，高频扼流圈L10和第三绕组N3的串联电路设置在桥式整流电路Di的正输出端和平滑电容器Ci的正极之间。
此外，滤波电容器CN并联连接到开关二极管D1，高频扼流圈L10和第三绕组N3的串联电路。滤波电容器CN用于抑制常模噪声。
这样形成的功率因数提高电路16的操作方式如下。
图14的电源电路中初级侧开关变换器是电压谐振变换器。因此，在开关元件Q1处于关断状态周期期间，得到电压谐振操作，操作中充电/放电电流在初级绕组N1和初级侧并联谐振电容器Cr之间流动。因此，在开关元件Q1处于关断状态周期期间，出现正弦脉冲电压(谐振脉冲电压)作为初级侧并联谐振电容器Cr(开关元件Q1)两端的电压V1。由于功率因数提高电路16包括磁耦合到初级绕组N1的第三绕组N3，所以第三绕组N3中感应了由此在初级绕组N1中产生的谐振脉冲电压。就是说，第三绕组N3中感应了具有切换周期的交流电压。
第三绕组N3与开关二极管D1和高频扼流圈L10一起设置在整流电流路径的中间，整流电流通过该路径从桥式整流电路Di流到平滑电容器Ci。因此，第三绕组N3中感应的交流电压叠加在来自桥式整流电路Di的整流输出电压上。就是说，这个电源电路采用了电压反馈系统，该电压反馈系统中通过初级和第三绕组N1和N3之间的磁耦合将开关元件Q1的开关输出作为电压反馈到整流电流路径上。
由于反馈电压是这样叠加在整流电流路径上，所以施加到开关二极管D1的电压具有将具有切换周期的交流电压分量叠加到整流和平滑电压Ei上而形成的波形。由于将叠加到整流和平滑电压Ei上的这种交流电压分量施加到快速恢复二极管D1，所以当交流输入电压VAC的正/负电平的绝对值大于例如其峰值的大约一半时二极管D1执行开关操作，从而间歇地阻断流向平滑电容器Ci的整流电流。
如此流动的整流电流的包络线的导通周期是这样的，使得在来自桥式整流电路Di的整流输出电压电平低于平滑电容器Ci两端的电压电平期间内电流也流动。此外，基于交流输入电压VAC流动的交流输入电流IAC的导通周期与这个整流电流的导通周期基本一致。具体来说，与不包括功率因数提高电路的结构相比交流输入电流IAC的导通角有所增加，并且使交流输入电流IAC的波形接近于交流输入电压VAC的波形。就是说，实现了功率因数提高。
对具有图14的上述结构的实际电源电路进行试验，选用的电路中主要部件具有下列参数，从而得到后面将描述的试验结果。
隔离转换变压器PIT基于图2所示的结构，EE形铁心(CR1，CR2)选用EER-35铁心。气隙G1设计为具有2.2mm的气隙长度。初级和次级绕组N1和N2的匝数分别设置为40T和30T。根据这个隔离转换变压器PIT的结构，隔离转换变压器PIT中初级和次级侧之间的耦合系数k设置为小于0.7的值，例如约为0.67。
第三绕组N3的匝数设置为9T。
对于高频扼流圈L10来说，选用EE-22铁心并且形成1.4mm的气隙，从而其电感值设置为27微亨。
如我们所知，上述EER和EE铁心是产品铁心的类型和标准。我们知道，该类型还包括ER型。所有EER，ER和EE型铁心的截面形状都是E字形或者EE字形。因此，本说明书中所有EER，ER和EE型的铁心都被看作是E形铁心和EE形铁心。
初级侧并联谐振电容器Cr，滤波电容器CN和次级侧串联谐振电容器C2的电容值选择如下Cr＝7500pF，CN＝1F，C2＝0.047F。
可容许的负载功率范围是从300W的最大负载功率Pomax到0W(无负载)的最小负载功率Pomin。次级侧直流输出电压Eo的额定电平是175V。
作为图14中电源电路的试验结果，得到下列结果。
在从300W的最大负载功率Pomax到大约100W的负载功率Po的负载变化范围内，取决于功率因数提高电路16的功率因数PF具有随着负载变轻而增加的趋势。相反，在小于100W的负载功率Po范围内，功率因数PF随着负载变轻而降低。总体来说，在300W到25W的负载功率Po变化范围内功率因数PF大于0.75，因而可以说，得到了足以投入实际应用的功率因数。对于交流输入电压VAC的变化来说，功率因数PF随着交流输入电压VAC变高而表现出具有缓坡下降的特性。
功率因数PF的等级随着负载变轻增加的上述趋势的原因在于，恒压控制是基于PWM控制。具体来说，响应于次级侧直流输出电压Eo的电平随着负载减小而增加，在一个切换周期内开关元件Q1的关断周期在开关元件Q1的驱动中是延长的。因此，导通周期相应缩短，由此提高了谐振脉冲电压(作为电压V1出现)的峰值电平，该谐振脉冲电压是因在导通期间电流向/从初级侧并联谐振电容器Cr充电/放电而引起的。以这种方式，当负载变轻时，具有增加峰值电平的谐振脉冲电压被反馈，使电压反馈量增加。电压反馈量的这种增加使得功率因数提高，这是通过采用电压反馈系统的功率因数提高电路16而提高的。此外，反馈量中的这种增加也使得叠加到平滑电容器Ci上的电压电平增加，同样提高了整流和平滑电压Ei的电平。
对于AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)来说，它相对于负载变化几乎是恒定的，而对交流输入电压变化来说，它随着交流输入电压VAC变高而呈缓坡增加。作为测量结果，在300W的最大负载功率Pomax和100V的交流输入电压VAC的条件下，效率ηAC→DC是90.8％。作为对照，在相同条件下(Pomax＝300W，VAC＝100V)图19中的电源电路的AC到DC功率变换效率是83％，因此图14的电路得到大约7.8％的提高。此外，与此同时，与图19的电源电路比较，图14的电路中交流输入功率减小了大约31.1W。
下面将对图15中所示的电源电路中的功率因数提高电路17进行描述。
功率因数提高电路17设置在整流和平滑电路中整流路径的中间，该整流和平滑电路用于从商用交流电源AC产生直流输入电压(Ei)，并且采用通过利用电压反馈系统而得到功率因数提高的结构。
如图所示，在功率因数提高电路17中，快速恢复开关二极管(功率因数提高开关元件)D1的阳极连接到桥式整流电路Di的正输出端。开关二极管D1的阴极串联连接到功率因数提高变压器VFT的次级绕组N12，并且通过次级绕组N12连接到平滑电容器Ci的正极。就是说，在产生整流和平滑电压Ei的整流电流路径中，开关二极管D1和次级绕组N12的串联电路设置在桥式整流电路Di的正输出端和平滑电容器Ci的正极之间线路的中间。次级绕组N12充当电感，即，抵抗整流电流的扼流圈，该整流电流是以切换周期间歇性流动的交流电流。
滤波电容器CN用于吸收具有切换周期的交流分量从而抑制常模噪声，该交流分量是因开关二极管D1的开关操作而产生的。这个电路中，滤波电容器CN并联连接到开关二极管D1和次级绕组N12的串联电路。
功率因数提高变压器VFT具有这样的结构，其中初级绕组(功率因数提高初级绕组)N11和次级绕组(功率因数提高次级绕组)N12缠绕一个铁心从而彼此磁耦合。功率因数提高变压器VFT包括所谓的限定分裂绕组位置的分裂线轴。初级绕组N11和次级绕组N12缠绕分裂线轴并且分别位于各绕组位置上。相应于作为初级和次级侧之间的耦合度的松耦合这个结构提供了一定的耦合系数。
在这样构造的功率因数提高电路17中，作为隔离转换变压器PIT的初级绕组N1中得到的开关输出的电流和电压被传输到功率因数提高变压器VFT中的初级绕组N11，其串联设置在初级绕组N1和平滑电容器Ci之间。因此，功率因数提高变压器VFT的初级绕组N11中产生出具有切换周期的电压。在功率因数提高变压器VFT中，初级绕组N11中得到的交流电压在次级绕组N12中感应出交流电压。
功率因数提高变压器VFT中的次级绕组N12串联连接到开关二极管D1，并且设置在路径的中间，由商用交流电压AC整流产生的整流电流流过该路径。因此，次级绕组N12中感应的交流电压叠加到整流输出电压上。具体来说，由于功率因数提高变压器VFT，所以初级侧串联谐振电流通过功率因数提高变压器VFT中的磁耦合作为电压被反馈到整流电流路径中存在的平滑电容器Ci。将开关输出作为电压反馈从而提高功率因数的这种功率因数提高电路系统称之为电压反馈系统。
开关二极管D1因上述叠加的交流电压而操作为对整流电流进行切换(间歇性阻断)。这个操作的结果是，在交流输入电压VAC电平低于平滑电容器Ci两端的电压电平期间内也有整流电流流动。就是说，整流电流的导通角增加。
与整流电流的导通角的增加同步，交流输入电流IAC的导通角也增加。因此，交流输入电流IAC的平均波形接近交流输入电压VAC的波形，使得功率因数提高。
对具有图15的上述结构的实际电源电路进行试验，选择电路中的主要部件具有下列参数，从而得到下面描述的试验结果。
隔离转换变压器PIT基于图2所示的结构，EE形铁心(CR1，CR2)采用EER-35铁心。气隙G1设计为具有2.2mm的气隙长度。初级和次级绕组N1和N2的匝数分别设置为33T和30T。根据这个隔离转换变压器PIT的结构，隔离转换变压器PIT中初级和次级侧之间的耦合系数设置为小于0.7的值，例如，约为0.67。
对于功率因数提高变压器PIT来说，选择EE-25铁心并且形成1.6mm的气隙。此外，缠绕具有预定匝数的初级和次级绕组N11和N12，使得初级和次级绕组N11和N12的电感值L11和L12分别设置为60微亨和27微亨。
如我们所知，上述EER和EE铁心是产品铁心的类型和标准。我们知道，该类型还包括ER型。所有EER，ER和EE型铁心的截面形状都是E字形或者EE字形。因此，本说明书中所有EER，ER和EE型的铁心都被看作是E形铁心和EE形铁心。
初级侧并联谐振电容器Cr，滤波电容器CN和次级侧串联谐振电容器C2的电容值选择如下Cr＝0.01F，CN＝1F，C2＝0.047F。
可容许的负载功率范围是从300W的最大负载功率Pomax到0W(无负载)的最小负载功率Pomin。次级侧直流输出电压Eo的额定电平是175V。
作为图15中电源电路的试验结果，得到下列结果。
在从300W的最大负载功率Pomax到大约100W的负载变化范围内，取决于功率因数提高电路17的功率因数PF具有随着负载变轻而在大约0.8到0.75的范围内减小的趋势。相反，在小于100W的负载功率Po范围内，功率因数PF随着负载变轻而趋于增加。总体来说，在300W到25W的负载功率Po变化范围内功率因数PF大于0.75，因而可以说，得到了足以投入实际应用的功率因数。对于交流输入电压VAC的变化来说，功率因数PF在85V到140V电压VAC的范围内而表现出几乎恒定在大约0.8的特性。
功率因数PF的等级随着负载功率Po从大约100W变轻而增加的上述趋势的原因在于，恒压控制是基于PWM控制。具体来说，响应于次级侧直流输出电压Eo的电平随着负载减小而增加，在一个切换周期内开关元件Q1的关断周期在开关元件Q1的驱动中是延长的。因此，导通周期相应缩短，由此提高了谐振脉冲电压(作为电压V1出现)的峰值电平，该谐振脉冲电压是因在导通期间电流向/从初级侧并联谐振电容器Cr充电/放电而引起的。以这种方式，当负载变轻时，具有增加峰值电平的谐振脉冲电压被反馈，使电压反馈量增加。电压反馈量的这种增加使得功率因数提高，这是通过采用电压反馈系统的功率因数提高电路17而提高的。此外，反馈量中的这种增加也使得叠加到平滑电容器Ci上的电压电平增加，同样提高了整流和平滑电压Ei的电平。
对于AC到DC功率变换效率(ηAC→DC)来说，它相对于负载变化几乎是恒定的，而对交流输入电压变化来说，它随着交流输入电压VAC变高而呈缓坡增加。作为测量结果，在300W的最大负载功率Pomax和100V的交流输入电压VAC的条件下，效率ηAC→DC是91.1％。作为对照，在相同条件下(Pomax＝300W，VAC＝100V)图19中的电源电路的AC到DC功率变换效率是83％，因此图15的电路得到大约8.1％的提高。此外，与此同时，与图19的电源电路比较，图15的电路中交流输入功率减小了大约32.2W。
应该注意的是，本发明不限于作为实施例的上述结构。例如，也可采用其它结构作为初级侧电压谐振变换器的具体电路结构，以及包括有次级侧串联谐振电路的次级侧整流电路的结构。
此外，作为开关元件，可以采用例如，IGBT(绝缘栅双极晶体管)或者双极性晶体管来替代MOS-FET。而且，虽然上述实施例采用了单独激励的开关变换器，但是本发明也可以应用于采用自激开关变换器的结构。
本领域技术人员应该理解，只要在所附权利要求或者其等效方式的范围内，可以根据设计需要和其它因素进行各种修改，组合，再组合和改变。
权利要求
1.一种开关电源电路，包括整流器，其由交流电压供电并且将该交流电压整流；平滑单元，其包括平滑电容器并且使来自整流器的整流电压平滑；开关单元，其包括开关元件并且执行切换，该开关元件由经平滑单元平滑的作为直流输入电压的整流电压供电；开关驱动单元，其开关驱动开关元件；隔离转换变压器，其至少包括缠绕在隔离转换变压器中的初级绕组和次级绕组，初级绕组由因开关单元的切换操作而产生的开关输出供电，初级绕组中得到的开关输出在次级绕组中感应出交流电压，隔离转换变压器具有这样的结构，其初级侧和次级侧之间具有这样的耦合系数，该耦合系数使得即使在被认为是中间负载状态的特定负载状态范围中都能确保充分的零电压切换；初级侧并联谐振电路，其由包括隔离转换变压器的初级绕组的漏感分量和初级侧并联谐振电容器的电容构成，初级侧并联谐振电路提供电压谐振操作作为开关单元的操作；次级侧串联谐振电路，其由将次级侧串联谐振电容器串联连接到隔离转换变压器的次级绕组而产生，并且由包括次级绕组的漏感分量和次级侧串联谐振电容器的电容构成；次级侧直流输出电压产生单元，其由隔离转换变压器的次级绕组中感应的交流电压供电，并且执行整流操作从而产生次级侧直流输出电压；控制器，其为开关驱动单元提供取决于次级侧直流输出电压电平的检测输出，以此稳定次级侧直流输出电压电平；以及功率因数提高单元，其包括功率因数提高开关元件，该开关元件因开关输出叠加到由整流器的整流操作产生的整流输出上而间歇性地阻断整流电流，该叠加是因初级绕组中得到的开关输出反馈到平滑电容器而引起的。
2.根据权利要求1的开关电源电路，其中功率因数提高单元包括与功率因数提高开关元件一起构成串联电路的高频扼流圈，该串联电路设置在整流器和平滑单元之间。
3.根据权利要求2的开关电源电路，其中隔离转换变压器的初级绕组的一端连接到彼此并联连接的初级侧并联谐振电容器和开关单元，初级绕组的另一端连接到高频扼流圈和功率因数提高开关元件之间的连接点上，使得作为初级绕组中得到的开关输出的开关输出电流通过高频扼流圈再生输入到平滑电容器。
4.根据权利要求3的开关电源电路，其中功率因数提高单元还包括并联连接到串联电路的滤波电容器，和并联连接到滤波电容器并且使由整流器的整流操作产生的整流电流分支到平滑电容器中的整流元件。
5.根据权利要求3的开关电源电路，其中高频扼流圈是可变高频扼流圈，其通过用功率因数提高控制绕组和高频扼流圈绕组缠绕饱和铁心而形成，用以将初级绕组中得到的开关输出电流施加到平滑电容器，高频扼流圈绕组中产生的电感值通过将电流施加到功率因数提高控制绕组来进行控制，该电流取决于整流和平滑电压的大小和/或因输入交流电压而流到整流器的电流绝对值的大小。
6.根据权利要求2的开关电源电路，其中隔离转换变压器包括将开关输出电压升压作为开关输出的第三绕组，以及功率因数提高开关元件与高频扼流圈通过第三绕组形成的串联电路。
7.根据权利要求6的开关电源电路，其中隔离转换变压器包括将开关输出电压升压作为开关输出的第三绕组，以及功率因数提高开关元件与高频扼流圈通过第三绕组形成的串联电路，并且由第三绕组升压的开关输出电压被反馈到平滑电容器，使得开关输出电压叠加到因整流器的整流操作而产生的整流电压上。
8.根据权利要求2的开关电源电路，其中功率因数提高单元包括功率因数提高变压器，该变压器具有彼此松耦合的初级绕组和次级绕组并且反馈隔离转换变压器的初级绕组中得到的开关输出电压，隔离转换变压器的初级绕组的一端连接到彼此并联连接的初级侧并联谐振电容器和开关单元，隔离转换变压器的初级绕组的另一端通过功率因数提高变压器的初级绕组连接到平滑电容器，并且功率因数提高变压器的次级绕组充当高频扼流圈。
全文摘要
开关电源电路包括输入和整流交流电压的整流器；平滑整流电压的平滑器；包括用于切换的开关元件的开关单元；开关驱动该开关元件的开关驱动单元；包括初级和次级绕组的隔离转换变压器，其具有耦合系数用以在中间负载范围内得到足够的零电压切换；初级侧并联谐振电路，其包括漏感分量和初级侧并联谐振电容器的电容用以提供电压谐振操作；次级侧串联谐振电路，其包括漏感分量和次级侧串联谐振电容器的电容；次级侧直流输出电压产生单元，其用于通过整流操作产生次级侧直流输出电压；使电压电平稳定的控制器；以及功率因数提高单元，其因开关输出的叠加而间歇性地阻断整流电流。
文档编号H02M3/04GK1913319SQ20061011563
公开日2007年2月14日 申请日期2006年6月30日 优先权日2005年6月30日
发明者安村昌之 申请人:索尼株式会社