专利名称：开关电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及用作各种电子装置的电源的开关电源电路。
背景技术：
相关专利申请的交叉引用本发明包含与于2006年3月3日在日本专利局提交的日本专利申请JP 2006-057756相关的主题，其全部内容于此引入作为参考。
对商业交流电进行整流并提供期望的直流电压的大多数电源电路最近已经采用开关型电源电路。开关电源电路具有变压器和通过提高开关频率而微型化的其他装置，并用作作为高功率直流-直流转换器的各种电子装置的电源。
商业交流电为正弦交变电压。当使用整流元件和平滑电容器的平滑和整流电路对商业交流电进行整流和平滑时，由于该平滑和整流电路的峰值保持效应，仅仅在该交变电压的峰值电压附近的短时间段内电流才从该商业交流电源流到开关电源电路，且从商业交流电源流到开关电源电路的电流具有与正弦波相差甚远的失真波形。于是，反映电源使用效率的功率因数恶化。此外，需要采取措施以抑制商业交流电的周期的谐波，其中该谐波是由于这种失真的电流波形引起的。已知使用所谓的有源滤波器以解决这些问题的方法是用于改善功率因数的传统技术(例如日本专利公开No.Hei 6-327246)。
图24示出了这种有源滤波器的基本配置。在图24中，形成为桥式整流器的初级侧整流元件Di连接到商业交流电源AC。升压型转换器连接到初级侧整流元件Di的正电极/负电极线。平滑电容器Cout与该转换器的输出并联连接。得到为平滑电容器Cout两端电压的直流电压Vout。直流电压Vout作为输入电压被施加到负载110，负载110例如为后一级中的直流-直流转换器。
用于功率因数改善的配置包括由电感器L、快速恢复型快速开关二极管D、以及开关元件Q组成的升压型转换器；以及用于该升压型转换器的控制部，该控制部具有作为主元件的乘法器111。电感器L和快速开关二极管D相互串联地插置于初级侧整流元件Di的正电极输出端子与平滑电容器Cout的正电极端子之间。电阻Ri插置于初级侧整流元件Di的负电极输出端子(初级侧接地)与平滑电容器Cout的负电极端子之间。开关元件Q为例如MOS-FET。开关元件Q插置于电感器L和快速开关二极管D以及初级侧接地之间的连接点之间。
乘法器111连接电流检测线路LI、波形输入线路Lw、以及电压检测线路Lv。乘法器111跨过电阻Ri检测与从流过初级侧整流元件Di的负电极输出端子的整流电流Iin相对应的信号，其中从电流检测线路LI输入该信号。此外，乘法器111检测与初级侧整流元件Di的正电极输出端子的整流电压Vin相对应的信号，其中从波形输入线路Lw输入该信号。通过将来自商业交流电源AC的交变输入电压VAC的波形转换成绝对值，得到该整流电压Vin。此外，乘法器111基于从电压检测线路Lv输入的平滑电容器Cout的直流电压Vout，检测直流输入电压的变化差(通过放大预定参考电压和直流电压Vout之间的差值而得到的信号，将被称为变化差值，下文中将类似地使用该名称)。随后从乘法器111输出用于驱动开关元件Q的驱动信号。
乘法器111将与整流电流Iin相对应的信号和该直流输入电压的变化差乘在一起，其中从电流检测线路LI检测与整流电流Iin相对应的信号，从电压检测线路Lv检测该变化差值。乘法器111检测该乘法结果与对应于整流电压Vin的信号之间的误差，其中从波形输入线路Lw检测与整流电压Vin相对应的信号。在放大该误差信号之后，乘法器111执行PWM(脉宽调制)转换，并使用具有高电平和低电平的二进制信号控制该开关元件Q。因此，形成双输入反馈系统，直流电压Vout的值变得具有预定值，且整流电流Iin变成为具有与整流电压Vin相似的波形。结果，从商业交流电源AC施加到初级侧整流元件Di的交变电压的波形与流入初级侧整流元件Di的交变电流的波形也彼此相似，使得功率因数基本上接近一。因此实现了功率因数的改善。
图25A示出了当图24所示有源滤波器电路正常工作时的整流电压Vin与整流电流Iin。图25B示出了输入到平滑电容器Cout和从该电容器输出的能量(功率)变化Pchg。虚线代表该输入和输出能量(功率)的平均值Pin。也就是说，当整流电压Vin高时平滑电容器Cout存储能量，当整流电压Vin低时平滑电容器Cout释放能量。该平滑电容器Cout由此维持输出功率流。图25C示出了平滑电容器Cout的充电和放电电流Ichg的波形。图25D示出了为平滑电容器Cout两端电压的直流电压Vout。直流电压Vout为这样的直流电压(例如375V的直流电压)，在该直流电压上叠加了波纹电压(ripplevoltage)，该波纹电压的主要成分为整流电压Vin的周期的二阶谐波成分。
图26示出了基于图24所示的配置在有源滤波器后一级中连接电流谐振转换器而形成的电源电路的配置的示例。图26所示的电源电路的配置如下，当交变输入电VAC的数值范围为85V-264V时，其可以处理300W-0W的负载功率Po。该电流谐振转换器采用外部激励的半桥式耦合系统的配置。
按照从交变电流输入侧的顺序描述图26所示的电源电路。提供了由两个线路滤波变压器LFT和三个跨接电容器CL形成的共模(common mode)噪声滤波器。初级侧整流元件Di连接于该共模噪声滤波器的后一级。通过连接电感器LN和滤波电容器(薄膜电容器)CN形成的π配置(pi-configuration)正常型噪声滤波器125连接到初级侧整流元件Di的经整流的输出线路。
初级侧整流元件Di的正电极输出端子通过电感器LN、扼流线圈PCC(起着电感器Lpc的作用)、以及快速恢复型开关二极管D20的串联连接，连接到平滑电容器Ci的正电极端子。平滑电容器Ci具有与图24中平滑电容器Cout相同的功能。扼流线圈PCC的电感器Lpc和快速开关二极管D20分别具有与图24所示的电感器L和快速开关二极管D相同的功能。此外，由相互串联连接的电容器Csn和电阻Rn形成的RC缓冲器(snubber)电路与图26中的快速开关二极管D20并联连接。
开关元件Q103对应于图24中的开关元件Q。这种情况下的功率因数和输出电压控制IC 120为控制有源滤波器的工作以改善功率因数从而使功率因数接近一的集成电路(IC)。该功率因数和输出电压控制IC 120包括例如乘法器、除法器、误差电压放大器、PWM控制电路、以及用于输出用于驱动开关元件Q103的驱动信号的驱动电路。通过将跨过平滑电容器Ci的电压(直流输入电压Ei)被分压电阻R5与分压电阻R6分压得到的电压输入到功率因数和输出电压控制IC 120的端子T1，形成用于将直流输入电压Ei设定为预定数值的第一反馈控制电路。
此外，在初级侧整流元件Di的正电极输出端子和初级侧接地之间提供分压电阻R101和分压电阻R102的串联连接。分压电阻R101和分压电阻R102之间的连接点连接到端子T5。经初级侧整流元件Di整流的电压由此被分压，并随后输入到端子T5。电阻103的电压，即与开关元件Q103的源电流对应的电压，输入到端子T2。开关元件Q103的源电流为在流过扼流线圈PCC的电流I101中对存储磁能有贡献的电流。接着形成第二反馈控制电路，该电路使得与整流电压相对应的信号具有与输入到端子T2的电压的包络(即电流I101的包络)对应的信号相似的形式，其中与该整流电压相对应的信号被输入到功率因数和输出电压控制IC 120的端子T5。
此外，向端子T4供给用于功率因数和输出电压控制IC 120的工作功率。图26中所示由整流二极管D11和串联的谐振电容器C11形成的半波整流电路将在线圈N5中感应的交变电压转换成低的直流电压，并随后将该低的直流电压供给到端子T4，其中该线圈N5与扼流线圈PCC内的电感器Lpc变压器耦合。此外，端子T4通过起动电阻Rs连接到初级侧整流元件Di的正电极输出端子。在开启商业交流电源AC之后在线圈N5内感应电压之前的起动时间内，在初级侧整流元件Di的正电极输出端子得到的整流输出通过起动电阻Rs供给到端子T4。功率因数和输出电压控制IC 120使用由此供给的整流电压作为起动功率而开始工作。
用于驱动开关元件的驱动信号(栅极电压)从端子T3输出到开关元件Q103的栅极。也就是说，用于操作两个反馈控制电路的驱动信号被输入到开关元件Q103的栅极，其中该两个反馈控制电路为使由上述分压电阻R5和R6分压的电压为预定数值的第一反馈控制电路，和使电流I101的包络具有与直流输入电压Ei相似的形式的第二反馈控制电路。从商业交流电源AC流入的交变输入电流IAC的波形因此基本上与交变输入电压VAC的波形相同，使得功率因数控制为基本上为一。即，功率因数得到改善。
图27A、27B、27C和图28示出了在图26所示有源滤波器的功率因数改善操作中部件的波形。图27A、27B、27C示出了根据负载变化，开关元件Q103的开关操作(ON导通操作，以及OFF断开操作)以及流过扼流线圈PCC的电感器Lpc的电流I101。图27A示出了在低负载下的操作。图27B示出了在中等负载下的操作。图27C示出了在高负载下的操作。对图27A、图27B、和图27C之间进行比较可以理解，开关元件Q103的开关周期保持不变，而当负载变大时开关元件Q103的导通时间段延长。通过电感器Lpc流入平滑电容器Ci的电流I101由此根据负载条件而被调整，藉此该直流输入电压Ei得以稳定，而与交变输入电压VAC的电压变化和负载变化无关。例如，直流输入电压Ei的数值保持在380V不变，而交变输入电压VAC的数值范围为85V至264V。直流输入电压Ei为平滑电容器Ci两端的电压，并且为用于下一级中的电流谐振转换器的直流输入电压。
图28示出了交变输入电流IAC和直流输入电压Ei的波形，以与交变输入电压VAC比较。附带地，该图示出了当交变输入电压VAC为100V时的实验结果。如该图所示，随着时间的过去，交变输入变压VAC的波形和交变输入电流IAC的波形基本上彼此相似。即功率因数得到改善。除了功率因数的改善之外，还表明直流输入电压Ei被稳定在380V的平均值。此外，如图28所示，直流输入电压Ei在380V具有10Vp-p的波纹变化。
返回到图26，将描述在该有源滤波器的下一级中的电流谐振转换器。该电流谐振转换器被供给了直流输入电压Ei并执行功率转换的开关操作。电流谐振转换器具有用通过半桥连接而连接的开关元件Q101和Q102形成的开关电路。这种情况下从外部激励该电流谐振转换器。MOS-FET被用作开关元件Q101和开关元件Q102。体二极管(body diode)DD101和体二极管DD102分别与这些MOS-FET并联连接。振荡驱动电路102以所要求的开关频率开关驱动该开关元件Q101和开关元件Q102，其中在该开关驱动的时序中该开关元件Q101和开关元件Q102被交替地导通/断开。由来自控制电路101的信号控制该振荡驱动电路102。控制电路101工作，从而根据次级侧直流输出电压Eo的电平可变化地控制该开关频率。由此该次级直流输出电压Eo被稳定。
提供换流变压器PIT从而将开关元件Q101和开关元件Q102的开关输出从初级侧传送到次级侧。换流变压器PIT的初级绕组N1的一个端部通过初级侧串联谐振电容器C101连接到开关元件Q101和开关元件Q102之间的连接点(开关输出点)。初级绕组N1的另一个端部连接到初级侧接地。初级侧串联谐振电容器C101和初级侧漏电感L1形成串联谐振电路。该串联谐振电路通过被供给开关元件Q101和开关元件Q102的开关输出而执行谐振操作。
次级绕组N2缠绕在换流变压器PIT的次级侧上。次级绕组N2在这种情况下具有设有中心抽头的的次级绕组部分N2A和次级绕组部N2B，如图26所示。该中心抽头连接到次级侧接地。次级绕组部分N2A和次级绕组部分N2B分别连接到整流二极管Do1和整流二极管Do2的阳极。整流二极管Do1和整流二极管Do2的阴极分别连接到平滑电容器Co。因此形成了双波整流电路。由此得到为平滑电容器Co两端的电压的次级侧直流输出电压Eo。该次级侧直流输出电压Eo供给到未在图中示出的负载侧，并输入到上述的控制电路101。
图29示出了相对于负载变化从AC功率到DC功率的功率转换效率ηAC→DC(总效率)、功率因数PF、和直流输入电压Ei的特性。图29示出了当交变输入电压VAC的数值为100V且负载功率Po的数值从300W变化到0W时的特性。图30示出了相对于交变输入电压VAC的变化，功率转换效率ηAC→DC(总效率)、功率因数PF、和直流输入电压Ei的特性。图30示出了在负载功率Po的数值保持在300W不变的条件下，交变输入电压VAC的数值从85V变化到264V时的特性。
首先，如图29所示，功率转换效率(总效率)随着负载功率Po增大而减小。对于交变输入电压VAC的变化，如图30所示，在相同的负载条件下，功率转换效率(总效率)随着交变输入电压VAC的电平增大而增大。例如，得到的结果表明，在负载功率Po为300W的负载条件下，当交变输入电压VAC为100V时功率转换效率(总效率)约为83.0％，当交变输入电压VAC为230V时功率转换效率(总效率)约为89.0％，当交变输入电压VAC为85V时功率转换效率(总效率)约为80.0％。
如图29所示，当负载功率Po变化时，功率因数PF基本上不变。对于相对于交变输入电压VAC变化的功率因数PF变化特性，图30示出了，尽管功率因数PF随着交变输入电压VAC增大而减小，功率因数PF可以认为基本上不变。例如，在负载功率Po为300W的负载条件下，当交变输入电压VAC为100V时功率因数PF的数值约为0.96，当交变输入电压VAC为230V时功率因数PF的数值约为0.94。
如图29和图30所示，得到的结果表明，当负载功率Po或交变输入电压VAC变化时，直流输入电压Ei基本上不变。
发明内容
从目前为止的描述可以理解，图26所示电源电路包括图24所示的先前已知的有源滤波器，且这种配置改善了功率因数。
然而，图26所示配置的电源电路具有下述问题。首先，通过组合从交流电到直流电的转换效率和从直流电到直流电的转换效率而得到图26所示电源电路的功率转换效率，其中该从交流电到直流电的转换效率对应于前一级内的有源滤波器，从直流电到直流电的转换效率对应于后一级内的电流谐振转换器。也就是说，图26所示电路的总功率转换效率(总效率)为通过将这些功率转换效率的值相乘而得到的值，并因此为分别为一或小于一的数的乘积。因此总效率降低。
此外，该有源滤波器电路执行硬开关操作，因此导致很大的噪声。因此需要严格的噪声抑制措施。所以在如图26所示电路中，为商业交流电源AC的线路提供两个线路滤波变压器和三个跨接电容器形成的噪声滤波器。此外，向经整流的输出线路提供通过连接一个电感器LN和两个滤波电容器CN而形成的正常型噪声滤波器。另外，为用于整流的快速恢复类型的快速开关二极管D20提供RC缓冲器电路。因此，需要使用大量部件的抗噪声措施，这使得该电源电路板的成本和安装面积增大。
另外，尽管由为通用IC的功率因数和输出电压控制IC 120操作开关元件Q103的开关频率固定在60kHz，后一级中的电流谐振转换器的开关频率在80kHz至200kHz范围内变化。开关元件Q103和电流谐振转换器的开关时序(时钟)因此彼此不同且相互独立。因此，由于开关元件Q103和电流谐振转换器的开关操作在各自时钟上工作，接地电势相互干扰且变得不稳定，例如趋于发生不正常振荡。这还会引发诸如电路设计更为困难且可靠性退化的问题。
具有图26所示配置的电源电路的电流谐振转换器的部分具有通过半桥连接而连接的开关元件Q101和开关元件Q102，作为开关元件。因此需要使用两个昂贵的开关元件，使得该装置的整体成本增加。
根据本发明一个实施方案的开关电源电路包括整流和平滑部分，用于将来自交流电源的交变输入电压转换成初级侧直流电压；转换器部分，用于将来自该整流和平滑部分的初级侧直流电压转换成交变电压并进一步将该交变电压转换成次级侧直流电压；以及功率因数改善部分，用于改善功率因数。该整流和平滑部分包括初级侧整流元件，用于整流该交变输入电压；以及平滑电容器，用于平滑来自初级侧整流元件的整流输出。该转换器部分包括扼流线圈，其一个端子连接到该平滑电容器；换流变压器，其具有初级侧上的初级绕组和次级侧上的次级绕组，该初级绕组连接到扼流线圈的另一个端子，该次级绕组与初级绕组磁性松散耦合；开关元件，用于开关通经由换流变压器的初级绕组供给的初级侧直流电压；振荡和驱动电路，用于该开关元件的导通-断开驱动；控制电路，用于向该振荡和驱动电路供给控制信号，使得由连接到换流变压器的次级绕组的次级侧整流电路输出的次级侧直流电压的值为预定值；具有预定电容的初级侧串联谐振电容器，该初级侧串联谐振电容器的一个端子连接到扼流线圈和初级绕组之间的连接点，由此该初级侧串联谐振电容器与扼流线圈和初级绕组之一串联连接，该预定电容设定为使得由扼流线圈的电感和该预定电容决定的初级侧第一串联谐振频率基本上是由发生于初级绕组的漏电感和该预定电容决定的初级侧第二串联谐振频率的两倍；以及具有预定电容的初级侧并联谐振电容器，该初级侧并联谐振电容器与该开关元件并联连接，该预定电容设定为使得由扼流线圈的电感、发生于初级绕组的漏电感、以及该预定电容决定的初级侧并联谐振频率，基本上为该初级侧第一串联谐振频率的两倍。该功率因数改善部分经由该初级侧整流元件将与初级侧串联谐振电容器内所产生电压相对应的电流添加和传递到该平滑电容器。由此改善了作为交流电源的负载的开关电源电路的功率因数。
该开关电源电路的功率因数改善部分具有连接在初级侧整流元件和平滑电容器之间的电感器，且初级侧串联谐振电容器的另一个端子连接到该电感器和初级侧整流元件之间的连接点。
该扼流线圈用作该功率因数改善部分的电感器，由此使部件数目减少。
该扼流线圈形成为发生于扼流变压器的初级绕组的漏电感，该扼流变压器用相互磁性松散耦合的初级绕组和次级绕组形成，且与在初级侧串联谐振电容器内所产生电压相对应的电流流经扼流变压器的次级绕组。由此作为交流电源的负载的开关电源电路的功率因数得到改善。
根据本发明一个实施方案的开关电源电路可以具有功率因数改善功能而不使用有源滤波器。通过省略该有源滤波器，开关电源电路的功率转换效率特性得到改善。于是辐射体等可以省略或者减小尺寸。此外，与包含有源滤波器的配置相比，部件数目也大幅减少。此外，仅使用一个开关元件处理高功率，使得电路的尺寸、重量和成本降低。另外，尽管该有源滤波器执行硬开关操作，基于谐振转换器的根据本发明一个实施方案的开关转换器执行软开关操作。这大幅减小了开关噪声，并由此有助于减小噪声滤波器的尺寸、重量、和成本。另外，由于不存在不同频率的多个时钟，因此不发生由于多个时钟频率引起的相互干扰的问题，可靠性得到改善，且电路板图案设计等更为容易。此外，可以降低该开关元件的耐压。
图1为示出了根据一个实施方案的电源电路的配置示例的电路图；图2为示出了根据该实施方案的换流变压器的结构示例的图示；图3为示出了基于开关周期的根据该实施方案的该电源电路内主要部件的工作的波形图；
图4为示出了基于交变输入电压的周期的根据该实施方案的电源电路的主要部件的工作的波形图；图5为示出了在根据该实施方案的电源电路中，相对于负载变化，经整流和平滑的电压、功率因数、功率转换效率、以及比例TON/TOFF的图示；图6为示出了根据一个实施方案的电源电路的配置示例的电路图；图7为示出了根据一个实施方案的电源电路的配置示例的电路图；图8为示出了基于开关周期的根据该实施方案的电源电路内主要部件的工作的波形图；图9为示出了基于交变输入电压的周期的根据该实施方案的电源电路的主要部件的工作的波形图；图10为示出了根据该实施方案的电源电路中，相对于电源电路的负载变化，经整流和平滑的电压、功率因数、功率转换效率、以及比例TON/TOFF的图示；图11为示出了根据一个实施方案的电源电路的配置示例的电路图；图12为示出了根据一个实施方案的电源电路的配置示例的电路图；图13为示出了基于开关周期的根据该实施方案的电源电路内主要部件的工作的波形图；图14为示出了基于交变输入电压的周期的根据该实施方案的电源电路的主要部件的工作的波形图；图15为示出了根据该实施方案的电源电路中，相对于负载变化，经整流和平滑的电压、功率因数、功率转换效率、以及比例TON/TOFF的图示；图16为示出了根据一个实施方案的电源电路的配置示例的电路图；图17示出了根据一个实施方案的次级侧电路的改进实例；图18示出了根据一个实施方案的次级侧电路的改进实例；图19示出了根据一个实施方案的次级侧电路的改进实例；
图20示出了根据一个实施方案的次级侧电路的改进实例；图21示出了根据一个实施方案的次级侧电路的改进实例；图22为代表E类开关转换器的基本原理的图示；图23为基于E类开关转换器的工作原理的波形图；图24为背景技术中所示有源滤波器的配置的图示；图25A、25B、25C、和25D为用于辅助解释背景技术中所示有源滤波器的工作的波形图；图26为示出了背景技术所示开关电源电路的配置的示例的电路图；图27A、27B、和27C为用于辅助解释背景技术所示有源滤波器的工作的波形图；图28为示出了基于商业交流电的周期，包含背景技术所示有源滤波器的电源电路中交变输入电压、交变输入电流、以及平滑的电压的波形图；图29示出了包含背景技术所示有源滤波器的电源电路中，功率转换效率、功率因数、以及整流和平滑电压相对于电源电路的负载变化的特性；以及图30示出了包含背景技术所示有源滤波器的电源电路中，功率转换效率、功率因数、以及整流和平滑电压相对于电源电路的交变输入电压变化的特性。
具体实施例方式
在描述用于实施本发明的最佳模式(下文中称为实施方案)之前，将参照图22和图23首先描述执行E类谐振类型的开关操作的开关转换器(下文中也称为E类开关转换器)的基本配置。
图22示出了E类开关转换器的基本配置。图22所示E类开关转换器采用作为E类谐振类型操作的直流-交流逆变器的配置。
图22所示E类开关转换器具有开关元件Q1。这种情况下该开关元件Q1为例如MOS-FET。形成体二极管DD，使其与作为MOS-FET的开关元件Q1的漏极和源极并联连接。初级侧并联谐振电容器Cr与开关元件Q1的相同漏极和源极并联连接。
开关元件Q1的漏极通过串联连接的扼流线圈L10连接到直流输入电压Ein的正电极。开关元件Q1的源极连接到直流输入电压Ein的负电极。此外，开关元件Q1的漏极与扼流线圈L11的一个端子连接。串联谐振电容器C11与扼流线圈L11的另一个端子串联连接。作为负载的阻抗Z插置于串联谐振电容器C11与直流输入电压Ein的负电极之间。这种情况下，通过将次级侧上的负载转换为初级侧上的负载得到阻抗Z。
具有这种配置的E类开关转换器可以被认为是复杂谐振转换器的一种形式，其具有由扼流线圈L10的电感和初级侧并联谐振电容器Cr的电容形成的并联谐振电路以及由扼流线圈L11的电感和串联谐振电容器C11的电容形成的串联谐振电路。此外，具有这种配置的E类开关转换器可以视为与单端类型的电压谐振转换器相同，因为该开关转换器仅具有一个开关元件。
图23示出了具有图22所示配置的E类开关转换器的主要部件的工作。
跨过开关元件Q1得到开关电压V1。开关电压V1在开关元件Q1导通的导通时间段TON内为零电平，在开关元件Q1断开的断开时间段TOFF内形成正弦脉冲波形。通过上述并联谐振电路的电压谐振操作得到该开关脉冲波形。
开关元件IQ1流过开关元件Q1和体二极管DD。开关电流IQ1在时间段TOFF内为零。在从导通时间段TON开始的某一时间段，开关电流IQ1首先流过体二极管DD，且因此为负极性。随后开关电流IQ1转化为正极性，并从开关元件Q1的漏极流到源极。
通过组合流过开关元件Q1和体二极管DD的开关电流IQ1以及流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流，得到流过上述串联谐振电路的电流I2，作为该E类开关转换器的输出。电流I2具有包含正弦波成分的波形。
开关电流IQ1和开关电压V1之间的关系表明，在关断开关元件Q1时得到ZVS操作，在导通开关元件Q1时得到ZVS操作和ZCS操作。
由于扼流线圈L10的电感设定为高于扼流线圈L11的电感，流入E类开关转换器从而从直流输入电压Ein的正电极端子流过扼流线圈L10的电流I1形成了如图23所示的具有预定平均水平的脉冲电流波形。这种脉冲电流波形可以认为接近直流。
如上所述，扼流线圈L10的电感设定为高于扼流线圈L11的电感，在关断开关元件Q1时得到稳定的ZVS操作，在导通开关元件Q1时得到稳定的ZVS和ZCS操作，以上述事实作为出发点，为了减小装置尺寸和价格，本申请中列出的发明人(下文中简称为本申请的发明人)创造了其中扼流线圈L10的电感减小的E类开关转换器的改进电路，并得到一种电路配置，其中可以在关断和导通开关元件Q1时执行稳定的ZVS操作。
具体而言，根据本发明人的创造的转换器部分具有位于初级侧的电压谐振电路和两个电流谐振电路。电流谐振电路之一为初级侧第一串联谐振电路，其初级侧第一串联谐振频率由扼流线圈的电感和初级侧串联谐振电容器决定；另一个电流谐振电路为初级侧第二串联谐振电路，其初级侧第二串联频率由发生于换流变压器的初级绕组的漏电感和初级侧串联谐振电容器决定。初级侧第一串联谐振频率设定成基本上为初级侧第二串联谐振频率的两倍。由此得到优良的稳定ZVS操作，即使在扼流线圈的电感值低的时候。
此外，本发明人将功率因数改善部分与转换器部分组合，且由此得到了也呈现优良功率因数改善特性的开关电源电路。具体而言，该功率因数改善部分可以配置成通过初级侧整流元件从交流电源传递流过初级侧第一串联谐振电路的谐振电流的一部分和流过初级侧第二串联谐振电路的谐振电流的一部分，或者可以通过初级侧整流元件从交流电源传递与初级侧串联谐振电容器内所产生电压相对应的电流。在下文中将描述这些部分的具体电路配置作为实施方案。
(第一实施方案)对于本实施方案，将上述E类开关转换器的改进应用于电源电路。将在下文中描述根据图1所示的第一实施方案的开关电源电路的概述。根据第一实施方案的开关电源电路包括整流和平滑部分，用于将来自交流电源AC的输入交流电转换成初级侧直流电；转换器部分，用于将来自该整流和平滑部分的初级侧直流电转换成交流电并进一步将该交流电转换成次级侧直流电；以及功率因数改善部分，用于改善功率因数。该整流和平滑部分包括初级侧整流元件Di，其被供给了来自交流电源AC的输入交流电并整流该输入交流电；以及平滑电容器Ci。该转换器部分包括扼流线圈PCC，其被供给了来自该平滑电容器Ci的初级侧直流电；换流变压器PIT，其具有被供给了来自该扼流线圈PCC的功率的初级绕组N1和与该初级绕组N1磁性松散耦合的次级绕组N2；开关元件Q1，用于将该交流电供给到初级绕组N1；振荡和驱动电路2，用于开关元件Q1的导通-关断驱动；控制电路1，用于向该振荡和驱动电路2供给控制信号，使得次级侧直流输出电Eo的值为预定值，该输出电压Eo由形成连接到次级绕组N2的次级侧整流电路的次级侧整流元件Do和平滑电容器Co输出；初级侧第一串联谐振电路，其初级侧第一串联谐振频率由扼流线圈PCC所拥有的电感L3和初级侧串联谐振电容器C2决定；以及初级侧第二串联谐振电路，其初级侧第二串联谐振频率由发生于初级绕组N1的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2决定，该初级侧第一串联谐振频率设定为基本上是该初级侧第二串联谐振频率的两倍。该功率因数改善部分形成为使得，作为谐振电流流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的电流I3通过初级侧整流元件Di从该交流电源流出。为了由此传递来自该交流电源的电流I3，由快速整流元件形成上述初级侧整流元件Di，且提供了功率因数改善电感器Lo。将在下文中按顺序描述该整流和平滑部分的概述、该转换器部分的概述、该功率因数改善部分的概述、以及该次级侧整流电路的概述。
该整流和平滑部分形成有初级侧整流元件Di，其被供给了来自该交流电源AC的输入交流电并整流该输入交流电；以及平滑电容器Ci。来自该交流电源AC的该输入交流电被输入到初级侧整流元件Di的输入侧，且该初级侧整流元件Di的输出侧的一个端子连接到平滑电容器Ci，由此产生初级侧直流电。
尽管该初级侧具有执行E类开关操作的电压和电流谐振转换器的配置，该初级侧具有与图22所示E类开关转换器不同的连接。具体而言，尽管图22所示的E类开关转换器将来自扼流线圈L10和扼流线圈L11之间连接点的直流电供给到开关元件Q1，根据本实施方案的转换器将直流电从扼流线圈PCC(与扼流线圈L10对应)和发生于初级绕组N1的漏电感L1(与扼流线圈L11对应)的串联连接电路供给到开关元件Q1。因此，尽管根据本实施方案的转换器具有与E类转换器不同的配置，根据本实施方案的转换器可以提供E类转换器的效果，因为输入到转换器电路的电流接近直流且在关断和导通开关元件Q1时得到ZVS操作。本实施方案的电路配置将被称为改进的E类转换器。因此，该初级侧具有电流和电压谐振电路，且次级侧具有将稍后描述的电流谐振电路，由此形成多重谐振转换器部分。
更具体而言，当视为谐振转换器时，该多重谐振转换器部分包括一个端子连接到平滑电容器Ci的一个端子的扼流线圈PCC，以及缠绕了相互松散耦合的初级绕组N1和次级绕组N2的换流变压器PIT，其中该初级绕组N1的一个端子连接到扼流线圈PCC的另一个端子。换流变压器PIT的初级绕组N1(下文中也将使用简单缩写初级绕组N1)的另一个端子连接到开关元件Q1的一个端子，交流电由此被供给到换流变压器PIT。于是，多重谐振转换器部分包括初级侧第一串联谐振电路，作为谐振频率的其初级侧第一串联谐振频率由扼流线圈PCC拥有的电感L3和初级侧串联谐振电容器C2的电容决定，该初级侧串联谐振电容器C2连接到扼流线圈PCC的另一个端子和初级绕组N1的所述一个端子；初级侧第二串联谐振电路，作为谐振频率其初级侧第二串联谐振频率由发生于初级绕组N1的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2的电容决定；以及初级侧并联谐振电路，其谐振频率由发生于初级绕组N1的漏电感L1、由扼流线圈PCC拥有的电感L3、以及与开关元件Q1并联的初级侧并联谐振电容器Cr决定。
这种情况下，初级侧第一串联谐振频率与初级侧第二串联谐振频率的比例设定为基本上2∶1。即，当初级侧第二串联谐振频率为参考频率时，该初级侧第一串联谐振频率设定为基本上是初级侧第二串联谐振频率的两倍。当初级侧第一串联谐振频率为参考频率时，该初级侧第二串联谐振频率设定为基本上是初级侧第一串联谐振频率的1/2。本发明人发现，该数值对于在断开和导通开关元件Q1时ZVS操作的效应而言是重要的，且当初级侧第一串联谐振频率与初级侧第二串联谐振频率的比例偏离上述值时，实现ZVS操作的负载功率的可变化范围变窄。这种情况下，频率的基本上两倍和频率的基本上1/2包括以该频率的两倍和该频率的1/2为中心左右浮动20％的范围。附带地，初级侧并联谐振电路的频率基本上为初级侧第一串联谐振频率的两倍。
此外，该多重谐振转换器部分包括0振荡和驱动电路2，用于开关元件Q1的导通-断开驱动；以及控制电路1，用于向振荡和驱动电路2供给控制信号，从而使由连接到换流变压器PIT的次级绕组N2(下文中也将使用简单缩写次级绕组N2)的次级侧整流电路输出的次级侧直流输出电压Eo的值为预定值。连接到次级绕组N2的次级侧整流电路具有次级侧串联谐振电容器C4以形成次级侧串联谐振电路。
控制电路1向振荡和驱动电路2供给检测输出，该检测输出对应于输入次级侧直流输出电压Eo和预定参考电压值之间的差。振荡和驱动电路2驱动开关元件Q1，从而根据控制电路1的输入检测输出而主要改变开关频率。除了开关频率之外，振荡和驱动电路2可以改变时间比例，即一个周期内开关元件Q1导通时间段的比例。
如此对开关元件Q1的开关频率的可变化控制，改变了电源电路中初级侧和次级侧的谐振阻抗，并改变了从换流变压器PIT的初级绕组N1传送到次级绕组N2侧的功率量以及待从次级侧整流电路供给到负载的功率量。由此得到将次级侧直流输出电压Eo的幅值与参考电压匹配的操作。即，次级侧直流输出电压Eo被稳定。
此外，根据本实施方案的开关电源电路具有功率因数改善部分。该功率因数改善部分包括初级侧整流元件Di，起着整流元件的功能，使电流I3沿一个方向从交流电源流动到平滑电容器Ci，其中电流I3为通过将流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流加在一起而得到电流；以及功率因数改善电感器Lo。
功率因数改善电感器Lo的一个端子连接到初级侧整流元件Di的输出侧的一个端子和初级侧串联谐振电容器C2。功率因数改善电感器Lo的另一个端子连接到平滑电容器Ci。
此外，滤波电容器CN连接到初级侧整流元件Di的输入侧。该滤波电容器CN旨在抑制常态噪声，由此使得可以防止根据开关元件Q1的开关而发生的辐射成分流出到交流电源AC侧。
通过将高速工作的次级侧整流元件Do和平滑电容器Co连接到次级绕组N2，根据本实施方案的开关电源电路的次级侧整流电路形成为全波整流电路，其中该次级绕组N2与次级侧串联谐振电容器C4串联连接。也就是说，正电流和负电流在开关周期内流过次级侧串联谐振电容器C4，且次级侧串联谐振C4用作该谐振电路的一部分而不被任何极性的电荷充电。也就是说，次级侧整流电路形成次级侧串联谐振电路，其串联谐振频率由次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C4决定。附带地，该次级侧整流电路不仅是产生次级绕组N2内所产生电压的一倍的电压的整流电路，而且是产生次级绕组N2内所产生电压的两倍的电压的倍压器整流电路。此外，对于该次级侧谐振电路，不仅可以形成串联谐振电路以形成多重转换器，而且可以形成分压谐振电路或者并联谐振电路以形成多重转换器。此外，可以仅仅提供次级侧整流电路，而不在次级侧上形成谐振电路。将在稍后描述这些次级侧整流电路的各种改进示例。
接着将从商业交流电源AC侧更详细地依次描述根据图1所示实施方案的开关电源电路，集中于开关电源电路的操作。商业交流电源AC的双相输入线通过共模噪声滤波器连接到初级侧整流元件Di，其中该共模噪声滤波器由共模扼流线圈CMC、跨接电容器CL、以及滤波电容器CN组成。该共模噪声滤波器具有消除商业交流电源AC的线路和开关电源电路的次级侧之间导致的共模噪声的功能。附带地，该滤波电容器CN不仅起着共模噪声滤波器的作用，还如前所述地在本实施方案中起着常态滤波器的作用。
穿过共模噪声滤波器的频率为50或60Hz的商业交流电被供给到由四个快速类型整流元件(二极管)的桥接连接形成的初级侧整流元件Di的输入侧，且随后被初级侧整流元件Di整流，由此产生脉冲电压。该脉冲电压通过功率因数改善电感器Lo施加到平滑电容器Ci。在平滑电容器Ci两端维持为直流电压的直流输入电压Ei，其具有位于该脉冲电压峰值附近的电压值。通过快速类型整流元件(二极管)的桥接连接而形成初级侧整流元件Di的原因为，通过使初级侧整流元件Di还起着整流元件的作用和形成功率因数改善部分的一部分，简化了电路，所述整流元件的作用是传递频率为几十KHz至200KHz并沿一个方向流过该初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流。也就是说，该功率因数改善部分沿一个方向传递为从商业交流电源沿两个方向流过初级侧整流元件Di的谐振电流的部分的成分，并由此改善功率因数。
直流输入电压Ei具有对应于交变输入电VAC的一倍的电平。直流输入电压Ei为用于后一级中E类开关转换器的直流输入电压。
该多重谐振转换器部分以与E类开关转换器基本上相同的方式起着改进的E类开关转换器的作用。该多重谐振转换器部分形成有作为主要部件的扼流线圈PCC、换流变压器PIT、初级侧串联谐振电容器C2、初级侧并联谐振电容器Cr、以及开关元件Q1。已经参照图22描述了其原理的E类开关转换器的部件与图1中的部件之间的对应关系如下。扼流线圈L10对应于扼流线圈PCC；扼流线圈L11对应于发生于换流变压器PIT初级绕组N1的漏电感L1；初级侧串联谐振电容器C11对应于初级侧串联谐振电容器C2；初级侧并联谐振电容器Cr对应于初级侧并联谐振电容器Cr；开关元件Q1对应于开关元件Q1；以及作为负载的阻抗Z对应于将次级侧上的阻抗转换至初级侧而得到的阻抗。
也就是说，在图1所示第一实施方案中，如下所述地形成改进的E类开关转换器。扼流线圈PCC的一个端子(一端)连接到平滑电容器Ci的一个端子。扼流线圈PCC的另一个端子(另一端)连接到换流变压器PIT的初级绕组N1的一个端子和初级侧串联谐振电容器C2。换流变压器PIT的初级绕组N1的另一个端子连接到开关元件Q1的一个端子。此外，初级侧并联谐振电容器Cr与开关元件Q1并联连接。即使当采用这种配置时，电流I1为脉冲电流，并未从平滑电容器Ci供给交变电流，因此可以实现减小平滑电容器Ci上的负载的优点。
换流变压器PIT的初级绕组N1和次级绕组N2相互松散耦合，耦合系数为0.82。因此初级绕组N1具有漏电感L1。形成了初级侧第一串联谐振电路，其初级侧第一串联谐振频率由扼流线圈PCC的电感L3以及初级侧串联谐振电容器C2的电容决定。此外，形成了初级侧第二串联谐振电路，其初级侧第二串联谐振频率由漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2的电容决定。此外，形成了初级侧并联谐振电路，其初级侧并联谐振频率由漏电感L1、扼流线圈PCC的电感L3、以及初级侧并联谐振电容器Cr的电容决定。
谐振频率“由…决定”是指谐振频率主要由这些因素确定。例如，尽管初级侧第一串联谐振频率、初级侧第二串联谐振频率、以及初级侧并联谐振频率受到功率因数改善电感器Lo的电感成分、平滑电容器Ci等影响，但是功率因数改善电感器Lo的电感成分、平滑电容器Ci等对初级侧串联谐振频率以及初级侧并联谐振频率产生的影响较少。
具体而言，初级侧第一串联谐振电路形成了沿一个方向的电流路径，即，从初级侧整流元件Di的接地点穿过两组两个彼此串联连接的快速整流元件的每一个的阳极和阴极、到初级侧串联谐振电容器C2、到扼流线圈PCC、到平滑电容器Ci。初级侧第一串联谐振电路形成了沿另一个方向的电流路径，即，从初级侧串联谐振电容器C2、到功率因数改善电感器、到扼流线圈PCC。初级侧第二串联谐振电路形成了沿一个方向的电流路径，即，从初级侧整流元件Di的接地点穿过两组两个彼此串联连接的快速整流元件的每一个的阳极和阴极、到初级侧串联谐振电容器C2、到初级绕组N1，且随后从开关元件Q1的漏极到源极。初级侧第二串联谐振电路形成了沿另一个方向的电流路径，即，从初级侧串联谐振电容器C2、到功率因数改善电感器、到平滑电容器Ci、到体二极管DD1、到初级绕组N1。
此外，如前所述，换流变压器的次级绕组N2连接到次级侧串联谐振电容器C4。形成了次级侧串联谐振电路，其谐振频率由次级侧的漏磁电感成分(图1中用电感L2表示)和次级侧串联谐振电容器C4的电容决定。附带地，在本实施方案中，次级侧整流电路形成为全波整流电路。然而，除了全波整流电路之外，次级侧整流电路可以形成为将在稍后描述的倍压器半波整流电路或者倍压器全波整流电路。此外，该次级侧不仅可以使用次级侧串联谐振电路，还可以使用部分(partial)谐振电路。附带地，采用适于流过次级侧线圈N2的高频电流并具有优良的高频开关特性的快速二极管，作为用于次级侧上各种整流电路中的二极管。部分谐振电路使用小电容的电容器，从而仅在导通和断开次级侧整流电路的二极管时发生谐振。
将交流电供给到初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路的开关元件Q1连接到初级绕组N1的另一个端子。这种情况下，振荡和驱动电路2驱动开关元件Q1。因此，初级侧用作执行改进的E类开关操作的转换器并具有电压和电流谐振转换器的结构，且次级侧具有电流谐振转换器，由此整体上形成了使次级侧直流输出电Eo的值保持不变的多重谐振转换器。也就是说，从交变电流的角度观察，根据本实施方案的开关电源电路具有多重谐振转换器部分，其包括初级侧串联谐振电路、初级侧并联谐振电路、以及次级侧串联谐振电路。
接着将描述功率因数改善部分的操作。通过将功率因数改善电感器Lo和初级侧整流元件Di连接到初级侧串联谐振电容器C2，产生功率因数改善效应。流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流流过初级侧串联谐振电容器C2。为流过初级侧串联谐振电容器C2的谐振电流的电流I3的一个方向的电流，从交流电源AC流过形成初级侧整流元件Di的两个整流元件的阴极，被添加到整流电流，且随后流动成为电流I1。这种情况下，对该谐振电流具有高阻抗的功率因数改善电感器Lo防止谐振电流从平滑电容器Ci流到初级侧串联谐振电容器C2。
沿电流I3的另一个方向的电流无法流过形成初级侧整流元件Di的两个整流元件的阴极，而是作为流到平滑电容器Ci的电流I2被添加到来自初级侧整流元件Di的电流。如前所述，为了实现根据电流流动方向而改变电流I3的流动路径的效应，初级侧整流元件Di需要由快速整流元件形成，对于流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的具有作为谐振电流的电流I3的周期的成分，以及具有该周期的整数倍的谐波，该整流元件具有充分的开关能力。否则，不仅导致该开关电源电路的开关损耗增大和效率降低，而且在某些情形中还会由于热损耗导致初级侧整流元件Di的毁坏。
因此，作为包含在电流I3内的谐振电流一部分的沿一个方向的电流流过初级侧整流元件Di，由此交流输入电流IAC的流动角(flowangle)增大且功率因数得到改善。也就是说，当初级侧串联谐振电容器C2不连接到初级侧整流元件Di时，电流I1的波形为仅在电压V2的峰值附近流动的脉冲。然而，包含在电流I3内的一个方向的电流也在电压V2的峰值附近之外流动，由此导通角(conduction angle)增大。因此在本实施方案中，流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流被反馈到平滑电容器Ci，且由此形成功率再生型功率因数改善部分。
此外将描述根据图1所示实施方案的开关电源电路中重要部件的细节的具体组成，以及部件常数，使用这些常数得到稍后描述的图3和图5结果。
首先将描述换流变压器PIT的细节。换流变压器PIT具有将初级侧和次级侧相互绝缘并执行电压转换的作用。此外，换流变压器PIT还起着电感L1的作用，形成使改进的E类开关转换器具有多重谐振类型功能的谐振电路的一部分。电感L1为由换流变压器PIT形成的漏电感成分。将参照图2描述该换流变压器PIT的具体结构，其中该图2为换流变压器PIT的剖面视图。
换流变压器PIT具有EE型磁心(EE形磁心)，通过将铁氧体材料的E型磁心CR1和E型磁心CR2相互结合使得E型磁心CR1的磁腿与E型磁心CR2的磁腿相对，形成该EE型磁心。将初级侧绕组部分和次级侧绕组部分相互分开以彼此独立，并提供由例如树脂形成的线轴B。接着，将如此缠绕了初级绕组N1和次级绕组N2的线轴B附于EE形磁心。由此初级绕组N1和次级绕组N2在各自不同的绕组区域彼此分隔，并围绕EE形磁心的中心磁腿缠绕。由此得到换流变压器PIT整体的结构。
在EE形磁心的中心磁腿内形成1.2mm的间隙G。由此得到初级侧和次级侧之间的耦合系数k的数值为0.82。因此，得到具有高的电感值的漏电感L1。附带地，通过使E型磁心CR1和E型磁心CR2的中心磁腿短于E型磁心CR1和E型磁心CR2的两个外磁腿而形成间隙G。初级绕组N1的匝数为45T(匝)。次级绕组N2的匝数为30T(匝)。磁心材料为EER-35(磁心材料的名称)。
初级侧并联谐振电容器Cr的值为6800pF。初级侧串联谐振电容器C2的值为0.1μF。次级侧串联谐振电容器C4的值为0.056μF。滤波电容器CN的值为1μF。
扼流线圈PCC和功率因数改善电感器Lo可以采用与换流变压器PIT基本上相同的配置。扼流线圈PCC的电感L3的值为82μH。功率因数改善电感器Lo的电感的值为47μH。
满足3A/600V规格的整流元件被用作初级侧整流元件Di。满足5A/200V规格的整流元件被用作次级侧整流元件Do。这两个整流元件都是由快速整流元件形成。
在换流变压器PIT的次级侧上，在次级绕组N2内产生与由初级绕组N1感应的交变电压相似的电压波形。次级侧串联谐振电容器C4与次级绕组N2串联连接。由此由从次级绕组N2侧观察的漏电感L2与次级侧串联谐振电容器C4形成次级侧串联谐振电路。在本实施方案中，次级侧串联谐振电路的谐振频率设定为基本上等于初级侧串联谐振频率，如上所述其由初级侧串联谐振电容器C2、漏电感L1、和电感L3决定的。然而，可以相对于初级侧串联谐振频率恰当地设定次级侧串联谐振电路的谐振频率。另外，可以在次级侧上提供分压谐振电路，而不提供次级侧串联谐振电路。
如上所述，开关元件Q1选用MOS-FET。开关元件Q1包括与开关元件Q1源极和漏极并联的体二极管DD1。
控制电路1将与输入次级侧直流输出电压Eo和预定参考电压值之间的差相对应的检测输出供给到振荡和驱动电路2。振荡和驱动电路2驱动开关元件Q1，从而根据控制电路1的输入检测输出主要改变开关频率。除了开关频率之外，振荡和驱动电路2可以改变时间比例，即一个周期内开关元件Q1导通时间段的比例。
对开关元件Q1的开关频率的如此可变化控制改变了电源电路中初级侧和次级侧的谐振阻抗，并改变了从换流变压器PIT的初级绕组N1传送到次级绕组N2侧的功率量以及待从初级侧整流电路供给到负载的功率量。由此得到将次级侧直流输出电压Eo的幅值与参考电压匹配的操作。即，次级侧直流输出电压Eo被稳定。这种情况下，次级侧直流输出电压Eo的值为175V。
(第一实施方案主要部件的工作波形和测量数据)已经描述了根据本实施方案的开关电源电路的配置和操作。图3和图4示出了根据图1所示本实施方案的开关电源电路的主要部件的工作波形。图5示出了测量数据。
图3示出了当交变输入电压为100V且最大负载功率为300W时基于开关周期的该电路的主要部件的工作波形。图3自上向下示出了电压V1、电流IQ1、电压V2、电流I3、电流I4、和电流I5。
图4示出了当交变输入电压为100V且最大负载功率为300W时基于商业交流电源的周期的主要部件的工作波形。图4自上向下示出了交变输入电压VAC、交变输入电流IAC、电压V3、电压V2、电流I1、电流I2、和电流I3。图4中电压V3、电压V2、电流I1、电流I2、和电流I3的各个阴影部分表示执行了开关。
图5示出了在交变输入电压VAC的值为100V的输入电压条件下，负载变化范围为从代表无负载的负载功率Po值为0W到300W时，直流输入电压Ei、功率因数PF、从交流输入功率到直流输出功率的功率转换效率ηAC→DC、以及开关元件Q1的导通时间段TON和断开时间段TOFF之间的比例TON/TOFF。
介绍可以从图5发现的部分代表性特性，例如当负载功率Po为300W时功率因数PF的值为0.933，当负载功率Po为50W时功率因数PF的值为0.86，这些数值代表了高的功率因数。当负载功率Po为300W时，功率转换效率ηAC→DC高达92.1％。在负载功率Po从300W到0W的范围内，直流输入电压Ei的值为157V至169V，导通时间段TON和断开时间段TOFF之间的比例TON/TOFF为2.0-1.0。
与图26中示为背景技术的开关电源电路相比，根据本实施方案的这种开关电源电路改善了功率转换效率ηAC→DC。此外，在根据本实施方案的开关电源电路中，不需要有源滤波器，且电路组成部件的数目因此减少。即，从参照图26的描述可以理解，有源滤波器由许多部件形成，包括开关元件Q103、用于驱动开关元件Q103的功率因数和输出电压控制IC 120等。另一方面，具有滤波电容器CN、功率因数改善电感器Lo、以及作为改善功率因数所需的附加部分的作为初级侧整流元件Di的快速整流元件，对于根据本实施方案的开关电源电路而言是足够的，且因此根据本实施方案的开关电源电路与有源滤波器相比足以具有非常少数目的部件。因此，作为具有功率因数改善功能的电源电路的根据本发明的开关电源电路的成本可以远低于图26所示的电路的成本。此外，由于部件的数目大幅减少，电路板可以有效地减小尺寸和重量。这种情况下，功率因数改善电感器Lo的电感具有47μH的低数值，扼流线圈PCC的电感具有82μH的低数值。此外仅使用一个开关元件Q1作为开关元件是足够的。因此可以减小装置尺寸和重量。
此外，在根据本实施方案的开关电源电路中，多重谐振转换器部分和功率因数改善部分的操作为所谓的软开关操作，因此与使用图26所示有源滤波器的电路相比，开关噪声的水平大幅减小。具体而言，由于E类开关转换器的电流输入可以近似为直流，开关噪声的水平可以非常低。
另外，根据本实施方案的开关电路具有初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路以及次级侧串联谐振电路。因此，次级侧直流输出电压Eo可以通过非常微小的频率变化而维持在预定的电压水平，因此该噪声滤波器可以容易地设计。因此在由一个共模扼流线圈CMC和两个跨接电容器CL组成的一级中，该噪声滤波器足以满足电源干扰标准。此外，可以由单个滤波电容器CN采取针对整流输出线路的常态噪声的充分措施。
另外，次级侧上的整流二极管Do1至Do4等与开关元件Q1同步工作。因此，并不发生如图26的电源电路那样的有源滤波器侧和下一级中开关转换器之间的接地电势干扰，且接地电势稳定而与开关频率的变化无关。
(第二实施方案)在根据图6所示的第二实施方案的开关电源电路中，使用相同的参考数字表示与第一实施方案相同的部件，并省略了对其的描述。根据第二实施方案的开关电源电路的许多部件采用与第一实施方案相同的配置。第二实施方案与第一实施方案不同之处为，能够整流频率为50或60Hz的商业交变电压的慢速整流元件被用作初级侧整流元件Di，快速整流元件D1用作这样的整流元件，其使得流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流沿一个方向流动。为了使流过快速整流元件D1且频率为几十KHz至200KHz的谐振电流沿一个方向流动，快速整流元件D1的阴极和功率因数改善电感器Lo的一个端子连接到初级侧串联谐振电容器C2。快速整流元件D1的阳极连接到初级侧整流元件Di的输出侧。功率因数改善电感器Lo的另一个端子连接到平滑电容器Ci。滤波电容器CN连接在平滑电容器Ci与快速整流元件D1的阳极之间。采用这样配置，用于功率因数改善的快速整流元件的数目从第一实施方案的4减小为1，由此降低成本。其余部分的组成与第一实施方案并无不同。这样连接的电路可以产生与第一实施方案基本上相同的操作和效果。
(第三实施方案)在根据图7所示第三实施方案的开关电源电路中，使用相同的参考数字表示与第一实施方案相同的部件，并省略了对其的描述。根据第三实施方案的开关电源电路的许多部件采用与第一实施方案相同的配置。第三实施方案与第一实施方案不同之处为，功率因数改善部分通过初级侧整流元件从交流电源传递与在初级侧串联谐振电容器中产生的电压相对应的电流。对于转换器部分，第三实施方案与第一实施方案不同之处为，在初级侧整流元件Di和平滑电容器Ci之间使用扼流线圈PCC替代功率因数改善电感，且换流变压器PIT的初级绕组N1连接到初级侧整流元件Di的输出侧。这种配置并不使用第一实施方案中所必需的功率因数改善电感器Lo，使得部件的数目可以减少。
具体而言，根据第三实施方案的开关电源电路包括整流和平滑部分，用于将来自交流电源AC的输入交流电转换成初级侧直流电；转换器部分，用于将来自该整流和平滑部分的初级侧直流电转换成交流电并进一步将该交流电转换成次级侧直流电；以及功率因数改善部分，用于改善功率因数。该整流和平滑部分包括初级侧整流元件Di，其被供给了来自交流电源AC的输入交流电并整流该输入交流电；以及平滑电容器Ci。该转换器部分包括扼流线圈PCC，被供给了来自平滑电容器Ci的初级侧直流电；换流变压器PIT，具有被供给了来自扼流线圈PCC的电能的初级绕组N1以及与初级绕组N1磁性松散耦合的次级绕组N2；开关元件Q1，用于将该交流电供给到初级绕组N1；振荡和驱动电路2，用于开关元件Q1的导通-断开驱动；控制电路1，用于向振荡和驱动电路2供给控制信号，从而使次级侧直流输出电压Eo的值为预定值，该电压Eo由形成连接到次级绕组N2的次级侧整流电路的次级侧整流元件Do和平滑电容器Co输出；初级侧第一串联谐振电路，其初级侧第一串联谐振频率由扼流线圈PCC拥有的电感L3和初级侧串联谐振电容器C2决定；以及初级侧第二串联谐振电路，其初级侧第二串联谐振频率由发生于初级绕组N1的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2决定，该初级侧第一串联谐振频率设定为基本上是该初级侧第二串联谐振频率的两倍。为了使功率因数改善部分通过初级侧整流元件Di(快速整流元件)从交流电源传递与初级侧串联谐振电容器C2内所产生电压相对应的电流，上述初级侧整流元件Di由快速整流元件形成。
在下文中，将仅描述与第一实施方案及第二实施方案不同的第三实施方案的特征部件，并省略了对与第一实施方案及第二实施方案相似的部件的描述。
首先将描述初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路。初级侧第一串联谐振电路形成一个电流路径，即，从扼流线圈PCC通过平滑电容器Ci和接地点到初级侧串联谐振电容器C2。初级侧第二串联谐振电路形成沿一个方向的电流路径，即，从初级侧串联谐振电容器C2通过初级绕组N1和开关元件Q1的漏极和源极到接地点。初级侧第二串联谐振电路形成沿另一个方向的电流路径，即，从初级侧串联谐振电路C2通过体二极管DD1到初级绕组N1。
流过用于功率因数改善的功率因数改善部分的电流为流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流的一部分，该部分叠加在电流I1上。也就是说，通过将初级侧串联谐振电容器C2连接到初级侧整流元件Di，与发生于初级侧串联谐振电容器C2内的谐振电压相对应的谐振电流通过两个快速整流元件的阳极和阴极从交流电源AC流出。将用于功率因数改善的谐振电流和通过整流来自交流电源AC的商业交流电而得到的电流加在一起得到的电流作为电流I1流动。
也就是说，当不提供该功率因数改善部分时，电流I1的波形形状为仅在电压V2的峰值附近流动的脉冲。然而，与发生于初级侧串联谐振电容器C2内的谐振电压相对应的谐振电流也传递到电压V2的峰值附近的外部，由此导通角增大。因此在本实施方案中，发生于初级侧串联谐振电容器C2内的谐振电压通过扼流线圈PCC被反馈到平滑电容器Ci，且由此形成电压反馈型功率因数改善部分。
第三实施方案的具体常数如下。次级侧直流输出电压Eo为175V。开关元件Q1的TOFF时间段根据负载功率Po的变化而改变，开关元件Q1的TON时间段随着负载功率Po减小以及交流输入电压VAC增大而降低，且次级侧直流输出电压Eo的值通过增大开关频率而保持不变。
换流变压器PIT的铁氧体材料为EER-35。换流变压器PIT的间隙为1.2mm。换流变压器PIT的耦合系数为0.82。初级绕组N1设定为48T。次级绕组N2设定为30T。初级侧并联谐振电容器Cr的值为6800pF。初级侧串联谐振电容器C2的值为0.1μF。次级侧串联谐振电容器C4的值为0.056μF。滤波电容器CN的值为1μF。扼流线圈PCC的电感L3的值为82μH。初级侧整流元件Di的规格为3A/600V规格。次级侧整流元件Do的规格为5A/200V规格。初级侧整流元件Di和次级侧整流元件Do中每一个为快速整流元件。
图8示出了当交变输入电压为100V且最大负载功率为300W时基于开关周期的该电路主要部件的工作波形。图8自上向下示出了电压V1、电流IQ1、电压V2、电流I2、和电流I5。
图9示出了当交变输入电压为100V且最大负载功率为300W时基于商业交流电源的周期的主要部件的工作波形。图9自上向下示出了交变输入电压VAC、交变输入电流IAC、电压V3、电压V2、电流I1、和电流I2。图9中电压V3、电V2、电流I1、和电流I2的各个阴影部分表示执行了开关。
图10示出了在交变输入电压VAC的值为100V的输入电压条件下，负载从负载功率Po的值为0W变化到300W的范围时，直流输入电压Ei、功率因数PF、从交流输入功率到直流输出功率的功率转换效率ηAC→DC、以及开关元件Q1的导通时间段TON和断开时间段TOFF之间的比例TON/TOFF。
介绍可以从图10发现的部分代表性特性，例如当负载功率Po为300W时功率因数PF的值为0.931，当负载功率Po为50W时功率因数的值为0.76，这些数值代表了高的功率因数。当负载功率Po为300W时，功率转换效率ηAC→DC高达90.5％。在负载功率Po从300W到0W的范围内，直流输入电压Ei的值为155V至175V，导通时间段TON和断开时间段TOFF之间的比例TON/TOFF为2.0至0.8。
与图26中示为背景技术的开关电源电路相比，根据本实施方案的这种开关电源电路改善了功率转换效率ηAC→DC。此外，在根据本实施方案的开关电源电路中，不需要有源滤波器，且电路组成部件的数目因此减少。即，从参照图26的描述可以理解，有源滤波器由许多部件形成，包括开关元件Q103、用于驱动开关元件Q103的功率因数和输出电压控制IC 120等。另一方面，具有滤波电容器CN和作为改善功率因数所需的附加部分的快速整流元件作为初级侧整流元件Di，对于根据本实施方案的开关电源电路而言是足够的，且因此根据本实施方案的开关电源电路与有源滤波器相比足以具有非常少数目的部件。因此，作为具有功率因数改善功能的电源电路的根据本发明的开关电源电路的成本，可以远低于图26所示的电路的成本。此外，由于部件的数目大幅减少，电路板可以有效地减小尺寸和重量。这种情况下，扼流线圈PCC的电感具有82μH的低数值。此外仅使用一个开关元件Q1作为开关元件是足够的。因此可以减小装置尺寸和重量。
此外，在根据本实施方案的开关电源电路中，多重谐振转换器部分和功率因数改善部分的操作为所谓的软开关操作，因此与使用图26所示有源滤波器的电路相比，开关噪声的水平大幅减小。具体而言，由于E类开关转换器的电流输入可以近似为直流，开关噪声的水平可以非常低。
另外，根据本实施方案的开关电路具有初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路以及次级侧串联谐振电路。因此，次级侧直流输出电压Eo可以通过非常微小的频率变化而维持在预定的电压水平，因此该噪声滤波器可以容易地设计。因此在由一个共模扼流线圈CMC和两个跨接电容器CL组成的一级中，该噪声滤波器足以满足电源干扰标准。此外，可以由单个滤波电容器CN采取针对整流输出线路的常态噪声的充分措施。
另外，次级侧上的整流二极管Do1至Do4等与开关元件Q1同步工作。因此，并不发生如图26的电源电路那样的有源滤波器和下一级中开关转换器之间的接地电势干扰，且接地电势被稳定而与开关频率的变化无关。
(第四实施方案)在根据图11所示第四实施方案的开关电源电路中，使用相同参考数字表示与第三实施方案相同的部件，并省略对其的描述。如第二实施方案中一样，使用慢速整流元件作为初级侧整流元件Di，且通过使用快速整流元件D1使谐振电流沿一个方向流动。如第三实施方案中一样，使用扼流线圈PCC替代功率因数改善电感器。第四实施方案与第三实施方案不同之处为，转换器部分的初级侧第一串联谐振电路的电流路径仅由扼流线圈PCC和初级侧串联谐振电容器C2形成，初级侧第二串联谐振电路的沿一个方向的电流路径为从平滑电容器Ci通过初级侧串联谐振电容器C2到初级绕组N1且随后从开关元件Q1的漏极到源极的路径，初级侧第二串联谐振电路的沿另一个方向的电流路径为从开关元件Q1的体二极管DD1通过初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C2到平滑电容器Ci的路径。功率因数改善部分使用慢速整流元件作为初级侧整流元件Di，且快速整流元件D1连接到初级侧整流元件Di的输出侧，使得与发生于初级侧串联谐振电容器C2内的电压相对应的电流通过快速整流元件D1从交流电源AC传递。
第四实施方案中的转换器部分与第一至第三实施方案相同之处为，在初级侧第一串联谐振电路的谐振频率设定为基本上是初级侧第二串联谐振电路的谐振频率的两倍的情况下，执行ZVS操作。
(第五实施方案)在根据图12所示第五实施方案的开关电源电路中，使用相同参考数字表示与图7所示第三实施方案相同的部件，并省略对其的描述。根据第五实施方案的开关电源电路为第三实施方案的改进。第五实施方案与第三实施方案不同之处为，转换器部分使用具有相互磁性松散耦合的扼流线圈初级绕组NC1和扼流线圈次级绕组NC2的扼流变压器VFT，替代第三实施方案中使用的扼流线圈PCC，且由发生于扼流线圈初级绕组NC1的漏电感L3执行扼流线圈PCC的功能。对于功率因数改善部分，与发生于功率因数改善部分的初级侧串联谐振电容器C2内的电压相对应的电流流过扼流变压器VFT的扼流线圈次级绕组NC2。
具体而言，根据第五实施方案的开关电源电路包括整流和平滑部分，用于将来自交流电源AC的输入交流电转换成初级侧直流电；转换器部分，用于将来自该整流和平滑部分的初级侧直流电转换成交流电并进一步将该交流电转换成次级侧直流电；以及功率因数改善部分，用于改善功率因数。该整流和平滑部分包括初级侧整流元件Di，其被供给了来自交流电源AC的输入交流电并整流该输入交流电；以及平滑电容器Ci。该转换器部分包括扼流变压器VFT的扼流线圈初级绕组NC1，被供给了来自平滑电容器Ci的初级侧直流电；换流变压器PIT，具有被供给了来自扼流线圈初级绕组NC1的电能的初级绕组N1以及与初级绕组N1磁性松散耦合的次级绕组N2；开关元件Q1，用于将该交流电供给到初级绕组N1；振荡和驱动电路2，用于开关元件Q1的导通-断开驱动；控制电路1，用于向振荡和驱动电路2供给控制信号，从而使次级侧直流输出电Eo的值为预定值，该电压Eo由形成连接到次级绕组N2的次级侧整流电路的次级侧整流元件Do和平滑电容器Co输出；初级侧第一串联谐振电路，其初级侧第一串联谐振频率由发生于扼流线圈初级绕组NC1的电感L3和初级侧串联谐振电容器C2决定；以及初级侧第二串联谐振电路，其初级侧第二串联谐振频率由发生于初级绕组N1的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2决定，该初级侧第一串联谐振频率设定为基本上是该初级侧第二串联谐振频率的两倍。为了使功率因数改善部分通过初级侧整流元件Di(快速整流元件)从交流电源传递与初级侧串联谐振电容器C2内所产生电压相对应的电流，上述初级侧整流元件Di由快速整流元件形成。发生于初级侧串联谐振电容器C2的电压被施加到扼流线圈初级绕组NC1，在扼流线圈次级绕组NC2内产生与发生于初级侧串联谐振电容器C2内的电压相似的电压，并使得与发生于初级侧串联谐振电容器C2内的电压相对应的电流从该交流电源流出。附带地，初级侧并联谐振电路的频率基本上为初级侧第一串联谐振频率的两倍。
在下文中，将仅描述与第一至第四实施方案的部分不同的第五实施方案的特征部件，并省略了对与第一至第四实施方案相似部件的描述。
首先将描述初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路。初级侧第一串联谐振电路形成一个电流路径，即，从发生于扼流线圈初级绕组NC1的漏电感L3通过平滑电容器Ci和接地点到初级侧串联谐振电容器C2。初级侧第二串联谐振电路形成沿一个方向的电流路径，即，从初级侧串联谐振电容器C2通过初级绕组N1和开关元件Q1的漏极和源极到接地点。初级侧第二串联谐振电路形成沿另一个方向的电流路径，从初级侧串联谐振电容器C2通过体二极管DD1到初级绕组N1。
扼流变压器VFT具有与图2所示换流变压器PIT基本上相同的结构。扼流变压器VFT具有相互磁性松散耦合的扼流线圈初级绕组NC1和扼流线圈次级绕组NC2。由此扼流线圈初级绕组NC1可以产生漏电感L3。此外，扼流线圈次级绕组NC2产生漏电感L3’。扼流线圈初级绕组NC1和扼流线圈次级绕组NC2内产生的电压的比例等于扼流线圈初级绕组NC1和扼流线圈次级绕组NC2的各自匝数的比例。通过使用具有这种结构并优化匝数比例的扼流变压器VFT，可以分开调整该初级侧第一串联谐振频率以及当电流流过功率因数改善部分时与发生于初级侧串联谐振电容器C2内的电压相对应的电流，并分别优化该初级侧第一串联谐振频率以及该电流。
流过用于功率因数改善的功率因数改善部分的电流，为流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流的一部分，该部分被叠加在电流I1上。也就是说，通过将初级侧串联谐振电容器C2连接到扼流线圈初级绕组NC1并将扼流线圈次级绕组NC2连接到初级侧整流元件Di，与发生于初级侧串联谐振电容器C2内的谐振电压相对应的谐振电流通过两个快速整流元件的阳极和阴极从交流电源AC流出。将用于功率因数改善的谐振电流和通过整流来自交流电源AC的商业交流电而得到的电流加在一起得到的电流为电流I1。
也就是说，当不提供该功率因数改善部分时，电流I1具有形状为仅在电压V2的峰值附近流动的脉冲的波形。然而，与发生于初级侧串联谐振电容器C2内的谐振电压相对应的谐振电流也传递到电压V2的峰值附近的外部，由此导通角增大。另一方面，来自平滑电容器Ci的初级侧直流电被供给到换流变压器PIT的初级绕组N1。因此在本实施方案中，发生于初级侧串联谐振电容器C2内的谐振电压通过扼流变压器VFT的扼流线圈次级绕组NC2被反馈到平滑电容器Ci，且由此形成电压反馈型功率因数改善部分。
第五实施方案的具体常数如下。次级侧直流输出电Eo为175V。开关元件Q1的时间段TOFF根据负载功率Po的变化而改变，开关元件Q1的时间段TON随着负载功率Po减小以及交流输入电压VAC增大而减小，且次级侧直流输出电压Eo的值通过增大开关频率而保持不变。
换流变压器PIT的铁氧体材料为EER-35。换流变压器PIT的间隙为1.2mm。换流变压器PIT的耦合系数为0.82。初级绕组N1设定为45T。次级绕组N2设定为30T。初级侧并联谐振电容器Cr的值为6800pF。初级侧串联谐振电容器C2的值为0.1μF。次级侧串联谐振电容器C4的值为0.056μF。滤波电容器CN的值为1μF。发生于扼流线圈初级绕组NC1的漏电感L3的值为82μH。发生于扼流线圈次级绕组NC2的漏电感L3’的值为82μH。初级侧整流元件Di的规格为3A/600V规格。次级侧整流元件Do的规格为5A/200V规格。初级侧整流元件Di和次级侧整流元件Do每个都为快速整流元件。
图13示出了当交变输入电压为100V和最大负载功率为300W时基于开关周期的该电路主要部件的操作波形。图13自上向下示出了电压V1、电流IQ1、电压V2、电流I3、和电流I5。
图14示出了当交变输入电压为100V和最大负载功率为300W时基于商业交流电源的周期的主要部件的工作波形。图14自上向下示出了交变输入电压VAC、交变输入电流IAC、电压V3、电压V2、电流I1、电流I2、和电流I3。图14中电压V3、电V2、电流I1、电流I2、和电流I3的各个阴影部分表示执行开关。
图15示出了在交变输入电压VAC的值为100V的输入电压条件下，负载从负载功率Po的值为0W变化到300W的范围时，直流输入电压Ei、功率因数PF、从交流输入功率到直流输出功率的功率转换效率ηAC→DC、以及开关元件Q1的导通时间段TON和断开时间段TOFF之间的比例TON/TOFF。
介绍可以从图15发现的部分代表性特性，例如当负载功率Po为300W时功率因数PF的值为0.991，当负载功率Po为50W时功率因数的值为0.76，这些数值代表了高的功率因数。当负载功率Po为300W时，功率转换效率ηAC→DC高达90.5％。在负载功率Po在从300W到0W的范围内，直流输入电压Ei的值为155V至175V，导通时间段TON和断开时间段TOFF之间的比例TON/TOFF为2.0至1.25。
与图26中示为背景技术的开关电源电路相比，根据本实施方案的这种开关电源电路改善了功率转换效率ηAC→DC。此外，在根据本实施方案的开关电源电路中，不需要有源滤波器，且电路组成部件的数目因此减少。即，从参照图26的描述可以理解，有源滤波器由许多部件形成，包括开关元件Q103、用于驱动开关元件Q103的功率因数和输出电压控制IC 120等。另一方面，使过滤电容器CN和作为初级侧整流元件Di的快速整流元件，作为改善功率因数所需的附加部分，这对于根据本实施方案的开关电源电路而言是足够的，且因此根据本实施方案的开关电源电路与有源滤波器相比足以具有非常少数目的部件。因此，作为具有功率因数改善功能的电源电路的根据本发明的开关电源电路的成本可以远低于图26所示的电路的成本。此外，由于部件的数目大幅减少，电路板可以有效地减小尺寸和重量。
这种情况下，发生于扼流线圈初级绕组NC1的漏电感L3具有82μH的低数值。此外仅使用一个开关元件Q1作为开关元件是足够的。因此可以减小装置尺寸和重量。另外，通过调整扼流变压器VFT的扼流线圈初级绕组NC1和扼流线圈次级绕组NC2之间的比例，可以优化功率因数改善部分(使功率因数接近一)同时使漏电感L3的值为最优值(使初级侧第一串联谐振频率两倍于初级侧第二串联谐振频率的漏磁电感L3的值)。
此外，在根据本实施方案的开关电源电路中，多重谐振转换器部分和功率因数改善部分的操作为所谓的软开关操作，因此与使用图26所示有源滤波器的电路相比，开关噪声的水平大幅减小。具体而言，由于输入E类开关转换器的电流可以近似为直流，开关噪声的水平可以非常低。
另外，根据本实施方案的开关电路具有初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路以及次级侧串联谐振电路。因此，次级侧直流输出电压Eo可以通过非常微小的频率变化维持在预定的电压水平，因此该噪声滤波器可以容易地设计。因此在由一个共模扼流线圈CMC和两个跨接电容器CL组成的一级中，该噪声滤波器足以满足电源干扰标准。此外，可以由单个滤波电容器CN采取针对整流输出线的常态噪声的充分措施。
另外，次级侧上的整流二极管Do1至Do4等与开关元件Q1同步工作。因此，并不发生如图26的电源电路那样的有源滤波器和下一级中开关转换器之间的接地电势干扰，且接地电势被稳定而与开关频率的变化无关。
(第六实施方案)在根据图16所示第六实施方案的开关电源电路中，使用相同参考数字表示与第五实施方案相同的部件，并省略对其的描述。根据第六实施方案的开关电源电路的许多部件采用与第五实施方案相同的配置。第六实施方案与第五实施方案不同之处为，转换器部分的初级侧第一串联谐振电路的电流路径仅由扼流线圈初级绕组NC1和初级侧串联谐振电容器C2形成，初级侧第二串联谐振电路的沿一个方向的电流路径为从平滑电容器Ci通过初级侧串联谐振电容器C2到初级绕组N1且随后从开关元件Q1的漏极到源极的路径，初级侧第二串联谐振电路的沿另一个方向的电流路径为从开关元件Q1的体二极管DD1通过初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C2到平滑电容器Ci。功率因数改善部分使用慢速整流元件作为初级侧整流元件Di，且快速整流元件D1连接到初级侧整流元件Di的输出侧，使得与发生于初级侧串联谐振电容器C2内的电压相对应的电流通过快速整流元件D1从交流电源AC流出。
第六实施方案中的转换器部分与第一至第五实施方案相同之处为，执行ZVS操作，其中初级侧第一串联谐振电路的谐振频率设定为基本上是初级侧第二串联谐振电路的谐振频率的两倍。第六实施方案中的功率因数改善部分与第四实施方案相同之处为，与发生于初级侧串联谐振电容器C2内的电压相对应的电流通过快速整流元件D1从交流电源AC流出。
(次级侧电路的改进示例)图17至23示出了在根据第一至第六实施方案的开关电源电路中可替换的次级侧电路的改进示例。
图17所示次级侧整流电路形成倍压器全波整流电路。具体而言，次级绕组设有中心抽头，从而分为两个部分，即以该中心抽头为边界的次级绕组部分N2A和次级绕组部分N2B。次级绕组部分N2A和次级绕组部分N2B设定了相同的匝数。次级绕组N2的中心抽头连接到次级侧接地。次级侧串联谐振电容器C4A与次级绕组N2的次级绕组部分N2A侧上的端部串联连接。电容与次级侧串联谐振电容器C4A相同的次级侧串联谐振电容器C4B与次级绕组N2的次级绕组部分N2B侧上的端部串联连接。由此，次级绕组部分N2A的漏电感成分和次级侧串联谐振电容器C4A的电容形成第一次级侧串联谐振电路，次级绕组部分N2B的漏电感成分和次级侧串联谐振电容器C4B的电容形成第二次级侧串联谐振电路，该第二次级侧串联谐振电路具有与第一次级侧串联谐振电路基本上相同的谐振频率。
次级绕组N2的次级绕组部分N2A侧上的端部通过与次级侧串联谐振电容器C4A的串联连接，连接到整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极之间的连接点。此外，次级绕组N2的次级绕组部分N2B侧上的端部通过与次级侧串联谐振电容器C4B的串联连接，连接到整流二极管Do3的阳极和整流二极管Do4的阴极之间的连接点。整流二极管Do1和整流二极管Do3各自的阴极连接到平滑电容器Co的正电极端子。平滑电容器Co的负电极端子连接到次级侧接地。整流二极管Do2和整流二极管Do4各自的阳极之间的连接点连接到次级侧接地。
因此，次级绕组部分N2A、次级侧串联谐振电容器C4A、整流二极管Do1、整流二极管Do2、以及平滑电容器Co形成了包含第一次级侧串联谐振电路的第一倍压器半波整流电路，次级绕组部分N2B、次级侧串联谐振电容器C4B、整流二极管Do1、整流二极管Do2、以及平滑电容器Co形成了包含第二次级侧串联谐振电路的第二倍压器半波整流电路。因此，在次级绕组N2的交变电压为一个极性的半周期内，通过将次级绕组部分N2B内感应的电压叠加到次级侧串联谐振电容器C4B两端的电压而得到的电势，用整流电流充电该平滑电容器Co。在次级绕组N2的交变电压为另一个极性的半周期内，通过将次级绕组部分N2A内感应的电压叠加到次级侧串联谐振电容器C4A两端的电压而得到的电势，用整流电流充电该平滑电容器Co。由此得到为平滑电容器Co两端的电压的次级侧直流输出电压Eo，其电平为在次级绕组部分N2A和次级先前部分N2B内感应的电压的电平的两倍。即，得到倍压器全波整流电路。
图18所示次级侧整流电路形成倍压器半波整流电路。具体而言，次级绕组N2的漏电感成分和次级侧串联谐振电容器C4的电容形成次级侧串联谐振电路。在次级绕组N2内产生的一个极性的电压通过整流二极管Do2对次级侧串联谐振电容器C4充电，另一个极性的电压通过整流二极管Do1对平滑电容器Co充电。对次级侧串联谐振电容器C4充电的电压以及对平滑电容器Co充电的电压被加在一起，从而得到对应于在次级绕组N2内感应电压的电平的两倍的电平。即，得到倍压器半波整流电路。
图19所示次级侧整流电路为包含整流二极管Do1至Do4的全波整流电路，具有由分压谐振电容器C3和次级绕组N2的漏电感成分形成的分压谐振电路。当分压谐振电容器C3的值增大时，分压谐振电容器C3起着并联谐振电容器的作用，且该次级侧整流电路用由并联谐振电容器C3和次级绕组N2的漏电感成分形成的并联电压谐振电路工作。
图20所示次级侧整流电路为包含整流二极管Do1和整流二极管Do2的中心抽头双波整流电路，具有由分压谐振电容器C3和次级绕组部分N2A和次级绕组部分N2B的漏电感成分形成的分压谐振电路。当分压谐振电容器C3的值增大时，分压谐振电容器C3起着并联谐振电容器的作用，且该次级侧整流电路用由并联谐振电容器C3和次级绕组N2的漏电感成分形成的并联电压谐振电路工作。
图21所示次级侧整流电路为包含整流二极管Do1、整流二极管Do2、平滑电容器CoA、和平滑电容器CoB的倍压器整流电路，具有由分压谐振电容器C3和次级绕组N2的漏电感成分形成的分压谐振电路。当分压谐振电容器C3的值增大时，分压谐振电容器C3起着并联谐振电容器的作用，且该次级侧整流电路用由并联谐振电容器C3和次级绕组N2的漏电感成分形成的并联电压谐振电路工作。
注意，尽管根据迄今所描述的实施方案的电源电路的具体设计示例，假设以100V的交变输入电压VAC输入该商业交流电，本发明并不具体受限于该交变输入电压VAC的值。例如，在针对输入200V商业交流电的电源电路的设计中，通过使用基于本发明的配置可以得到相似的效果。此外，对于初级侧电压谐振转换器的细节的电路形式以及包含该次级侧串联谐振电路的次级侧整流电路的配置，例如可以采用其他电路形式和其他配置。此外，对于开关元件，可以选用MOS-FET之外的元件，例如IGBT(绝缘栅双极晶体管)和双极晶体管。此外，尽管各个上述实施方案采用了外部激励的开关转换器，本发明适用于该开关转换器形成为自激励开关转换器的情形。
本领域技术人员应该理解，可以根据设计要求和其他因素而进行各种改进、组合、子组合、和替换，只要其落在所附权利要求或其等同范围之内。
权利要求
1.一种开关电源电路，包括整流和平滑部分，用于将来自交流电源的交变输入电压转换成初级侧直流电压；转换器部分，用于将来自所述整流和平滑部分的初级侧直流电压转换成交变电压并进一步将该交变电压转换成次级侧直流电压；以及功率因数改善部分，用于改善功率因数；其中所述整流和平滑部分包括用于整流所述交变输入电压的初级侧整流元件以及用于平滑来自所述初级侧整流元件的整流输出的平滑电容器，并提供所述初级侧直流电压，所述转换器部分包括扼流线圈，其一个端子连接到所述平滑电容器；换流变压器，其具有位于初级侧上的初级绕组与位于次级侧上的次级绕组，该初级绕组连接到所述扼流线圈的另一个端子，该次级绕组与所述初级绕组磁性松散耦合，开关元件，用于开关经由所述换流变压器的初级绕组供给的所述初级侧直流电压，振荡和驱动电路，用于所述开关元件的导通-断开驱动，控制电路，用于向所述振荡和驱动电路供给控制信号，以使得由连接到所述换流变压器的次级绕组的次级侧整流电路输出的所述次级侧直流电压的值为预定值，具有预定电容的初级侧串联谐振电容器，该初级侧串联谐振电容器的一个端子连接到所述扼流线圈和所述初级绕组之间的连接点，由此该初级侧串联谐振电容器与所述扼流线圈和所述初级绕组之一串联连接，所述预定电容设定为使得初级侧第一串联谐振电路的初级侧第一串联谐振频率基本上为初级侧第二串联谐振电路的初级侧第二串联谐振频率的两倍，该初级侧第一串联谐振频率由所述扼流线圈的电感和所述预定电容决定，该初级侧第二串联谐振频率由发生于所述初级绕组的漏电感和所述预定电容决定，以及具有预定电容的初级侧并联谐振电容器，该初级侧并联谐振电容器与所述开关元件并联连接，所述预定电容设定为使得初级侧并联谐振频率基本上为初级侧第一串联谐振频率的两倍，其中该初级侧并联谐振频率由所述扼流线圈的电感、发生于所述初级绕组的漏电感、以及所述预定电容决定，且所述功率因数改善部分通过所述初级侧整流元件将与所述初级侧串联谐振电容器内所产生电压相对应的电流添加和传递到所述平滑电容器。
2.如权利要求1所述的开关电源电路，其中所述功率因数改善部分具有连接在所述初级侧整流元件和所述平滑电容器之间的电感器，且所述初级侧串联谐振电容器的另一个端子连接到所述电感器和所述初级侧整流元件之间的连接点。
3.如权利要求2所述的开关电源电路，其中所述扼流线圈用作所述电感器。
4.如权利要求2所述的开关电源电路，其中所述扼流线圈形成为发生于扼流变压器的初级绕组的漏电感，该扼流变压器形成有相互磁性松散耦合的初级绕组和次级绕组，以及与在所述初级侧串联谐振电容器内所产生电压相对应的电流流过所述扼流变压器的次级绕组。
5.如权利要求1或2所述的开关电源电路，其中所述初级侧整流元件由快速整流元件形成，该快速整流元件具有对流过所述初级侧第一串联谐振电路和所述初级侧第二串联谐振电路的电流的频率作出响应的开关速度。
6.如权利要求1所述的开关电源电路，其中所述初级侧整流元件由慢速整流元件形成，该慢速整流元件具有对来自所述交流电源的输入交流电的频率作出响应的开关速度，并且一快速整流元件与所述慢速整流元件的输出侧串联连接，该快速整流元件具有对流过所述初级侧第一串联谐振电路和所述初级侧第二串联谐振电路的电流的频率作出响应的开关速度。
7.如权利要求1所述的开关电源电路，其中连接到所述换流变压器的所述次级绕组的次级侧整流电路包括具有预定电容的次级侧谐振电容器，且形成了谐振频率由发生于所述次级绕组的漏电感以及所述预定电容决定的次级侧谐振电路。
8.如权利要求7所述的开关电源电路，其中所述次级侧谐振电容器为与所述换流变压器的次级绕组串联连接的串联谐振电容器，并与发生于所述次级绕组的漏电感一起形成次级侧串联谐振电路。
9.如权利要求7所述的开关电源电路，其中所述次级侧谐振电容器为与所述换流变压器的次级绕组并联连接的分压谐振电容器，并与发生于所述次级绕组的漏电感一起形成次级侧分压谐振电路。
全文摘要
本发明提供了一种开关电源电路，其包括整流和平滑部分，用于将来自交流电源的交变输入电压转换成初级侧直流电压；转换器部分，用于将来自该整流和平滑部分的初级侧直流电压转换成交变电压并进一步将该交变电压转换成次级侧直流电压；以及功率因数改善部分，用于改善功率因数。
文档编号H02M1/42GK101056067SQ20071008541
公开日2007年10月17日 申请日期2007年3月5日 优先权日2006年3月3日
发明者安村昌之 申请人:索尼株式会社