逆变器装置及用于逆变器装置的半导体器件的制作方法

专利名称：逆变器装置及用于逆变器装置的半导体器件的制作方法
技术领域：
本发明涉及逆变器装置和用于该逆变器装置的半导体器件等，该 逆变器装置被配置为执行瞬时电流控制并从而驱动包括三相交流电机 (例如，感应电机或永磁体同步电机)的电机。
背景技术：
目前，被配置为执行瞬时电流控制的逆变器装置被广泛用于制冷 机和空调机、吹风机、洗衣机、压縮机驱动器等。矢量控制被广泛应 用到控制中，具体地，被应用到对诸如感应电机或永磁体同步电机的 交流电机的控制中。简而言之，矢量控制就是一种通过检测电机电流 并执行特定计算而将电机电流分解为磁通量分量和转矩分量的控制方 法。当改变电机输出时，例如通过仅仅控制转矩电流可以获得有效的 控制。
因此，为了执行矢量控制，必须大体上检测流经电机每个相位的 交流电。在这点上，广泛使用被配置为流动三相交流电的三相感应电 机或永磁体同步电机。图l示出了检测电路的例子，其使用分路电阻器
以检测在永磁体同步电机(下文中简称为PMSM)上的电流。尽管在过 去霍尔元件常被用于检测电路，但目前更经常地使用分路电阻器。这 是因为与霍尔元件相比，分路电阻器具有包括更小外部形状和更佳温 度特性的特征。
如图1所示，使用三个分路电阻器131、 132、禾B133来检测电流的 方法被称之为三分路检测方法。该方法被如下简略描述。例如，在U相 电流检测的情况下，通过运算放大器134放大分路电阻器131两端的电 压，同时通过在微处理器(下文中也称为微型计算机)150中包含的AD(模数)转换器151进行AD转换的电流Iu被送入电机控制器160。在此 执行公知的矢量控制。基于控制的结果，PWM (脉宽调制)发生器152 输出了用于控制开关元件的信号，并从而控制开关元件。最终控制流 向电机的电流。同时，通过使用关系式lu + lv + lw二0来检测三相中的 两相电流值的方法被称之为两分路检测方法。此外，还建议了单分路 检测方法，其被配置为通过使用单独一个分路电阻器来替代使用多个 分路电阻器检测直流值，来对每一相的电流进行估计，并进而执行矢 量控制。
然而，由于其特性，为了以简单配置获得有效的控制，单分路检 测方法面临许多实际问题。其中一个问题是该方法需要高性能和高速 度的微处理器，用于控制逆变器等。
从易于控制的角度来看，三分路检测方法是在使用分路电阻器执 行矢量控制的这些方法中最好的。然而，三分路检测方法需要高准确 度的电流检测。因此，必须避免三个分路电阻器间的阻抗值偏差、阻 抗值随时间变化等。在上下文中，日本专利申请公开第2004-225580号 (下文中称为专利文件l)公开了用于减少电抗值偏差的技术，其由于 焊接操作的变化，该焊接操作用于将分路电阻器附连到例如集成逆变 器的电动压縮机。此外，日本专利申请公开第2003-235268号(下文中 称为专利文件2)公开了用于校正分路电阻器阻抗值的技术，其通过执 行温度测量，以在电机温度升高的情况下阻止分路电阻器的温度特性 偏差，达到校正分路电阻器阻抗值的目的。
同时，尽管如图l所示，在许多情况下通过使用运算放大器134、 135、或136放大了每个分路电阻器两端之间的电压，但在运算放大器 中可能引起由于温度特性造成的偏移。即使分路电阻器测量了每相中 的精确电位差，也不能在具有由运算放大器引起偏移的情况下获得精 确电流值。基于此概念，日本专利申请公开第2003-324985号(下文中 称为专利文件3)公开了电机控制器件，其能够消除温度变化的影响，精确测量电流，并进而获得适当的电机控制。
如上所述，目前实质的努力都以提高包括分路电阻器和运算放大 器的阻抗测量装置的准确度为目的。换句话说，极大的努力以追求更 高的电流检测器的准确度为目的。然而，这种尝试是与诸如成本降低 的市场需求相矛盾的。
同时，与用于避免分路电阻器中的电阻值偏差的、现有技术方案 中的追求更高的电流检测器的准确度相对地，日本专利申请公开第
2006-230766号(下文中称为专利文件4)公开了一种洗衣机电机，其即 使在用于检测逆变器每相上流动的电流的电流检测器具有较差检测准 确度时，也能尽可能地避免出现输出转矩波动。图2A和2B示出了公开 于专利文件4中的方法。在该方法中，简短描述之，在出货或市场服务 时，电压被施加到三相的每个线圈上，然后测量在每个时刻流动的电 流平均值。基于该平均值，找出校正系数，并从而校正电阻。在正常 使用时，基于给出的校正值，通过使用校正系数来找出电流校正值。

发明内容
如上所述，提供具有高准确度的电流检测器不是有利的解决问题 的方案，并且优选的是提供如在专利文件4中描述的、虽然只有较低的 检测准确度但可满足它们功能的电机系统和逆变器。
然而，在专利文件4中公开的发明具有如下问题。如上所述，通过 测量在该时刻流动的电流平均值，校正施加在三相的每个线圈的电压 以及阻抗值。因此，必须根据U相、V相、及W相执行三个时间段的测 量。此外，由一个测量周期所获得的检测值只能用于一个时间段。简 而言之，由于分别测量各相，因此取决于每次测量的时间，测量值彼 此不同，从而导致数值上的偏差。此处，这些数值包括电机中线圈的 阻抗值。这些偏差可以降低电机控制器件的性能。除了线圈阻抗的偏差的数值，电机控制器件的性能还可以由于相 间的分路电阻器阻抗值的偏差、运算放大器的放大率的偏差等等而有 所下降。该机制将参考图3进行详细的描述。图3是示于图1的电机控制
器160的功能方框图。如示于该附图中地，被检测的电机电流iu和其它 被转矩控制器Iq、电机位置和速度估计器(co—es、 0—es)等等所使用。 如果具有不均匀相的电机电流被施加到电机控制器160，将在转矩或预 测的速度中引起波纹。这些波纹将降低控制系统的性能。因此，在三 个分路电阻器之间的阻抗值和其它因素需要被校正，以彼此相等。
如通常所知，以简洁的语言来描述，为了获得电机控制的理想情 况，优选的是，三个相位的电流的振幅在考虑相位差异所定义的时间 轴上彼此相同。也就是说，优选的是，三个相位的电流波形在考虑了 相差异的情况下彼此相同。此处，该状态被定义为三个相位的电流的 平衡状态。如果电流检测器由于检测偏差等的存在而引起了检测性能 的偏差或其它不均匀，则会产生由于电流检测器的检测误差。结果， 被检测的电流被判定为不平衡，即，即使在电流实际达到平衡时也判 定为不平衡。此外，由于示于图3的控制系统执行反馈以将转矩和速度 维持在常数水平，因此控制系统将尝试抑制这种实际不存在的不平衡。 结果，控制系统相反地变得不稳定。
也就是说，传统解决方案的目的在于获得电流检测器的绝对准确， 并希望提高准确度并同时消除偏差。另一个传统解决方案希望通过如 专利文件4中所述的、通过平均电流检测器来消除偏差。与上述传统解 决方案形成对比的是，本发明的逆变器找出了更合适的解决方案，以 获得即使在电流检测器包含不均匀的情况下也能最终消除不均匀的控 制方法。这是由于这种控制方法能获得低成本、改善转矩和速度中的 波纹并稳定所述控制，其中波纹代表了三相电机功能的特别重要因素。
本发明的逆变器装置是被配置为运行三相电机的逆变器装置。该 逆变器装置包括开关元件、电流检测器和控制器。该开关元件控制将电功率施加到三相电机的每一相。电流检测器具有分路阻抗(shunt resistance)以及，并被提供在三相中的至少两相上。控制器控制开关 元件。此处，控制器控制开关元件，以使得三相中的一相为非导电的， 并将电流供给到均提供有电流检测器的两相，进而基于从电流检测器 获得的信息来得到校正值。
随后是本发明的要点。为了检测和校正每相电流检测器之间的不 平衡，具有相等振幅(绝对值)的电流被施加到三相中的两相，同时 使得剩余的相为非导电的。检测此时所测量的电流检测器之间的偏差， 以得出校正值。以这种方式，可以提供这样的逆变器装置，其不受诸 如分路电阻器的电流检测器之间不均匀性能的影响。
本发明的半导体器件是这样的半导体器件，其被用于逆变器装置， 该逆变器装置被配置为运行三相电机。逆变器装置包括开关元件， 其配置为控制对三相电机每一相施加功率；以及电流检测器，具有分 路阻抗元件并被提供在三相的至少两相上。同时，半导体器件包括配 置为控制开关元件的控制器。此处，控制器控制开关元件，以使得三 相中的一相为非导电的，并将电流施加到均配备了电流检测器的两相， 从而基于从电流检测器获得的信息来得出校正值。即，半导体器件控 制本发明的逆变器装置。
同时，本发明的三相电机的启动运行的方法是具有信息校正功能 的三相电机的启动运行的方法，其用于三相电机的电流检测器，所述 三相电机包括电流检测器和开关元件，所述电流检测器具有分路阻抗 元件并被提供在三相中的至少两相。该方法包括的步骤有在三相电 机正常运行之前施加用于对来自每个电流检测器的输出进行校正的测 量电流；在施加测量电流之后，通过向所述三相电机的配备有电流检 测器的两相施加电流、同时停止向剩余的相施加电流而获得来自两相 的所述电流检测器的信息；基于获得的信息得出校正值；以及基于所 述校正值，使所述三相电机进行正常运行。目卩，本发明也可被理解为启动三相电机运行的方法。
因此，即使电流检测器具有固有的不均匀性，本发明也可解决该 不均匀性。结果，可以获得逆变器装置等，其能够获得低成本、改善 转矩和速度波纹，并稳定控制。


图1是方框图，其示出了传统电机控制器件的配置例子。
图2A和2B是公开于专利文件4中的控制的流程图。 图3是方框图，其示出了传统电机控制器的配置例子。 图4A-4C是原理图，其示出了本发明的要点。 图5A-5B是视图，其示出了基于传统固定概念执行类似动作尝试的
情况o
图6是方框图，其示出了根据本发明第一实施例的逆变器装置的配置。
图7是方框图，其示出了根据本发明第一实施例的电机控制器的配置。
图8是流程图，其示出了根据本发明的获得校正值等等的过程。 图9是曲线图，其示出了关于图8的测量的电流模式等的例子。 图10是测量电流的控制框图。
图11是视图，其示出了一旦根据本发明测量校正值，测量电流模 式阻抗平衡时的电流通路。
图12是示出了电流检测时序的视图。 图13是示出了在电流采样时刻电流通路的例子的视图。 图14是方框图，其示出了普通控制过程。
图15是方框图，其示出了根据本发明第二实施例的逆变器装置的配置。
图16是脉冲图，其示出了单脉冲执行电流测量的情况。 图17是示意图，其示出了在对无传感器位置控制实施本发明的情 况下的独特效果。
具体实施例方式
首先，图4A、 4B、和4C示出了用于解释本发明要点的原理图的例 子。图4A和4B是原理图，其用于校正在根据本发明逆变器装置中的三 相电机的电流检测装置中的偏差。图4A和4B都接收来自未示出的直流 电源的功率。每个图中的"+ "侧代表了直流电源的正极侧，而其"-" 侧代表了直流电源的负极侧。在附图中，附图标记U、 14、 15、 16、 17、和18代表了双向开关。同时，附图标记19代表具有U、 V、和W三 相的三相电机。注意到在图4B中为了避免复杂化而省略了附图标记， 但图4B中的开关具有与出现在图4A中相同的附图标记。图4C清楚地描 述了图4A和图4B的开关的导通状态和断开状态，在其中，l代表导通状 态并且0代表断开状态。在示于图4B的状态中，通过控制开关而交替切 换示于图4A和4B中的状态，从而获得用于校正电流检测器偏差的测量 数据。并不总是必须交替改变状态，并且也可以只改变一次状态。这 种情况将在后文中描述。
接下来，示于图4A和4B中的状态将被进一步详细描述。首先，在 示于图4A的状态中，未示出的控制器控制开关，以使得U相开关之一的 Sup 13和W相开关之一的Swn 18导通，同时剩下的开关断开。即，V相 开关都断开。接下来，如图4B所示，未示出的控制器控制开关，以使 得U相的开关Sup断开并使U相开关Sun导通，同时剩下的开关保持与图 4A中所示的相同。以这种方式，电流iu和iw分别流过U相和W相，如图 4B所示。此处，当电流方向如图4B所示的那样定义时，就会保持下列 各式成立iu + iw = 0，以及h^-iw。因此，在这种情况下流动的电流 的振幅(绝对值)在特定时刻的瞬时均相同。因此，当在同一时刻检 测两个电流值时，倘若电流检测器具有相同的准确度，被检测的电流 值被假定为彼此相等(通过将放大器的放大因子乘以分路电阻器值而 获得的值)。本发明被配置为使用这一原理来执行校正。换句话说， 本发明被配置为控制开关元件，以致使三相中的一相为非导电的，并 将电流供给到配备有电流检测器的两相的每一相，进而基于获得自电流检测器的信息来得到校正值。此处，在同一时间从两个电流检测器 获得信息。即，通过提供具有相同振幅的电流而获得该信息。将在后 文中详细描述这些的具体例子。
在图4B中，电流在其中没有电源的闭合环路中流动。这得益于在 电机19的未示出的线圈(电感)中的电能(反电动势)积累。因此，
不可能在很长时间段内持续测量。因此，示于图4A中的过程需要向电 机19的未示出线圈供给反电动势。因此，为了重复测量多次，交替切 换示于图4A和4B中状态的方法是最普通和最简单的方法。这种方法的 具体例子将在下文实施例的解释中详细描述。
附带地，传统电机控制的例子也参考图5A和5B加以描述，其只出 于给出信息的目的。图5A和5B中开关、电机和其它的配置与图4A和4B 中所示的相同。图5A示出了在正常运行期间的电机控制的例子，其被 配置为控制开关，以导通每一相开关之一，并断开每一相中的其它开 关。例如，在图5A中，导通了开关13、 15、和18，同时断开剩下的开 关。特别地，导通开关Sup、 Svp、禾卩Swn，同时断开剩下的开关。以这 种方式，电流在全部相上流动。
图5B示出了以电机控制的传统固定概念为基础，来形成用于电流 测量闭合环路的尝试，在其中导通每一相开关之一并断开每一相的其 它开关。在图5B中，当考虑方向时，就会保持下列各式成立ic = iw-iu和ib二iw —iv。艮卩，尽管显然ic + ib = 2iw - (iu+iv)，即iw = ic + ib保 持成立，但不可能找出iv和iu的数值。因此，基于传统固定概念的切换 操作不能平衡在各相流动的电流。自然地，也就不可能获得对电流检 测器之间偏差的校正，即，不可能获得对输出自电流检测器信息的校 正。
(第一实施例)
图6示出了根据本发明第一实施例的逆变器装置10。尽管该附图看起来类似于在相关技术中描述的图l，但其中的关键不同在于该配置包 括了电流检测器校正单元52，其用于对在原理图中解释的电流检测器 的不平衡执行校正。在该视图，附图标记50代表微型计算机，其被配
置为控制开关元件，即执行电机控制，并通常由半导体器件构成。此
外，尽管未在图6的逆变器装置的图解说明中示出，但该配置还是具有 其它的特征，例如为了执行在电流检测器之间偏差的校正而控制开关 元件的方法。以这种方式，第一实施例还可被理解为利用逆变器装置 IO的电机控制方法，或特别地作为一种电机的运行启动方法、作为配 置为控制开关元件的半导体器件的发明、以及作为用于控制逆变器装 置和半导体器件的控制程序的发明。
图6再次示出整个配置，这是由于示出整个配置对整体理解用于下 文描述运行的解释是有必要的。在该附图中，附图标记11代表PMSM。 附图标记Sup21、 Svp22、 Swp23、 Sun 24、 Svn25、和Swn 26代表开 关元件。例如，Sup21是位于U相(在该侧，元件的一端连接到直流电 源的阳极侧)上游侧的开关元件，并且Sim22是位于U相(在该侧，元 件的一端连接到直流电源的阴极侧)下游侧的开关元件。同时，附图 标记21、 23、和25还被称为上臂开关元件，并且附图标记22、 24、和 26还被称为下臂开关元件。例如，公知的MOSFET (金属氧化物半导体 场效应管)和IGBT (绝缘栅双极晶体管)被用作开关元件。如由图中 显而易见的是每相包括了两个开关元件。
如图6所示，每个开关元件通常并入了一个二极管。尽管没有示于 图中，但二极管可从外部提供。附图标记27代表用于波纹消除的电容。 大容量铝电解电容等可被用作电容27。电源28是直流电源。尽管附图 中电容27和电源28是从外部附连到逆变器装置10的，但它们当然也可 以替换地并入该逆变器装置中。
将继续图6的解释。附图标记31、 32、和33代表了分别配置为测量 U相、V相、和W相电流的分路阻抗元件。除了传统的分路电阻器，甚低值电阻元件(包括将诸如导线的金属体切割成预定形状而形成的元 件)可被用作这些分路电阻器元件，只要该元件在考虑了磁通量和电 流负荷的情况下具有合适的形状并由合适的材料制成。出于该原因， 这些元件被命名为分路阻抗元件，以与相关技术中描述的分路电阻器 相区分。
附图标记Amp—u34、 Amp一v 35、和Amp一w 36代表放大器，每个 放大器被分别配置为以获得在U相、V相、或W相的分路阻抗元件两端 之间的电压。例如，运算放大器被用作放大器。如下文所述，该放大 器也不需要很高的放大准确度。电流检测器由诸如分路阻抗元件的阻 抗检测装置和诸如配置为用于放大阻抗检测装置两端电压的放大器的 电压放大装置组成。例如，Ru31和Amp—u34共同组成了U相电流检测 器。电流检测器由点划线所围绕的区域30来指示。
如上所述，逆变器装置10包括用于电机控制的微型计算机50，或 者更特别地用于控制开关元件的微型计算机50。微型计算机50进一步 包括AD (模数)转换器51和作为本发明性能特征的电流检测器校正单 元52，其中AD转换器51被配置为将从电流检测器获得的模拟值转换为 数字数据。尽管在附图中AD转换器51被表示为单独一个块，但优选地 为每个放大器配备AD转换器。即，优选地在同一时刻接收来自电流检 测器的输出数据，并独立地执行数据的AD转换。换句话说，优选地实 现同步测量。因此，尽管并未在图6中示出，但在微型计算机50中提供 了3个AD转换器。对于电流检测器校正单元52这也是一样的。然而，当 AD转换器能以极高速度执行AD转换，从而执行可忽略采样时间延迟的 高速测量时，可以提供单独一个AD转换器。换句话说，如果AD转换器 可在其中流过两个分路电阻器的电流(振幅值)可被认为是彼此几乎 相等的时间宽度内执行测量，则可以提供仅仅一个AD转换器。此外， 微型计算机50包括将在图7中详细描述的电机控制器60和用于控制脉 冲宽度以执行脉宽调制控制的的PWM (脉宽调制)发生器53。此处， 当整个微型计算机50执行用于控制电机和逆变器装置的运行时，整个微型计算机50也可被广义地称为电机控制器或逆变器装置控制器。此
外，也可以将电流检测器校正单元52并入电机控制器60中，并进而组 成并入了电流检测器校正单元的电机控制器70。
通常，微型计算机50由单芯片半导体集成电路器件(在下文中简 称为LSI (大规模集成电路)或半导体器件)构成。自然地，也可以将 AD转换器51和PWM发生器53定位在微型计算机之外，并使用未示出 的、分立的AD转换器和分立的PWM发生器。此时，微型计算机仅仅包 括电流检测器校正单元52和电机控制器60。在这种情况下，根据本发 明的广义电机控制器至少包括微型计算机和PWM发生器。
图7示出了电机控制器60的配置例子。图7基于公知的矢量控制。 该附图类似于描述相关技术的图3。特别地，尽管本发明的性能特征并 未出现在图7中，但还是再次列出该附图，这是由于示出该附图对下文 中对本发明性能特征的解释是有必要的。因此，该附图将在此简略描 述。附图标记61和63代表了公知的坐标变换器。坐标变换器61接收每 一相电流值数据(例如iu')，该电流值数据(例如iu')是通过基于由 之后将描述的、电流检测器校正单元52获得的校正值来校正从AD转换 器51获得的电流值(例如iu)而获得的。附图标记62代表了公知的非相 关控制器。附图标记66代表了公知的位置和速度估计器，并且附图标 记67代表了公知的转矩控制器。附图标记68代表了公知的d轴指令值发 生器。附图标记64和65执行公知的PI(比例积分)控制。产生数值Vi^'、 Vv*'、和Vw^，作为控制相电压的指令值，并且该数值VW、 Vv*'、和 Vw^从坐标变换器63输出至PWM发生器53。此处，诸如VW的表达式 被用于描述考虑了接收每相电流值数据(例如iu')状态、即正常运行 状态的输入和输出，其中每相电流值数据(例如iu')通过校正获得自 AD转换器51的电流值(例如iu)而获得。无需多言，在根据包含在控 制器中的指定程序等来获得校正数据的阶段，执行获得校正数据的操 作。在图6中，用于控制每相电压的指令值被指示为VW、 Vv*、禾口Vw、 就如同用于描述相关技术的图l中的情况一样。使用与上文所述正常运行状态中使用的那些参考码不同的参考码是出于下面的原因。具体而 言，在示于图6的全部方框图中，装置还可以执行下文描述的用于校正 的测量。因此，改变参考码仅仅用于指出输出用于控制每相电压的 一般指令值。另一方面，图7意图在优先清楚地解释正常运行的实际状 态中的情况。现在，将进一步详细描述本发明第一实施例的性能特征、装置和 方法。图8示出了流程图，其处在使用本发明来执行校正测量的情况下和 执行正常运行测量的情况下。当在下文中详细解释每个步骤时，该流 程图将被再次使用，以适于比较的目的。然而，将在此进行总体框架描述作为开始。参考流程图中的具体操作，诸如微型计算机50中的电 机控制器60的单元以坐标形式输出指令和命令。此外，用于发出指令 和命令的程序通常被安装在微型计算机50中。然而，可以通过任何可 能的方式准备分离的程序，以允许微型计算机50读取该程序，并在读 取程序后操作微型计算机50。首先，进行询问，以知晓测量是否意在进行校正(S01)。如果测 量意在进行校正，则开始校正程序(S10)。然后，引进测量电流(Sll)。 当测量电流达到特定预设水平或当建立了测量电流维持(S12)(见图 9)时，开始测量(S13)。通常，由微型计算机50的电机控制器60等的未示出部分准备启动 准备程序。该程序被配置为在电机正常运行开始前，即在刚刚将功 率供给到逆变器10和电机11的时刻，做出关于是否进行用于校正的测 量的请求，并且如果意在进行用于校正的测量(在S01中为是)，则开 始校正程序。解释回到图8中的S13，在测量的同时执行开关元件控制，即建立每个开关元件的ON和OFF值，并接着开始测量。在设定过程中，也可 以根据将在下文描述的PMW控制来确定开关元件部分ON和OFF的时 间段。简言之，执行该测量用于获得示于图4B中的数据。当预定时间 段测量完成时(S14中为是)，获得用于相的校正值。这些值在将在下 文描述的增益计算过程中获得，然后建立相增益。
当无意用于校正的测量时，即当测量是意在用于正常运行(S01 中为否)时，通过使用这些增益值校正来自示于图6中的AD转换器51 的电流值(S30)，并将该电流值定义为将要输入给电机控制器60的电 流值。基于这些电流值控制电机。特别地，这一系列描述于图8中的控 制过程也作为微型计算机50中每个单元的控制程序来执行。即，本发 明的性能特征也可作为用于控制逆变器装置的微型计算机50或程序存 储介质上的程序来执行。出于这种观点，本发明也可被理解为三相电 机的启动运行方法，其在该三相电机包含电流检测器和开关元件的情 况下，配备有校正来自电流检测器信息的功能，其中所述的电流检测 器具有分路阻抗元件并被提供在三相中的至少两相上。
用于图8中S12和S13的电路图、测量电流的时序样式图、控制框图 等将参考图9-图13进行详细描述。图8中的S12和S13是用于维持测量电 流并然后执行测量的步骤，其组成了本发明的特征之一。
图9是在测量和后续正常控制之前的测量电流的模式图。当如图8 中所示(S10)，开始用于校正的程序时，启动测量电流(S11)。如 图9所示，在测量电流的开始阶段S1，电流以缓慢上升曲线的形式增加 到预设值。该预设电流优选被设定为驱动电机的额定电流。在测量阶 段S2，测量诸如分路阻抗元件的电流检测器之间的不平衡。此处，微 型计算机50通常由程序预设，以使得在逆变器装置和电机电源被导通 以启动电机之后随即启动用于校正的程序。当然，也可以通过手动或 通过使用从外部输入的指令，以开始用于校正的程序。在计算阶段S3，通过使用对电流检测器之间不平衡的测量结果， 计算电流检测值的校正增益。示于图9中的模式是指令值模式，并且电 流的实际跟踪性能并不会影响测量准确度。注意到图9仅仅示出了一个 例子，并且本发明可通过任何一种电流模式获得。接下来该过程进行 到获得校正增益之后的正常控制阶段S4。用于这些阶段的具体装置将 在下文中描述。在附图中，在整个测量阶段S2中，电流值看起来是常 数。然而，允许有轻微的数值波动。即，电流值可形成曲线而不是直 线，并且轻微的增加或下降或偏差都不会造成太大的影响。尽管其基 于控制的目标，但优选的是将这种波动规范在一定范围内。图10是当执行测量时测量电流的控制框图，该测量用于通过应用 本发明来获得校正值(图8中的S12)。这是在示于图6中的微型计算机 50的控制器60中未示出的控制块的视图。该控制块被配置为在电机开 始正常运行前启动。即，执行PI控制(比例积分控制)，以控制测量电 流的模式。通过并入微型计算机50中的控制程序等来执行控制。图ll示出了测量电流维持(图8中的S12)的电路图例子，其也被 看作是执行用于通过施加本发明来获得校正值的测量的准备阶段(图8 中的S13)。此外，图12是示出了开关元件控制的视图以及图13是处于 测量时刻的电路图。注意到出于解释说明的目的，图11和图13从图6中 提取了主要部分。在操作示于图6中的电机控制器之前，根据这些电路 图(图11和图13)等来测量诸如分路阻抗元件的电流检测器之间的不 平衡。这些视图的细节将在下文中描述。图11是相应于图4A的视图。艮P， 图11是对应于附图中图4A的视图，其通过PWM控制U相开关元件Sup 和Sun导通和断开。同时，V相开关元件Svp23和Svn24均被断开。艮P ， 一个相的上开关元件和下开关元件都被断开。W相的开关元件Swp25被 断开，而W相的开关元件Swn26被导通。即其它相的上开关元件被断开， 而其它相的下开关元件被导通。以实线指示的电流通路代表了当在PWM控制时开关元件Sup导通、且开关元件Sim断开时的视图。
为了更加精确，在示于图ll的通路例子中，通过将用于逆变器装 置U相的指令值与示于图12的三角波比较，来执行U相开关元件的通/ 断控制。
在这种情况下，例如在三角波的峰处(图12中的T点)，用于开关 元件Sim 22的控制信号Un是导通，其不同于示于图1 l例子中的情况。 此时，开关元件Sup 21响应于控制信号Up而被断开。注意到这些控制 信号被从PWM控制器11发送到各开关元件。此时的电流通路示于图13 中。图13相应于图4B。在此时序中，当实质上在同一时刻执行电流采 样时，可以检测到包括分路阻抗元件、运算放大器等的电流检测器之 间的偏差。也就是说，对在分路阻抗元件上流动的电流的测量在同一 采样时刻被执行。使用描述语"实质上在同一时刻"的原因在于在 采样速度极高的情况下，大概可以做出这样的判断，即，即使时刻并 不精确相同，但流动电流具有几乎相等振幅并且不至于引起实际问题。 这些测量操作将如下进行总结。所有第一相的开关元件都被断开。连 接到第二相电机驱动电源阳极侧的开关元件Sup 21被导通和断开。同 时，连接到第三相电机驱动电源阳极侧的开关元件被断开，并且连接 到第三相电机驱动电源阴极侧的开关元件被导通。最终，可以认为 电流被施加到第二和第三相，并且测量每相分路阻抗元件两端间的电 压。还可以认为开关元件Sup21被导通和断开，而第一和第三相的开
关元件被固定到特定状态。
换句话说，如果根据上文描述的测量操作来执行电流采样，在两 个分路阻抗元件上流过的电流的振幅值是相同的，正如上文关于原理 图所述的那样。因此，假如包括分路阻抗元件、运算放大器等的电流 检测器具有相同的性能，即电流检测器不会具有本质的偏差，则被检
测的U相电流(Iu)和W相电流(Iw)的振幅在理论上是相同的。相反 地，如果被检测电流的振幅值不同，则可以根据振幅值之间的比例来判断电流检测器具有不同的性能。例如，假定U相电流(III)被检测为10 A (安培)并且W相电流(Iw)被检测为10.5A (安培)，则如果U 相电流检测器准确，流过实线的电流值(振幅值)则等于IO A，或如 果W相电流检测器准确，则其为10.5A。在专利文件l-3中公开的相关技术以获得电流检测器每相的更高 准确度和更高精度为目的。同时，专利文件4被配置为获得每相的数值 并使用其平均值执行校正。相反，该实施例基于这样的假设不确定哪个电流检测器准确， 或者更准确地说，任何电流检测器的准确性并不是问题所在。换句话 说，在该点处并不准确地知晓在实线上流动的电流值的安培数(与电 流方向无关的瞬时值，即振幅)。然而，电流值理论上应当相同。因 此，如果U相电流检测器的性能暂定为IO，则显而易见的是W相的电流 检测器的相对性能为10.5。因此，为了校正电流检测器之间的偏差，仅 仅需要平衡U相和W相电流检测器的性能。特别地，当U相被设定为1 时，\￥相将被调整1/1.05= 0.952。例如，当U相的数值被定义为参考值 (1)，仅仅需要让W相的电流检测值乘以0.952，而无需改变U相的电 流检测值。这是基于具体例子对本发明原理的解释。在前述解释的上 下文中，也可以认为检测值是基于分路阻抗元件上产生的电压，而从 电流检测器获得的信息，或来自电流检测器的输出信息。在三分路检测方法中，需要不仅测量如上所述的U相和W相之间的 偏差，而且还要类似地测量U和V相偏差。在这种情况下，逆变器的W 相被断开，而逆变器V相的上臂导通且其下臂断开。同时，如前文参考 图11-图13所描述的，U相可被进行PWM控制。以这种方式，能够获得 类似于参考图4B描述的必要数据。获得数据的具体方法将在下文描述。在测量时间段中，为了降低测量误差，电流被正好测量预定的次 数(n)(图8流程图中的S13)。然后，被测量的电流如下面公式所示而被相加。实际的测量电流是波动的。因此，数目n被设定为复数次， 并且增加次数的数值(数值n)，以使得可忽略诸如由于AD转换器量化 误差的影响。即，通过利用测量时间的关系式，测量的数目也可被定 义为预定时间段(持续时间)。同时，为将测量的电流相加，可如下 式1和2所示简单将瞬时值相叠加。替代地，也可以是基于采样时间的 积分模拟数据的方法，然后将获得的值相加。Iu—sum = Iu_l + Iu—2 +…，Iu—n (式 1) Iw—sum = Iw—1 + Iw—2 +…,Iw—n (式2)接下来，将参考从图8流程图中的S14开始的步骤及参考图9，来描 述计算校正值的过程，即增益计算过程。在示于图9中的计算阶段，首 先获得被测量电流的平均值(图8中的S14)。注意到下文所示公式的 组合代表的仅仅是一个例子。此处，对于基于U相的两个通路执行测量。 即，数值Iu—ave—uv代表与U相和V相之间的测量相对应的通路l。同时， 数值Iu—ave—uw代表与U相和W相之间的测量相对应的通路2。Iu_ave_uv = Iu—sum_uv / n (式3) (U和V之间的测量)Iu_ave_uw = Iu—sum_uw / n (式4) (U和W之间的测量) Iv—ave画-画Iv—sum / n (式5)Iw—ave = Iw—sum / n (式6)接下来，将描述用于获得每相增益值G的过程。此处，增益值G用 作校正基于U相的电路检测器之间偏差的比例，例如三个分路阻抗元 件。换句话说，这是用于获得增益值G的过程，该增益值G构成在包括 每相的放大器电流检测器之间偏差的比例。公式7-9是基于U相标准化 计算过程中的公式，所述过程即，在这种情况下将从U相电流检测器 直接获得的数值(G31)校准为等于l的增益。使用公式8计算得到数值 G32，以及使用公式9计算得到数值G33:G31 = 1.0 (式7)G32 = Iv—ave / Iu—ave—uv (式8) G33 = Iw—ave / Iu—ave—uw (式9)接下来，在将U相的增益值暂定为1的同时，计算和标准化其它相 的增益值。然后，通过比较标准化的数值来获得增益值。该过程包括 下列程序。首先，计算三相增益值的平均值G—ave = (G3, + G32 + G33) / 3 (式10)接下来，通过如示于下文公式11-公式13中地执行计算，以获得各 相的增益值。B卩，通过公式11来计算U相增益值，通过公式12来计算V 相增益值，以及通过公式13来计算W相增益值G—u = G_ave / G31 (式11)G—v = G—ave / G32 (式12)G_w = G—ave / G33 (式13)从而，示于图8的S17中的增益计算完成。其后，使用这些数值在 S18中执行增益设定，藉此在S19中完成校正程序。此处，增益设定的具体例子被存储在未示出的存储单元中，该存储单元例如包含在电流 检测器校正单元52中的存储器。然后，如图8的S30中所示，所得的增 益值被定义为增益校正值。在正常运行中，如图14所示，来自AD转换 器的电流数据Iu和其它数值都被乘以这些增益值(G—u等)，从而获得 将被输入到电机控制器的被校正的电流数据。此处，附图标记70被理 解为并入有电流检测器校正单元的电机控制器。注意到电流检测器校 正单元52并不必须被定位在微型计算机50之内的特定位置处。此外， 还可以认为存储增益值的位置构成电流检测器校正单元52的一部分。 无需多言，还可以将增益值存储在微型计算机50的其它位置处。此处， 在这里所述的增益值和增益校正值也可以广义地被看作是用于校正由 电流检测器所获得的信息的校正值。此外，控制器60所需要的校正值 也可被看作是用于基于各分路阻抗元件所生成的电压，平衡来自电 流检测器的输出值的数值。(关于增益设定的第一实施例的改进例子) 在增益设定过程(S18)中已进行了描述增益值被存储在电流检 测器校正单元52中。然而，实际上，控制器可以包括各种各样的改进 形式，包括如图6中所示的并入电流检测器校正单元的电机控制器70，被并入存储装置的、且位于微型计算机50的LSI之内的、具有嵌入式程 序形式的程序，通过从外部获得程序的微型计算机50来进行的操作， 等等。在图6中的图解说明仅仅意在简单地解释第一实施例。因此，广 义而言，还可以认为将增益保持在组成开关元件控制器的微型计算机 50的存储器中。(关于增益值的另一个改进例子) 如上所述，为了基于非均匀的三相的平均值对每相进行校正，需 要事先获得该平均值。仅仅从消除偏差的观点，例如，还可以如基于U 相的公式14-16—样直接计算每相的增益，而无需使用公式IO。换句话 说，只要意在平衡电流检测器的检测性能，任何数值都可被定义为基 准。然而，从实际观点出发，关于增强包括如下文所述的误差管理和 误差检测的数据控制的可靠性的管理，优选的是基于三相的平均值来 计算每相的增益值。G—u=1.0 G—v = 1.0 / G32 G—w= 1.0/G33(式14) (式15) (式16)此处，由公式14-16计算的增益值将被称为直接计算增益值，以与 那些通过公式11-13计算的增益值的数值相区别。在实际控制中，可以 通过使用这些数值中的任何集合来获得控制。因此，无需多言，在本 发明权利要求中所引用的增益值可以是由公式11-13计算的增益值集合和直接计算增益值集合中的任意增益值。此外，增益值可以是使用其 它公式计算的数值的另一集合，其中所述的其它公式被设计以解决执行类似计算的相位之间的偏差。
在正常运行，即正常控制的情况下，图8流程图中的S01的结果为
否，并且在S30中获得增益校正值。特别地，在图9的正常控制阶段S4 中，通过乘以增益值来如图ll所示执行电机控制，所述增益值用于校 正诸如分路阻抗元件的电流检测器。然后，自AD转换器接收的电流检 测数值Iu、 Iv、和Iw被乘以增益值，以获得增益校正后的电流检测值I'u、 IV、和I'w。这些值被用于正常控制。在图8中S30所示的增益校正值获 取简略地描述了这样的过程将接收自AD转换器51的每相电流检测值 乘以相应的校正值，并因此获得增益校正后的电流检测值。g卩，图8中 的S30代表获得增益校正后电流的过程。此处，在如图7所示的电机正 常控制中，电机控制器基于通过从AD转换器51所获得的电流值(诸如 图6中的iu)分别乘以这些增益值而获得的数值(例如图6中的iu')来控 制电机。
(第二实施例)
上文通过以三分路检测方法作为例子，已详细描述了本发明。现 在，将参考图15来简略描述两分路检测方法。示于图15中的逆变器装 置80包括配备有仅仅两个放大器的电流检测器38。即，与图6的第一实 施例的主要区别在于缺少V相放大器。尽管阻抗元件42被提供在电流检 测器38中，但这是与第一实施例的另一个区别，这是因为阻抗元件42 并非是作为电流检测器的分路阻抗元件，而是意在保持各相之间的平 衡的阻抗元件，其通过相对于U相和W相来尽可能地平衡压降以保持各 相之间的平衡。此处，也可以省略阻抗元件42。其它特征都类似于第 一实施例，因此在图15中的进一步描述将被省略。此外，在两分路检 测方法中，应用了表达为iu+iv+iw^的三相电流公知关系。因此，当检 测到两相的电流值时，可以通过计算的方式来确定剩余相的电流值。 例如，当仅仅U相和W相的每个被配备有分路阻抗元件时，公知地， V相的数值可被定义为iv = -(iu+iw)，即被定义为在考虑了其方向的情 况下(即考虑了正和负码的瞬时值)的、U相和W相瞬时电流值之和的负值。
在这种情况下，偏差的校正如下执行。例如，将测量电流施加到 U相和W相，并通过使用第一实施例中描述的方法执行测量n次。在这 种情况下，在执行n次测量后，U相和W相的被检测电流之和通过公式
20和21来表达
Iu—sum = Iu—1 + Iu—2 +…,Iu—n (式 20)
Iw—sum = Iw—1 + Iw—2 +…，Iw—n(式 21)
因此，每相的电流平均值被分别以公式22和23来表达
Iu_ave = Iu一sum / n (式22)
Iw—ave = Iw—sum / n (式23)
从平衡例如两个分路阻抗元件的电流检测器的误差平均值的角
度，导出了公式24:
G—ave = (Iu—ave + Iw—ave) / 2 (式24)
因此，如公式25和26，分别推出了U相电流检测器的增益值和W 相电流检测器的增益值
G—u —画G—ave / Iu_ave (式25)
G—w =G—ave / Iw—ave (式26)
因此，在校正后的电流如下计算
Iu' = G_u X Iu (式27)
Iw'= G—w X Iw (式28)
此处，公知地，Iv' = -(111'+1力成立。因此，不需要直接检测V相 的电流值。将通过公式27和28计算的数值带入上式就可以计算出V相 的电流值。
(第三实施例)
第一实施例和第二实施例已描述了使用PWM方法以获得如图4B所示测量电路的例子。然而，并不总是必须使用PWM方法。也可以应 用如下所述使用单脉冲的方法。
图16示出了使用单脉冲方法。简而言之，用于控制开关元件Sup21 和Sim 22的装置不同于第一实施例。其它特征与第一实施例类似。因此， 仅仅在下文中详细描述不同的特征，以避免重复的解释。特别地，相 应于图4A的方法示于图11，而对应于图4B的方法示于图13。此外，示 出了对开关元件Sup21和Sun 22的控制的图12被图15替代。
现在，将详细描述该控制方法。首先，通过施加示于图16的导通 信号，开关元件Sup21被导通一段预定的时间段。接下来，在断开开关 元件Sup 21之后，通过施加未示出的控制信号而将开关元件Sun 22导 通。此后，测量如图16所示流动的电流。其它特征类似于第一实施例， 因此将省略描述。此处， 一定可以施加描述于第二实施例中的两分路 检测方法。
以这种方式，代替使用准确的分路阻抗元件，可以使用低价分路 阻抗元件，例如具有一定误差的分路阻抗元件，或在极端的情况下， 分路阻抗元件由导线或电阻丝组成，只要这种阻抗元件满足电流负荷 需要而不会引起显著的磁感应。此外，也不总是必须使用高准确度运 算放大器。运算放大器仅仅需要具有基本相同的温度系数。而且还可 以的是通过在电机运行时周期性地获得校正值，以允许温度系数的 数值上存在一定的偏差或变化。
当参考值被定义为l时，增益值一般最大仅仅有百分之几十的偏 差。如果诸如分路阻抗元件的电流检测器的校正值(增益值)太大， 则可以推测出现电机事故、连接问题、逆变器故障、电流检测电路 不正常等等。因此，还可以使用用于故障诊断的校正值(增益值)。
换句话说，可以预想到，在未连接、损蚀、在特定区域的非正常升温 等的情况下增益值会大范围波动。因此，通过对逆变器装置提供下述功能，可以获得高准确度和高可靠性的且并不昂贵的管理，所述功能 为在特定范围内管理增益值，并在例如增益值超过该范围时，发出 警报或停止装置。
此外，在例如使用该逆变器装置的制冷机及空调机或压縮机驱动 的情况下，通过显示或输出校正值，诸如增益值和用于计算增益值的 相位的平均值，可以观测到电机性能随时间的改变。以这种方式，还 具有获得装置高可靠性管理的效果。
具有如下所述的更多效果。首先，当本发明被应用到永磁体同步 电机时，可以通过使用测量电流来对齐转子的位置。在无传感器驱动 的情况下，具有平滑启动的效果。
将参考图17来描述效果。图17是示意图，其基于下述假设在测 量U相和W相的阻抗时，正向电流以U相流动，而具有同样振幅的负向 电流以W相流动。如示于图中的，沿着V相线圈的方向产生了磁场，由 此转子固定在V相线圈的方向上。即，在正常运行之前，转子被固定在 特定位置处。
该配置的特定效果如下。典型的电机控制系统能够通过使用转子 位置传感器来测量转子的位置，进而获得平滑启动。然而还具有一种 被称为无位置传感器控制的技术，其不使用位置传感器，这是由于例 如在压縮机的情况下没有用于装配位置传感器的空间或由于位置传感 器的高价位。在无位置传感器控制中，通过使用电机旋转时产生的速 率电动势来估计位置。因此，除非提供任意对抗，否则不能估计出在 电机停止时的位置。本发明的每个实施例都能解决该问题。
艮卩，在本发明任何实施例的情况下，可以通过利用在正常运行前 的校正阶段的测量电流，而确定转子的位置。结果，具有了以下显著 的效果可以通过在假定转子处于该位置(例如，V相线圈)的同时启动，而获得平滑启动。
另一个效果是在大规模生产过程中，不需要在检测阶段调整每 个逆变器装置的电流检测器数值。因此，可省略检测过程。
实施例描述了这样的方法在每次功率被供给到逆变器装置后， 获得电流检测器的校正值。然而，本发明并不限于这种配置。可替代 地，例如可以在出货前的开始时仅仅获得一次校正值。然后，这些校
正值被存储在不同于DRAM (动态随机存取存储器)的非易失性存储 器中，以使得逆变器装置能在正常运行期间通过施加校正值而运行逆 变器装置。即使在这种情况下，也可以在经过预定时间段后，获得用
于电流检测器的校正值。在该情况下，可以选择这样一种测量，其中 例如，从逆变器装置外部的未示出的器件输入指令，然后一旦接收到 该指令，逆变器装置就获得校正值。
尽管上文已结合本发明的多个优选实施例对本发明进行了描述， 但本领域技术人员应当理解，提供这些实施例仅仅是为图例说明本发 明，并且不应依赖这些实施例而以限定意义来解释所附的权利要求。
权利要求
1. 一种运行三相电机的逆变器装置，包括开关元件，控制馈送至所述三相电机的每一相的功率；电流检测器，每个所述电流检测器具有分路阻抗元件，并被提供在所述三相的至少两相上；以及控制器，控制所述开关元件，其中，所述控制器控制所述开关元件，以使得所述三相中的一相为非导电的，并将电流供给到每个都包括所述电流检测器的所述两相；并且基于从所述电流检测器获得的信息来计算校正值。
2. 如权利要求l所述的逆变器装置，其中，每个所述相包括所述开关元件中的两个，以及 当所述控制器基于从所述电流检测器获得的所述信息计算所述校 正值时，所述控制器通过将第一相的所述开关元件全部断开、将第二 相的与电机驱动电源的阳极侧相连接的所述开关元件导通和断开、将 第三相的与所述电机驱动电源的所述阳极侧相连接的所述开关元件断 开以及将所述第三相的与所述电机驱动电源的阴极侧相连接的所述开 关元件导通，来将所述电流供给到所述第二和第三相，以及测量每个 所述分路阻抗元件的两端之间的电压。
3. 如权利要求l所述的逆变器装置，其中，所述控制器在所述三相电机正常运行期间基于所述校正值 进行用于控制所述三相电机所需的计算。
4. 如权利要求l所述的逆变器装置，其中，基于在所述各个分路阻抗元件上产生的电压，从所述电流 检测器输出从所述电流检测器获得的所述信息，以及通过所述控制器计算的所述校正值是基于在所述相应的分路阻抗 元件上产生的所述电压而建立的增益值，其用于平衡来自每个所述电流检测器的输出值。
5. 如权利要求4所述的逆变器装置，其中，所述控制器进一步包括被配置为存储所述增益值的存储单 元，以及在所述三相电机正常运行期间，所述控制器通过将来自每个所述 电流检测器的所述输出值乘以所述增益值来识别所述三相电机的相电 流，以及基于所述识别的相电流来进行用于控制所述开关元件的计算 过程，以及由此获得用于每个所述开关元件的控制信号。
6. 如权利要求1所述的逆变器装置，其中，当基于从所述电流检测器获得的所述信息得到所述校正值 时，所述控制器将具有相同振幅的电流供给到所述两相。
7. 如权利要求5所述的逆变器装置，其中，所述控制器基于所述增益值来指示所述三相电机执行警报 的输出，所述警报的显示，以及紧急停止过程中的至少任意一个。
8. —种用于逆变器装置的半导体器件，所述逆变器装置用于运行 三相电机，所述半导体器件包括控制器，其被配置为控制开关元件，其中所述逆变器装置包括 开关元件，控制所述三相电机的每一相的电功率分配；以及电流检测器，每个所述电流检测器具有分路阻抗元件并被提供在 所述三相当中的至少两相上，其中，所述控制器控制所述开关元件， 以使得所述三相中的一相为非导电的，并将电流供给到每个都包括所述电流检测器的所述两相；并且基于从所述电流检测器获得的信息来 计算校正值。
9. 如权利要求8所述的半导体器件，其中，当所述控制器基于从所述电流检测器获得的所述信息计算所述校正值时，所述控制器通过将第一相的所述开关元件全部断开、 将第二相的与电机驱动电源的阳极侧相连接的所述开关元件导通和断 开、将第三相的与所述电机驱动电源的所述阳极侧相连接的所述开关 元件断开以及将所述第三相的与所述电机驱动电源的阴极侧相连接的 所述开关元件导通，来将所述电流供给到所述第二和第三相，以及测 量每个所述分路阻抗元件的两端之间的电压。
10. 如权利要求8所述的半导体器件，其中，所述控制器在所述三相电机正常运行期间基于所述校正值 进行用于控制所述三相电机所需的计算。
11. 如权利要求8所述的半导体器件，其中，从所述电流检测器获得的所述信息是基于在所述各个分路 阻抗元件上产生的电压的、来自所述电流检测器的输出信息，以及通过所述控制器计算的所述校正值是基于在所述相应的分路阻抗 元件上产生的所述电压而建立的增益值，其用于平衡来自每个所述电 流检测器的输出值。
12. —种启动三相电机的运行的方法，具有三相电机的电流检测器的信息校正功能，所述三相电机配备有所述电流检测器和开关元件， 每个所述电流检测器具有分路阻抗元件并被提供在所述三相的至少两 相上，所述方法包括-在所述三相电机正常运行之前，供给用于对来自每个所述电流检测器的输出进行校正的测量电流；在供给所述测量电流之后，通过向所述三相电机中的、每个都配 备有所述电流检测器的所述两相供给电流，同时停止向所述剩余的相 供给所述电流，来从所述两相的所述电流检测器获得信息； 基于所述获得的信息计算校正值；以及 基于所述校正值，使所述三相电机进行正常运行。
13.如权利要求12所述的启动三相电机的运行的方法，其中，从所述电流检测器获得的所述信息是基于在所述各个分路阻抗元件上产生的电压的、来自所述电流检测器的输出信息，以及 所述计算校正值是计算增益值，该增益值用于平衡来自每个所述电流检测器的所述信息的值。
14.如权利要求12所述的启动三相电机的运行的方法，其中，所述使所述三相电机进行正常运行是通过使所述校正值与所述电流检测器的检测值相乘来运行所述三相电机，其中在电流被 供给到所述三相电机的每一相的正常运行状态下获得所述电流检测器 的检测值。
全文摘要
图4A和4B是原理图，其用于校正本发明的逆变器装置中的三相电机19的电流检测器间的偏差，该逆变器装置包括双向开关元件13-18。图4C示出了图4A和图4B情况下的开关的导通和断开状态，在其中，1和0分别代表导通和断开状态。通过控制开关而交替重复示于图4A和4B中的状态，从而在示于图4B的状态下获得用于校正电流检测器之间偏差的测量。具体而言，在图4B中，具有相同振幅的电流在U相和V相上流动。因此，测量数据的差别代表电流检测器性能的差别。在正常使用的状态下，通过基于测量数据来校正被检测的电流值，以运行逆变器装置。
文档编号H02M7/48GK101295937SQ20081009239
公开日2008年10月29日 申请日期2008年4月28日 优先权日2007年4月26日
发明者林洋一, 福本哲哉 申请人:恩益禧电子股份有限公司