专利名称：Ac-dc变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及将交流变换为直流来输出的AC-DC变换器，尤其涉及^f吏输出 峰值功率时的输入电流降低的技术。
背景技术：
图7是表示现有AC-DC变换器的结构的图。AC-DC变换器具有由二极 管桥构成的整流器DB、有源型功率因数改善电路(PFC) 11、输入电容器Cin 以及DC-DC变换器(D/D) 12。现有的AC-DC变换器如下这样进行动作。
即，整流器DB对从工业电源AC供给的AC85 -265V进行全波整流，然 后输出至功率因数改善电路11。功率因数改善电路ll， 一般若是全世界通用 的，则将整流器DB的输出电压升压至DC380V。由此，与功率因数改善电路 11的输出相连的DC-DC变换器12的输入电容器Cin的电压Vc成为DC380V。 同时，功率因数改善电路11使输入电流波形随动于输入电压波形来改善功率 因数。
DC-DC变换器12输入从功率因数改善电路11经由输入电容器Cin送来 的直流电压Vc,将其变换为其它直流电压。将通过DC-DC变换器12变换而 得到的直流电压作为输出电压Vo，从输出端子+ Tout以及-Tout提供给负载 (未图示)。
在上述现有的AC-DC变换器中，假定功率因数改善电路11的变换效率为 95 % 、 DC-DC变换器12的变换效率为卯％ ,则AC-DC变换器的整体的变换 效率为85.5%。可以从工业电源AC的一般插座取出的最大电流值是15A,因 此，为了将来自工业电源AC的输入电流抑制到15A以下，需要使输入AC 100V 时的最大输出功率在"lOOVx 15Ax85.5% = 1282.5W"以下。即，现有的 AC-DC变换器无法应对消耗超过1282.5W的功率的设备。
例如，近年的高速打印机在打印时消耗较大功率，该消耗功率随着打印速 度增高而变大。在这种高速打印机用的电源中，为了实现更高速的打印，而改
善变换效率，进行了可以输出尽可能大的功率的尝试。
然而，变换效率的改善也存在限度，使可以取出的功率增大也达到了饱和 状态。因此，为了打印机的进一步高速化，需要专用的工业插座的设置和从两
个系统的工业电力线取出电力的设备，存在工时增加、并且AC-DC变换器变
昂贵的问题。
专利文献1美国专利第5960207号
发明内容
本发明的目的是，提供可以从工业电源的一般插座取得电力，并且可以应
对更高的峰值功率的廉价的AC-DC变换器。
为了解决上述问题，第一方式的发明的特征在于，具备对从交流电源供 给的交流进行整流的整流器；与整流器的输出侧相连，改善功率因数并且将功 率或电流限制为预定值来输出的功率因数改善电路；将从功率因数改善电路输 出的电压变换为其它电压的DC-DC变换器；积蓄能量的电容器；以及一个输 入输出端子与功率因数改善电路的输出侧相连，另一个输入输出端子与电容器 相连，双向地进行电力变换的双向DC-DC变换器。
另外，第二方式的发明的特征在于，在第一方式的发明中，功率因数改善 电路具有输出电压检测电路，其检测输出电压，通过使该检测结果从峰值负荷 时延迟规定时间进行反馈控制，来控制输出电压。
另外，第三方式的发明的特征在于，在第二方式的发明中，DC-DC变换 器具有高速响应输出电压检测电路，其检测比通过输出电压检测电路所检测出 的输出电压高规定值的输出电压，根据该检测结果进行反馈控制，由此控制输 出电压。
另外，第四方式的发明的特征在于，在第三方式的发明中，通过输出电压 检测电路所检测出的电压值最低，使该输出电压检测电路的检测结果从峰值负 荷时延迟规定时间进行反馈控制，通过高速响应输出电压检测电路检测出的电 压值比通过输出电压检测电路检测出的电压值高，根据该高速响应输出电压检 测电路的检测结果，比输出电压检测电路中的延迟更早地进行反馈控制。
另外，第五方式的发明的特征在于，在第一至第四的任意一种方式的发明 中，具备连接在功率因数改善电路与DC-DC变换器之间的电容器。
根据第 一方式的发明，功率因数改善电路将功率或电流限制为预定值后送
给DC-DC变换器，因此限制来自工业电源的一般插座的输入电流，并且可以 将电容器中积蓄的能量经由双向DC-DC变换器施加在来自功率因数改善电路 的输出电压上，然后送至DC-DC变换器，因此可以提供能够应对更高峰值功 率的廉价的AC-DC变换器。
另外，根据第二方式的发明，功率因数改善电路检测输出电压，使该检测 结果从峰值负荷时延迟规定时间进行反馈控制，由此控制输出电压，因此在规 定时间的峰值负荷时可以限制来自工业电源的 一般插座的输入电流，可以从积 蓄在电容器中的能量向负载提供峰值负荷时不足的功率。
另夕卜，根据第三和第四方式的发明，功率因数改善电路具有高速响应输出 电压检测电路，检测比通过输出电压检测电路检测出的电压高规定值的电压， 因此可以防止由于负荷的突变而发生的超调(overshot )。
图1是表示本发明的实施例1的AC-DC变换器的结构的图。
图2是表示在本发明的实施例1的AC-DC变换器中使用的功率因数改善
电路的详细结构的电路图。
图3是表示本发明的实施例2的AC-DC变换器的结构的图。 图4是表示本发明的实施例3的AC-DC变换器的结构的图。 图5是表示在本发明的实施例4的AC-DC变换器中使用的功率因数改善
电路的详细结构的电路图。
图6是表示在本发明的实施例5的AC-DC变换器中使用的功率因数改善
电路的详细结构的电路图。
图7是用于说明现有的AC-DC变换器的图。 符号说明
AC工业电源；DB整流器；lla、 llb、 11c功率因数改善电路；12 DC-DC 变换器；13、 13a双向DC-DC变换器；Cin输入电容器；Co输出电容器； Cec平滑电容器；EDLC双电层电容器；+Tout、 - Tout输出端子
具体实施例方式
以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。 (实施例1 )
图1是表示本发明的实施例1的AC-DC变换器的结构的图。此外，对于 与图7所示的现有AC-DC变换器的结构要素相同的结构要素，赋予与图7所 示符号相同的符号并省略说明。
本发明的实施例1的AC-DC变换器，在图7所示的现有的AC-DC变换 器中追加了双向DC-DC变换器13、平滑电容器Cec以及双电层电容器EDLC, 并且代替现有的AC-DC变换器的功率因数改善电路11，而使用了功率因数改 善电路lla。
双向DC-DC变换器13的一个输入输出端子(第1输入输出端子)，连接
变换器12的输入端子间)。在双向DC-DC变换器13的另一个输入输出端子 (第2输入输出端子)上并列地连接了平滑电容器Cec以及双电层电容器 EDLC。根据所要求的耐压，将多个(例如8个)单体(cell)串联来构成双电 层电容器EDLC。
双向DC-DC变换器13具有与规定的电压变换比相对应的双向电力变换功 能。即，双向DC-DC变换器13,当第l输入输出端子的电压比考虑了规定的 电压变换比的第2输入输出端子的电压高时，将提供给第l输入输出端子的电 压Vc变换为电压Ve，从第2输入输出端子进行输出。由此，对平滑电容器 Cec和双电层电容器EDLC充电。
另一方面，双向DC-DC变换器13,当第1输入输出端子的电压比考虑了 规定的电压变换比的第2输入输出端子的电压低时，对从第2输入输出端子上 连接的双电层电容器EDLC提供的电压Ve进行变换，从第l输入输出端子进 行输出。由此，在从功率因数改善电路lla输出的电压上加上从双向DC-DC 变换器13的第1输入输出端子输出的电压，作为电压Vc提供给DC-DC变换 器12。
功率因数改善电路lla将输出电流限制为预定值(输出限制电流值Is)来 输出。图2是表示功率因数改善电路lla的详细结构的电路图。功率因数改善 电路lla是临界模式的功率因数改善电路。通过整流器DB进行全波整流而得 到的电压的正弦波成分，通过电阻Rl和电阻R2被检测出来，送往乘法器MPY
的一个输入端子。电容器Cl是噪声滤波器(noise filter), 二极管D2是旁路 二极管(by - pass diode )。
在初始状态下，将触发器(flip-flop) FF置位，接通开关元件Q1。由此， 从整流器DB经由电抗器(reactor) LI的1次线圈Nl、开关元件Ql以及电 阻R5流过电流。此时，在电抗器L1中积蓄了能量。输出电压Vout通过电阻 R6和电阻R7被分压，在由恒流输出型的导电放大器(conductive amplifier) 构成的运算放大器(operational amplifier) OTA1中，与基准电压ES2进行比 较。将运算放大器OTAl的输出通过由电容器C3、电阻R4以及电容器C2构 成的相位补偿电路，输入乘法器MPY的另一个输入端子。
乘法器MPY将电阻Rl和电阻R2的连接点的电压、与从运算放大器OTA1 通过相位补偿电路输入的电压相乘，将乘法运算结果作为开关电流的目标值， 输出到比较器COMP2。
流过开关元件Ql的开关电流，作为电阻R5的两端电压被检测出来，在 比较器COMP2中与从乘法器MPY输入的开关电流的目标值进行比较。若开 关电流达到目标值，则通过从比较器COMP2经由或电路OR送来的信号将触 发器FF复位，由此将开关元件Ql断开。
当将开关元件Q1断开时，在电抗器L1中积蓄的能量叠加在输入电压上， 经由输出整流二极管Dl以及输出电容器C4被输出至外部。此时，当电抗器 Ll的能量的释放结束时，电抗器Ll的线圈N2的电压反相。通过在比较器 COMP1中与基准电压ES1进行比较来检测出该电压的反相，再次将触发器FF 置位，由此接通开关元件Q1。以下，通过重复上述动作来进行功率因数改善。
功率因数改善电路lla具有限制输出电流的功能。流过开关元件Q1的开 关电流如上所述，作为电阻R5的两端电压被检测出来，在比较器COMP3中 与基准电压ES3进行比较。当相当于开关电流的电阻R5的两端电压变得大于 基准电压ES3时，通过从比较器COMP3经由或电路OR送来的信号将触发器 FF复位，断开开关元件Ql。由此，将开关电流的峰值限制为基准电压ES3 的值。即，将从功率因数改善电路lla输出的电流限制为输出限制电流值Is。
根据如上构成的功率因数改善电路lla，当负荷加重时，来自功率因数改 善电路lla的输出电流受到限制，其结果，来自工业电源AC的输入电流受到 限制。例如，当将功率因数改善电路lla的变换效率设为95%时，为了使输 入AC100V时输入电流不超过15A,将功率因数改善电路lla的输出限制电流 值Is设定为"Is = AC100V x 15A x 95 % + 380V = 3.75A"。通过设定这样的输 出限制电流值Is,无论连接什么样的负载都可以将输入电流抑制为最大15A。
高速打印机在打印时消耗较大功率，但平均仅消耗峰值功率的1/5左右的 功率。因此，在AC-DC变换器上连接高速打印机这样的负载时，仅在打印时 达到输出限制电流值Is。当达到输出限制电流值Is时，向降低的方向控制功 率因数改善电路lla的输出电压。
当成为这种状态时，从与双向DC-DC变换器13的第2输入输出端子相连 的双电层电容器EDLC供给能量，输出到双向DC-DC变换器13的第1输入 输出端子。由此，可以对DC-DC变换器12提供与双向DC-DC变换器13和 双电层电容器EDLC的能力相对应的功率。
从而，即使在负载中消耗了来自工业电源AC的输入电流超过15A的功率 时，输入电流也维持15A以下，同时可以从双电层电容器EDLC对负载供给 其峰值功率。在高速打印机不进行打印的期间对双电层电容器EDLC进行充 电。
如上所述，根据本发明的实施例1的AC-DC变换器，可以在把来自工业 电源AC的输入电流抑制在15A以下的同时，对高速打印机提供更大的峰值 功率。因此，不需要设置专用的工业插座或者从两个系统的工业电力线取得电 力的设备，可以解决增加工时或者AC-DC变换器变得昂贵的问题。 (实施例2 )
本发明的实施例2的AC-DC变换器是将图1所示的实施例1的AC-DC 变换器的双向DC-DC变换器13具体化而得到的AC-DC变换器。图3是表示 本发明的实施例2的AC-DC变换器的结构的框图。以下，对于与实施例1的 AC-DC变换器相同的结构要素，赋予与实施例1的各要素相同的符号并省略 说明，仅说明不同的部分(双向DC-DC变换器13 )。
双向DC-DC变换器13的一次侧由具备开关元件Ql和开关元件Q2的半 桥型电流谐振电路构成，二次侧由具备开关元件Q3和开关元件Q4的同步整 流型全波整流电路构成。在双向DC-DC变换器13中，开关元件Ql和开关元 件Q4同时动作，并且开关元件Q2和开关元件Q3同时动作，以分别具有死 区时间(deadtime)而交互接通.断开的方式受到控制。
在变压器T的一次侧设置了在第l输入输出端子间串联连接的、施加了 输入电容器Cin的两端电压Vc的第1开关元件Ql以及第2开关元件Q2;与 第1开关元件Ql并联连接的电压模拟谐振用电容器Crv;在电压模拟谐振用 电容器Crv的两端连接的串联谐振电路。通过将变压器T的1次线圏Lp、谐 振电抗器Lr和电流谐振电容器Cri串联连接而构成串联谐振电路。此外，谐 振电抗器Lr可以使用变压器T的漏电感(leakage inductance )。
另外，在变压器T的二次侧具有为了相对于变压器T的1次线圈Lp的 电压产生反相电压而巻绕的第一2次线圈Lsl和第二2次线圈Ls2。第一2次 线圈Lsl和第二 2次线圏Ls2的连接点，形成第二输入输出端子的一个端子， 从第一 2次线圈Lsl经过开关元件Q3的信号线、和从第二 2次线圏Ls2经过 开关元件Q4的信号线连接在一起，形成了第二输入输出端子的另一个端子。 第一开关元件Ql 第四开关元件Q4的接通.断开，通过未图示的控制电路 而控制。
在如此构成的双向DC-DC变换器13中，在变压器T的一次侧的串联谐 振电路中流过LC谐振电流。另外，在该LC谐振电流上还叠加了变压器T的 励磁电流。在第一开关元件Ql ~第四开关元件Q4的每一个中流过LC谐振频 率的半周期的电流。因此，开关动作时的电流大体为零，仅成为励磁电流。由 励磁电流产生的励磁能量被积蓄在变压器T中，在各开关元件断开后，作为 电压模拟谐振，成为变压器T的电感和电压模拟谐振用电容器Crv的电压模 拟谐振波形。各开关元件的接通时间，成为在LC谐振的半周期上追加电压模 拟谐振期间的死区时间而得到的固定频率。
如上所述，根据本发明的实施例2的AC-DC变换器，实现了零电流开关 和零电压开关，因此可以得到较高的变换效率。 (实施例3 )
本发明的实施例3的AC-DC变换器，是通过与上述实施例2不同的电路 将图1所示的实施例1的AC-DC变换器的双向DC-DC变换器13具体化而得 到的AC-DC变换器。
图4是表示本发明的实施例3的AC-DC变换器的结构的图。对于与实施 例1的AC-DC变换器相同的结构要素，赋予与实施例1的要素相同的符号并 省略说明，仅说明不同的部分、即双向DC-DC变换器13a。即，具有基于单 向的升压型斩波电路的升压型DC-DC变换器13al和充电用DC-DC变换器 13a2这两个DC-DC变换器13a。
此外，充电用DC-DC变换器13a2的输入端子与整流器DB的输出端子相 连，但也可以将充电用DC-DC变换器13a2的输入端子与功率因数改善电路 lla的输出端子相连而构成。
升压型DC-DC变换器13al由变压器构造的电抗器L1以及L2、开关元件 Ql、整流用二极管D1、输出电容器Cs以及防逆流二极管D2构成。使用变压 器型电抗器L1以及L2的原因在于，双电层电容器EDLC的电压一舶:较低， 而双向DC-DC变换器13a却要求比较高的升压比。因此，也可以根据用途而 省略电抗器L2。
二极管D2防止电流的逆流，在无负载时维持输出电容器Cs的电压，在 无负载时也防止升压型DC-DC变换器13al停止。不使升压型DC-DC变换器 13al停止的原因是，若升压型DC-DC变换器13al已停止，则到开始动作前 需要时间，所以要防止其停止。因此，当输入电容器Cin的电压Vc低于输出 电容器Cs的电压时，电流自动通过二极管D2流出，向DC-DC变换器12供 给能量。
在升压型DC-DC变换器13al不向负载输送峰值功率的期间，控制充电用 DC-DC变换器13a2，以便对双电层电容器EDLC充电。
如上所述，根据本发明的实施例3的AC-DC变换器，得到与实施例1的 AC-DC变换器相同的效果。
此外，在上述实施例1 ~实施例3的AC-DC变换器中，将功率因数改善 电路lla的输出电流限制为预定值(输出限制电流值)而构成，但也可以代替 输出电流而限制输出功率。 (实施例4)
本发明的实施例4的AC-DC变换器，是在功率因数改善电路lib中，使
此控制输出电压的AC-DC变换器。在实施例4的AC-DC变换器中具有功率 因数改善电路llb，仅对功率因数改善电路llb进行说明。
图5是表示本发明的实施例4的AC-DC变换器中使用的功率因数改善电 路lib的结构的电路图。该功率因数改善电路lib,从图2所示的实施例1的 AC-DC变换器的功率因数改善电路11a中除去比较器C0MP3、基准电压ES3 的电压源以及或电路OR，将比较器COMP2的输出直接输入到触发器FF的复 位端子R而构成。本发明的输出电压检测电路由电阻R6、电阻R7以及运算 放大器OTA1构成。
在如上构成的功率因数改善电路lib中，说明使输出电压检测电路中的检 测结果从峰值负荷时延迟规定时间进行反馈控制的动作。
作为输出电压检测电路的运算放大器OTAl，使用了恒流输出型导电放大 器(其兼用作CV和OV,因此也可以是通常的运算放大器)。导电放大器的增 益一般由内部电路常数来决定。因此，通过构成外部相位补偿电路的电阻R4、 电容器C2以及电容器C3仅决定相位响应。
即，可以根据运算放大器OTAl的流出电流、和构成相位补偿电路的CR 电路的时间常数来决定响应时间。因此，以运算放大器OTAl的输出从峰值负 荷时延迟规定时间的方式，决定由电阻R4、电容器C2以及电容器C3构成的 电路的时间常数。由此，即使负载的消耗功率达到峰值，功率因数改善电路 llb也不立即响应，而降低其输出电压。在此状态下，从双电层电容器EDLC 经由双向DC-DC变换器13向DC-DC变换器12供给能量。结果，从DC-DC 变换器12对负载提供与峰值负荷相对应的功率。
如上所述，根据本发明的实施例4的AC-DC变换器，可以通过不与峰值 负荷对应的较小的变换器构成功率因数改善电路1 lb。 (实施例5 )
在本实施例5的AC-DC变换器中，如图6所示，具有功率因数改善电路 llc，仅说明功率因数改善电路llc。
在实施例4的AC-DC变换器的功率因数改善电路lib的输出电压检测电 路中设置的电阻R6和电阻R7之间追加了电阻R8，并且追加了运算放大器 OP1以及或电路OR而构成功率因数改善电路llc。所述电阻R8以及运算放
大器0P1对应于本发明的高速响应输出电压检测电路。
在输出电压检测电路中，电阻R8和电阻R7的连接点与运算放大器0TA1 的反相输入端子(-)相连。在高速响应输出电压检测电路中，将电阻R6和 电阻R8的连接点与运算放大器OPl的同相输入端子(+ )相连，在反相输入 端子(-)供给基准电压ES2。将运算放大器OPl的输出送到或电路OR。对 或电路OR输入比较器COMP2的输出。将或电路OR的输出提供给触发器FF 的复位端子R。
在如上那样构成的实施例5的AC-DC变换器中，在电阻R6和电阻R7之 间设置电阻R8，在运算放大器OPl中检测出比通过输出电压检测电路(运算 放大器OTA1)检测出的输出电压稍高(仅高规定值)的电压，将触发器FF 复位。可以在运算放大器OP1的输出侧不设置相位补偿电路而进行高速的响 应。
如上所述，根据本发明的实施例5的AC-DC变换器，具有响应延迟的输 出电压检测电路，同时新增加了可以进行高速响应的高速响应输出电压检测电 路，由此可以防止由于负荷的突变而发生的超调(overshot)。
权利要求
1.一种AC-DC变换器，其特征在于，具备对从交流电源供给的交流进行整流的整流器；与所述整流器的输出侧相连，改善功率因数并且将功率或电流限制为预定值来输出的功率因数改善电路；将从所述功率因数改善电路输出的电压变换为其它电压的DC-DC变换器；积蓄能量的电容器；以及一个输入输出端子与所述DC-DC变换器的输入侧相连，另一个输入输出端子与所述电容器相连，双向地进行电力变换的双向DC-DC变换器。
2. 根据权利要求1所述的AC-DC变换器，其特征在于， 所述功率因数改善电路具有输出电压检测电路，该输出电压检测电路检测制输出电压。
3. 根据权利要求2所述的AC-DC变换器，其特征在于， 所述功率因数改善电路具有高速响应输出电压检测电路，该高速响应输出值的输出电压，根据该检测结果进行反馈控制，由此控制输出电压。
4. 根据权利要求3所述的AC-DC变换器，其特征在于， 通过所述输出电压检测电路所检测出的电压值最低，使该输出电压检测电路的检测结果从峰值负荷时延迟规定时间进行反馈控制，通过所述高速响应输出电压检测电路检测出的电压值，比通过所述输出电 压检测电路检测出的电压值高，根据该高速响应输出电压检测电路的检测结 果，比所述输出电压检测电路中的延迟更早地进行反馈控制。
5. 根据权利要求1至4中任意一项所述的AC-DC变换器，其特征在于， 具备连接在所述功率因数改善电路与所述DC-DC变换器之间的电容器。
全文摘要
本发明提供一种AC-DC变换器，其可以从工业电源的一般插座取得电力，并且是可以应对更高的峰值功率的廉价的AC-DC变换器。该AC-DC变换器具备对从电流电源(AC)供给的交流进行整流的整流器(DB)；与整流器的输出侧相连，改善功率因数并且将功率或电流限制为预定值来进行输出的功率因数改善电路(11a)；将从功率因数改善电路输出的电压变换为其它电压的DC-DC变换器(12)；积蓄能量的电容器(EDLC)；一个输入输出端子与功率因数改善电路的输出侧相连，另一个输入输出端子与电容器相连，双向地进行电力变换的双向DC-DC变换器(13)。
文档编号H02M3/335GK101355311SQ20081013582
公开日2009年1月28日 申请日期2008年7月15日 优先权日2007年7月23日
发明者臼井浩 申请人:三垦电气株式会社