开关电源电路的制作方法

专利名称：开关电源电路的制作方法
技术领域：
本发明作为用于使直流输出电压稳定的非绝缘型电源电路，涉及使用3端子型开 关调节器使输出电压稳定的开关电源电路。
背景技术：
以往，作为例如在电子设备内部用的电源电路中用于使直流输出电压稳定的非绝 缘型电源电路，使用3端子型开关调节器使输出电压稳定的开关电源电路被广泛利用。在以往的开关电源电路(例如参照专利文献1的图6)中，作为向控制开关动作的 控制器传达与输出电压相应的信号的传达电路，使用光电耦合器那样的输入侧与输出侧绝 缘的传达电路来反馈输出电压。先行技术文献专利文献专利文献1 美国专利第6294903号说明书(图5、图6)发明的概要发明要解决的课题但是，在如上所述的以往的开关电源电路中，虽然是输入侧与输出侧非绝缘的电 源电路，却成为需要光电耦合器等输入侧与输出侧绝缘的元件的电路结构。因此，由于光电 耦合器等绝缘型的元件而成本上升，对低成本化造成阻碍。

发明内容
本发明解决上述以往的问题，其目的在于，提供一种开关电源电路，作为使用3端 子型开关调节器的非绝缘型电源电路，对传达单元使用非绝缘型的元件，由此能够以低成 本实现。用于解决课题的手段为了解决上述课题，本发明的第一方式的开关电源电路具备开关，与输入输入电 压的两个输入端子中的一方连接；能量传达元件，将通过上述开关而通断的输入电压作为 能量传达；输出生成电路，使从上述能量传达元件传达的能量平滑并且作为电压从两个输 出端子之间输出；输出电压检测电路，检测上述输出生成电路的输出电压，生成与上述输出 电压相应的检测信号；传达电路，与上述两个输出端子中的一方连接，输出与由上述输出电 压检测电路生成的上述检测信号的值相应的传达信号；控制电路，将上述开关与上述能量 传达元件的连接点的电位作为动作基准电压，按照上述传达信号生成控制上述开关的通断 的驱动信号；以及整流元件，连接在上述传达电路与上述控制电路之间，使上述传达信号仅 从上述传达电路向上述控制电路的方向流动。根据此结构，作为使用3端子型开关调节器的非绝缘型电源电路，不使用光电耦 合器，而使用非绝缘型的整流元件。由此，能够以低成本实现。在此，也可以是，上述整流元件的耐压为上述输入电压与上述整流元件的顺方向CN 102144353 A
说明书
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下降电压之和以上。在此，也可以是，上述开关电源电路还具备变换电路，该变换电路插入在上述整流 元件与上述控制电路之间；上述变换电路对上述传达信号进行稳压。在此，也可以是，上述变换电路由插入在上述整流元件与上述控制电路的连接点 和上述开关与上述能量传达元件的连接点之间的的电容构成。在此，也可以是，上述传达电路是双极性晶体管。在此，也可以是，上述传达电路是MOS晶体管。在此，也可以是，上述输出电压检测电路具有第一电阻器及第二电阻器，串联插 入在上述两个输出端子之间；以及电流信号输出电路，将与上述第一电阻器与上述第二电 阻器的连接点的分割电压值相应的电流信号作为上述检测信号输出至上述传达电路。在此，也可以是，上述电流信号输出电路具备分路调节器，该分路调节器具有参 考端子，将上述分割电压值作为参考电压；负极，与上述传达电路连接；以及正极，与上述 两个输出端子中的另一方连接。在此，也可以是，上述输出电压检测电路具有第三电阻器及齐纳二极管，串联插 入在上述两个输出端子之间；以及晶体管，基极连接至上述第一电阻器与上述第二电阻器 的连接点，集电极连接至上述传达电路，射极连接至上述第三电阻器与上述齐纳二极管的 连接点。在此，也可以是，上述输出电压检测电路具有第三电阻器及齐纳二极管，该第三电 阻器及齐纳二极管串联插入在上述两个输出端子之间，上述齐纳二极管的负极与第三电阻 器连接，上述齐纳二极管的正极与上述两个输出端子中的另一方连接，将与流入上述齐纳 二极管的负极的电流信号相应的上述检测信号输出至上述传达电路。在此，也可以是，上述控制电路按照上述传达信号的值，生成用于控制上述开关的 导通时间的上述驱动信号，以使由上述输出电压检测电路检测的输出电压一定(恒定)。在此，也可以是，上述控制电路按照上述传达信号的值，生成用于控制在上述开关 的导通期间从上述开关流入上述能量传达元件的电流的峰值的上述驱动信号，以使由上述 输出电压检测电路检测的输出电压一定。在此，也可以是，上述控制电路按照上述传达信号的值，生成用于控制上述开关的 通断频率的上述驱动信号，以使由上述输出电压检测电路检测的输出电压一定。在此，也可以是，上述控制电路按照上述传达信号的值，生成用于控制上述开关的 通断动作期间和通断停止期间的上述驱动信号，以使由上述输出电压检测电路检测的输出
电压一定。在此，也可以是，为正电压输出型，S卩上述开关与上述输入电压的正电压侧的输 入端子连接，上述输入电压的负电压侧的输入端子与上述两个输出端子之中的负电压侧的 输出端子连接。在此，也可以是，将上述输入电压的正电压侧与上述开关连接，将上述输入电压的 负电压侧与上述两个输出端子之中的正电压侧的输出端子连接。发明效果如上所述，根据本发明，作为使用3端子型开关调节器的非绝缘型电源电路，通过 由输入侧和输出侧非绝缘的传达单元反馈输出部的电压变动，能够对输出电压的稳压进行控制。因此，通过将传达单元从高价的输入侧与输出侧绝缘的元件变更为廉价的非绝缘 的元件，能够以低成本实现使用3端子型开关调节器的非绝缘型电源电路。


图1是表示本发明的实施方式1的开关电源电路的结构的概略电路图。图2是表示该实施方式1的开关电源电路的动作的波形图。图3是表示本发明的实施方式2的开关电源电路的结构的概略电路图。图4是表示本发明的实施方式3的开关电源电路的结构的概略电路图。图5是表示本发明的实施方式4的开关电源电路的结构的概略电路图。图6是表示该实施方式4的开关电源电路的动作的波形图。图7是表示作为比较参照例的开关电源电路的结构的概略电路图。图8是表示作为比较参照例的开关电源电路的动作的波形图。
具体实施例方式以下，参照附图具体说明表示本发明的实施方式的开关电源电路。其中，在本实施 方式中，附加了相同符号的结构要素进行同样的动作，因此有时省略重复的说明。另外，附 图用来作为本发明的一个实施例进行详细图示，本发明不限定于附图。(实施方式1)说明本发明的实施方式1的开关电源电路。图1是表示本实施方式1的开关电源电路的结构的概略电路图。本实施方式1的 开关电源电路如图1所示，具备输入部1、输出部2、3端子型开关调节器3、作为变换电路的 电容4、作为能量传达元件的线圈5、作为输出生成电路的电容6、二极管7、输出电压检测电 路8、作为传达电路的PNP晶体管9、作为整流元件的二极管10。输入部1具有正电压端子11和负电压端子12，输入输入电压VIN。输出部2具有正电压端子21和负电压端子22，在这两个端子之间输出电压。3端子型开关调节器3被从输入部1的正电压端子11施加输入电压VIN，将使输 入电压VIN通断而得到的电压输出至线圈5。电容4供给3端子型开关调节器3的电源电压。另外，电容4也是对来自二极管 10的传达信号进行稳流、稳压的变换电路。线圈5是插入在3端子型开关调节器3与输出部2之间的能量传达元件。电容6是使从线圈5向输出部2输出的电压平滑的输出生成电路。二极管7将负极连接在3端子型开关调节器3与线圈5的连接点上，将正极连接 在输出部2的负电压端子22上。输出电压检测电路8检测输出部2的输出电压VO。PNP晶体管9是将与输出电压检测电路8检测出的输出电压对应的信号反馈至3 端子型开关调节器3的传达电路。二极管10是插入在PNP晶体管9的集电极与3端子型开关调节器3之间的整流 元件。
输出电压检测电路8由串联连接并插入在输出部2的正电压端子21与负电压端 子22之间的第一电阻器81及第二电阻器82、以及将基准电压检测用端子连接在第一电阻 器81与第二电阻器82的连接点上、将负极连接在PNP晶体管9的基极上并将正极连接在 输出部2的负电压端子22上的分路调节器83构成。以下说明如上构成的开关电源电路的动作。图2是表示本实施方式1的开关电压电路的动作的波形图。在此，仅说明与后述 的比较参照例(图7、图8)不同的传达电路(PNP晶体管9)、整流电路(二极管10)和电容 4的动作，省略对于作为与比较参照例相同的结构的部分的动作的说明。另外，由于3端子 型开关调节器3和线圈5的动作与比较参照例相同，因此图2的波形(1)所示的流过线圈 的电流IL和波形⑵所示的线圈中产生的电位差VL成为与图8的比较参照例的波形(1) 所示的流过线圈的电流IL和波形⑵所示的线圈中产生的电位差VL相同的动作波形。在图2中，波形⑴IL是线圈5中流过的电流的示意图，波形⑵VL是线圈5中产 生的电位差的示意图，波形(3) VA是PNP晶体管9的基极的电压(图1的A点)的示意图， 波形⑷VA’是PNP晶体管9的集电极的电压(图1的A’点)的示意图，波形(5)是控制 器端子电压VC的示意图。图2中的TON是开关31的导通期间，TOFF是开关31的断开期间，VS是源极端子 34的电压，VC是控制器端子35的电压，VCS是控制器端子35相对于源极端子34的电位的 电压，波形(3)VA、波形(4)VA’和波形(5)VC是以电源的基准电压GND作为基准的情况下的 动作波形。另外，图2的动作波形将对图1的线圈5的电流IL的箭头方向设为顺方向。输出电压检测电路8的第一电阻器81和第二电阻器82设定各电阻值，以使在输 出部2的输出电压VO与电源规格的输出电压一致时，该第一电阻器81与第二电阻器82的 连接点C的电压与分路调节器83中预先设定的基准电压一致。在此，如果输出电压VO发生增减，则与该增减同样，第一电阻器81与第二电阻器 82的连接点C的电压也发生增减，连接点C的电压施加在分路调节器83的基准电压检测用 端子上。对应于连接点C的电压与分路调节器83的基准电压的误差，从分路调节器83的 负极流向正极的电流量发生变化。如果在分路调节器83中流过电流，则在插入在分路调节器83的负极与输出部2 的正电压端子21之间的第三电阻器91中流过电流，由于第三电阻器91的电压降低，PNP 晶体管9的射极-基极之间产生电压，在PNP晶体管9的射极-基极之间也流过电流。在 此，PNP晶体管9的射极-基极之间的电流的变动与从分路调节器83的负极流向正极的电 流的变动一致。如果在PNP晶体管9的射极-基极之间流过电流，则与该射极-基极之间 的电流相应的电流在射极-集电极之间流过。通过上述一系列的动作，输出电压VO的误差 的电流信号在PNP晶体管9的射极-集电极之间流过，并流入二极管10的正极。在此，PNP晶体管9的基极的电压(图1的A点)成为比输出部2的正电压端子 21的电位低PNP晶体管9的射极-基极间电压量的电位，相对于GND，输出部2的正电压端 子21的电位作为输出电压VO是一定的，因此如图2的波形(3)所示，相对于GND成为一定 的动作波形。同样，稳定动作时总是进行输出电压的反馈，PNP晶体管9总是在射极-基极间流 过电流，射极-集电极间导通。因此，如果以电源的基准电压GND作为基准来考虑，则如图2的波形⑷所示，PNP晶体管9的集电极电压VA’作为比输出部2的正电压端子21的电 压VO低PNP晶体管9的射极-集电极间的电压量的电压，成为一定的动作波形。仅在二极管10的正极的电压(或PNP晶体管9的集电极的电压，图1的A’点) 比二极管10的负极的电压(或控制器端子电压VC)高时，流入二极管10的正极的电流从 负极流出，并向3端子型开关调节器3的控制器端子35流入。在开关31的断开期间T0FF，如图2的波形(4)及波形(5)所示，PNP晶体管9的 集电极的电压VA’比控制器端子电压VC高，因此在二极管10中有电流流过。此时，PNP晶 体管9的集电极的电压VA’需要是比控制器端子电压VC高二极管10的顺方向降低电压VF
量的值。在开关31的导通期间TON，如图2的波形(4)及波形(5)所示，输出部2的正电压 端子21的电压VO比控制器端子电压VC低，因此二极管10的负极的电压比正极的电压高， 在二极管10中没有电流流动。结果，仅在开关31的断开期间T0FF，二极管10从PNP晶体管9向控制器32的方 向流过电流传达信号，与来自输出电压检测电路8的电流信号相应的脉冲状的电流传达信 号通过也作为变换电路的电容4，变换为一定的电流·电压的反馈信号，并流入控制器端子 35。将与输出电压VO的变动相应的电流·电压反馈信号稳定地反馈至控制器32和供给控 制器32的电源电压这两者能够同时进行，能够实现上述电源控制。控制器32按照流入控制器端子35的电流量来控制开关31的通断，因此开关31 的占空比变化以使输出电压VO的误差变小，由此将输出电压VO保持为一定。在此，PNP晶体管9的集电极的电压(图2的波形G))与控制器端子35的电压 (图2的波形(5))的电压差与开关31的通断相应地变动。该电压差由于不大于控制器端 子电压VC的变动幅度，因此插入在PNP晶体管9的集电极与控制器端子35之间的二极管 10需要确保控制器端子电压VC的变动幅度以上的耐压。在此，控制器端子电压VC的变动 幅度由图 2 的波形(5)，成为(VIN+VCS)-(-VF+VCS) = (VIN+VF)，二极管 10 需要(VIN+VF) 以上的耐压。进而，如图2的波形(3)和波形(4)所示，作为传达单元的PNP晶体管9的输入侧 即基极的电压(图2的波形(3))和输出侧即集电极的电压(图2的波形G))都相对于 GND保持一定，另外，其电压差由PNP晶体管9的射极-集电极间电压特性决定，因此不超过 PNP晶体管的耐压。因此，传达单元的输入侧和输出侧不需要被绝缘。如上所述，根据本实施方式1，通过在传达单元与控制器32之间插入具有充分的 耐压的整流元件即二极管10，传达电路能够由既不绝缘也不是高耐压的晶体管构成。以往 传达电路需要输入侧与输出侧绝缘的光电耦合器等元件，但在本实施方式中，不需要输入 侧与输出侧绝缘的光电耦合器等元件，而能够由输入侧与输出侧非绝缘的PNP晶体管等的 传达电路构成，因此能够实现低成本化。其中，根据本实施方式1，通过对二极管10使用高耐压的二极管，在输入电压VIN 较大的高输入电压的电源电路中也能够使用。其中，根据本实施方式1，3端子型开关调节器3的控制器32按照流入控制器端子 35的电流信号，控制开关31的驱动信号，但不限定于此。3端子型开关调节器3的控制器 32如果采用按照对控制器端子35的源极端子34的电压变动来控制开关31的驱动信号的
8控制方法，也能够实现上述电源控制。其中，根据本实施方式1，从二极管10向控制器端子35的方向的电流与开关31的 通断相应地以脉冲状流动，因此使用插入在二极管10与控制器端子35之间的电容4来作 为进行稳流·稳压的变换电路，但不限定于此。如果是将脉冲状的电流信号变换为一定的 电流·电压信号的电路，则可以是电流·电压的平均化或峰值保持等，不限定其变换方法。另外，根据本实施方式1，控制器32对开关31的控制方法按照使占空比变化的 PWM控制方式进行了说明，但不限定于此。也能够按照使漏极端子33-源极端子34之间流 动的电流峰值变化的电流模式PWM控制方式、使振荡频率变化的PFM控制方式、或者重复振 荡期间和振荡停止期间的间歇控制方式等来实现，不限定其控制方法。另外，根据本实施方式1，输出电压检测电路8由电阻器81、82和分路调节器83构 成，但不限定于此。只要是能够检测输出部2的输出电压VO的误差、将该误差变换为电流 信号并使该电流在PNP晶体管9的射极-基极间流动的电路，则不限定其结构。另外，根据本实施方式1，PNP晶体管9由PNP双极型的晶体管构成，但不限定于 此。只要是能够使与来自输出电压检测电路8的电流信号相应的信号流入作为整流元件的 二极管10的电路，则不限定其结构。(实施方式2)说明本发明的实施方式2的开关电源电路。图3是表示本实施方式2的开关电源电路的结构的概略电路图。在上述实施方式 1中，作为能够检测输出部2的输出电压VO的误差、将该误差变换为电流信号并使该电流 在PNP晶体管9的射极-基极间流动的电路，例如，如图3所示，也可以是基于第一电阻器 811、第二电阻器812、齐纳二极管84和PNP晶体管85的结构。在图3的输出电压检测电路8中，与输出部2的输出电压VO的变动相应，第一电 阻器81与第二电阻器82的连接点C的电压变动，该连接点C的电压施加在PNP晶体管85 的基极上。与施加在该基极上的电压的变动相应，电流在PNP晶体管85的集电极-射极间 流动，该电流从PNP晶体管9的基极流出，因此与输出部2的输出电压VO的误差相应，电流 在PNP晶体管9的射极-基极间流动。(实施方式3)说明本发明的实施方式3的开关电源电路。图4是表示本实施方式3的开关电源电路的结构的概略电路图。在上述实施方式 1中，作为能够检测输出部2的输出电压VO的误差、将该误差变换为电流信号并使该电流在 PNP晶体管9的射极-基极间流动的电路，例如，如图4所示，也可以是使用齐纳二极管86 的结构。在图4的输出电压检测电路8中，与输出部2的输出电压VO的变动相应，由齐纳 击穿引起的电流在齐纳二极管86中流动，与该电流相应的电流在PNP晶体管9的射极-基 极间流动，因此与输出部2的输出电压VO的误差相应，电流在PNP晶体管9的射极-基极 间流动。(实施方式4)说明本发明的实施方式4的开关电源电路。图5是表示本实施方式4的开关电源电路的结构的概略电路图。在上述实施方式1中，是将输入部1的正电压端子11与3端子型开关调节器3连接并将输入部1的负电压 端子12与输出部2的负电压端子22连接的降压型的非绝缘型电源电路，但例如如图5所 示，也可以构成为将输入部1的正电压端子11与3端子型开关调节器3连接并将输入部1 的负电压端子12与输出部2的正电压端子21连接的极性反转型的非绝缘型电源电路。以下说明如上构成的开关电源电路的动作。图6是表示本实施方式4的开关电源电路的动作的波形图。在图6中，波形(1) IL是在线圈5中流动的电流的示意图，波形(2)VL是线圈5中产生的电位差的示意图，波形 (3)VD是PNP晶体管9的基极的电压(图5的D点)的示意图，波形(4)VD’是PNP晶体管 9的集电极的电压(图5的D’点)的示意图，波形(5)是控制器端子电压VC的示意图。图6中的TON是开关31的导通期间，TOFF是开关31的断开期间，VS是源极端子 34的电压，VC是控制器端子35的电压，VCS是控制器端子35相对于源极端子34的电位的 电压，波形(3)VD、波形(4)VD’和波形(5)VC是以电源的基准电压GND作为基准的情况下的 动作波形。另外，图6的动作波形将对图5的线圈5的电流IL的箭头方向设为顺方向。在此，如果在输入部1施加输入电压VIN，则在3端子型开关调节器3的漏极端子 33上施加有输入电压VIN。如果设线圈5的电感为L，则在线圈5中流动的电流IL的时间 变化的斜率与VL/L成比例，因此如图6的波形⑵所示，在开关31的导通期间TON，漏极端 子33-源极端子34间导通，输入电压VIN施加在线圈5的源极端子34侧，因此在线圈5中 产生从源极端子34侧向输出部2侧的电位差VIN，顺方向的电流IL的值增加，在线圈5中 能量被充电。在开关31的断开期间TOFF中，漏极端子33-源极端子34间的导通被切断，在二 极管7中有电流流动，因此源极端子34的电位VS成为比输出部2的负电压端子22的电 压-VO低二极管7的顺方向下降电压VF的电位(-V0-VF)，输出部2的正电压端子21的电 位GND比源极端子34的电位VS高，因此在线圈5中流动的电流IL的值减小，充电至线圈 5中的能量向输出部2输出。作为输出生成电路的电容6对该电流IL进行平滑化，生成输 出电压-V0，输出电流IO成为电流IL的平均值。在稳定振荡时，重复以上的导通期间TON和断开期间T0FF，能量被供给至输出部 2。输出电压检测电路8的第一电阻器81和第二电阻器82设定各电阻值，以使在输 出部2的输出电压VO与电源规格的输出电压一致时，该第一电阻器81与第二电阻器82的 连接点C的电压与分路调节器83中预先设定的基准电压一致。在此，如果输出电压VO发生增减，则与该增减同样，第一电阻器81与第二电阻器 82的连接点C的电压也发生增减，连接点C的电压施加在分路调节器83的基准电压检测用 端子上。对应于连接点C的电压与分路调节器83的基准电压的误差，从分路调节器83的 负极流向正极的电流量发生变化。如果在分路调节器83中流过电流，则在插入在分路调节器83的负极与输出部2 的正电压端子21之间的第三电阻器91中流过电流，由于第三电阻器91的电压降低，PNP 晶体管9的射极-基极之间产生电压，在PNP晶体管9的射极-基极之间也流过电流。在 此，PNP晶体管9的射极-基极之间的电流的变动与从分路调节器83的负极流向正极的电 流的变动一致。如果在PNP晶体管9的射极-基极之间流过电流，则与该射极-基极之间的电流相应的电流在射极-集电极之间流过。通过上述一系列的动作，输出电压-VO的误 差的电流信号在PNP晶体管9的射极-集电极之间流过，并流入二极管10的正极。在此，PNP晶体管9的基极的电压(图5的D点)成为比输出部2的正电压端子 21的电位GND低PNP晶体管9的射极-基极间电压量的电位，如图6的波形(3)所示，相对 于GND成为一定的动作波形。同样，稳定动作时总是进行输出电压的反馈，PNP晶体管9总是在射极-基极间流 过电流，射极-集电极间导通。因此，如图6的波形(4)所示，PNP晶体管9的集电极电压 VD’作为比输出部2的正电压端子21的电压GND低PNP晶体管9的射极-集电极间的电压 量的电压，成为一定的动作波形。仅在二极管10的正极的电压(或PNP晶体管9的集电极的电压，图5的D’点) 比二极管10的负极的电压(或控制器端子电压VC)高时，流入二极管10的正极的电流从 负极流出，并向3端子型开关调节器3的控制器端子35流入。在开关31的断开期间T0FF，如图6的波形(4)及波形(5)所示，PNP晶体管9的 集电极的电压VD’比控制器端子电压VC高，因此在二极管10中有电流流过。此时，PNP晶 体管9的集电极的电压VD’需要是比控制器端子电压VC高二极管10的顺方向降低电压VF
量的值。在开关31的导通期间TON，如图6的波形(4)及波形(5)所示，输出部2的正电 压端子21的电压GND比控制器端子电压VC低，因此二极管10的负极的电压比正极的电压 高，在二极管10中没有电流流动。结果，仅在开关31的断开期间T0FF，二极管10从PNP晶体管9向控制器32的方 向流过电流传达信号，与来自输出电压检测电路8的电流信号相应的脉冲状的电流传达信 号通过也作为变换电路的电容4，变换为一定的电流·电压的反馈信号，并流入控制器端子 35。将与输出电压VO的误差相应的电流·电压反馈信号稳定地反馈至控制器32和供给控 制器32的电源电压这两者能够同时进行，能够实现上述电源控制。控制器32按照流入控制器端子35的电流量来控制开关31的通断，因此开关31 的占空比变化以使输出电压VO的误差变小，由此将输出电压VO保持为一定。在此，PNP晶体管9的集电极的电压(图6的波形G))与控制器端子35的电压 (图6的波形(5))的电压差与开关31的通断相应地变动。该电压差由于不大于控制器端 子电压VC的变动幅度，因此插入在PNP晶体管9的集电极与控制器端子35之间的二极管 10需要确保控制器端子电压VC的变动幅度以上的耐压。在此，控制器端子电压VC的变 动幅度由图 6 的波形(5)，成为(VIN+VCS)-(-VO-VF+VCS) = (VIN+V0+VF)，二极管 10 需要 (VIN+V0+VF)以上的耐压。进而，如图6的波形(3)和波形(4)所示，作为传达单元的PNP晶体管9的输入侧 即基极的电压(图6的波形(3))和输出侧即集电极的电压(图6的波形G))都相对于 GND保持一定，另外，其电压差由PNP晶体管9的射极-集电极间电压特性决定，因此不超过 PNP晶体管9的耐压。因此，传达单元的输入侧和输出侧不需要被绝缘。如上所述，根据本实施方式4，作为极性反转型的非绝缘型电源电路，对于传达电 路，也能够由既不非绝缘也不高耐压的晶体管来构成电路。其中，根据图5的极性反转型的非绝缘型电源电路，输出电压检测电路8由电阻器81、82和分路调节器83构成，但不限定于此。只要是能够检测输出部2的输出电压VO的误 差、将该误差变换为电流信号并使该电流在PNP晶体管9的射极-基极间流动的电路，则不 限定其结构。例如，显然也可以是如图3的输出电压检测电路8那样第一电阻器811、第二电阻 器812、齐纳二极管84和晶体管85的结构、或者如图4的输出电压检测电路8那样使用齐 纳二极管86的结构。作为针对以上说明的实施方式中的开关电源电路的比较参照例，说明使用光电耦 合器的开关电源电路。图7是表示作为针对图1的比较参照例的开关电源电路的结构的概 略电路图。图7的比较参照例的开关电源电路与图1相比，替代传达电路(PNP晶体管9) 及整流电路(二极管10)而具备光电耦合器，这一点不同。首先，说明3端子型开关调节器3。3端子型开关调节器3在其内部由开关31和作为控制电路的控制器32构成，具有 三个端子33、34、35。开关31例如由功率MOS-FET晶体管构成，开关31的振荡(通断)由 控制器32控制。3端子型开关调节器3的各端子分别为与输入部1连接的端子被称为漏 极端子33，与线圈5连接的端子被称为源极端子34，与光电耦合器110连接的端子被称为 控制器端子35，该3端子型开关调节器3按照从光电晶体管112流入控制器端子35的电流 量，进行使开关31的占空比变化的PWM控制。另外，通过向控制器端子35流入电流，从而 供给控制器32的电力，也是作为控制器32的电源电压的控制器端子电压VC相对于作为控 制器32的基准电压的源极端子电压VS总是保持一定的端子。接着，说明对光电耦合器110内的光电晶体管112供电的辅助电源电路120。该辅助电源电路120由仅使电流从输出部2的正电压端子21向光电晶体管112 的集电极流动的二极管121、以及插入在3端子型开关调节器3的源极端子34与线圈5的 连接点和二极管121与光电晶体管112的集电极的连接点之间的电容122构成。以下说明如上构成的以往的开关电源电路的动作。图8是表示图7的比较参照例的开关电源电路的动作的各部的波形图。在图8中， 波形(I)IL表示在线圈5中流动的电流，波形(2) VL表示线圈5中产生的电位差。波形(3) VB表示光电耦合器110的光电二极管111的负极的电压(图7的ΒΑ)。波形(4)VB’表 示光电晶体管112的射极的电压(或控制器端子电压)(图7的B’点)。图8中的TON表示开关31的导通期间，TOFF表示开关31的断开期间。VS表示源 极端子；34的电压，VC表示控制器端子35的电压。VCS是控制器端子35相对于源极端子34 的电位的电压，总是保持一定。另外，波形(3)VB和波形(4)VB’是以电源的基准电压GND 作为基准的情况下的动作波形。另外，图8的动作波形将对图7的线圈5的电流IL的箭头 方向设为顺方向。在此，如果在输入部1施加输入电压VIN，则在3端子型开关调节器3的漏极端子 33上施加有输入电压VIN。如果设线圈5的电感为L，则在线圈5中流动的电流IL的时间 变化的斜率与VL/L成比例，因此如图8的波形⑵所示，在开关31的导通期间TON，漏极端 子33-源极端子34间导通，输入电压VIN施加在线圈5的源极端子34侧。因此，在导通期 间TON中，在线圈5中产生从源极端子34侧向输出部2侧的电位差(VIN-VO)，顺方向的电 流IL的值增加，在线圈5中能量被充电。其间，源极端子电压VS与输入电压VIN相等，因此如(4)VB’所示，控制器端子电压VC相对于GND成为(VIN+VCS)的电位。在开关31的断开期间TOFF中，漏极端子33-源极端子34间的导通被切断，在二 极管7中有电流流动，因此源极端子34的电位成为比GND低二极管7的顺方向下降电压VF 的电位，在线圈5中产生从源极端子34侧向输出部2侧的电位差(-VF-V0)，输出部2的正 电压端子21的电位比源极端子34的电位高，因此在线圈5中流动的电流IL的值减小，充 电至线圈5中的能量向输出部2输出。电容6对该输出能量进行平滑化，生成输出电压V0， 输出电流IO成为在线圈5中流动的电流IL的平均值。其间，源极端子电压VS相对于GND 成为-VF，因此如(4)VB’所示，控制器端子电压VC相对于GND成为(-VF+VCS)的电位。在稳定振荡时，重复以上的导通期间TON和断开期间T0FF，能量被供给至与输出 部2连接的负载(未图示)。输出电压检测电路8检测输出部2的输出电压V0，将该输出电压VO与根据电源 规格设定的输出电压之间的误差变换为电流信号并使其流入光电耦合器110的光电二极 管111中。在此，光电二极管111的负极的电压如⑶VB所示，为比输出电压VO低光电二 极管111的顺方向电压量的电压，相对于GND几乎一定。如果像这样在光电二极管111中流动电流，则光电耦合器110的光电晶体管112 导通，使与输出电压VO的误差相应的电流流入控制器端子35。控制器32按照流入控制器 端子35的电流量来控制开关31的通断，因此通过改变开关31的占空比以使输出电压VO 的误差变小，来将输出电压VO保持为一定。另外，在光电晶体管112中流动的电流还有以下作用，S卩对控制器端子35与源极 端子34之间的电容4进行充电，确保控制器端子35与源极端子34之间的电位差，形成控 制器32的电源电压。在此，为了使光电耦合器110的光电晶体管112导通(ON)，需要保持光电晶体管 112的集电极-射极间电压并提供在光电晶体管112中流动的电流的辅助电源电路120。在辅助电源电路120中，在开关31的断开期间T0FF，如图8的波形(4)所示，输出 部2的正电压端子21的电压VO比控制器端子电压VC(VB’ )高，因此在二极管121中有电 流流动。此时，二极管121的负极侧的电压成为比输出电压VO低二极管121的顺方向下降 电压VFO的电位。在此，输出电压VO需要是使二极管121的负极侧的电压比控制器端子电 压VC高的值。在开关31的导通期间TON，输出部2的正电压端子21的电压VO比控制器端子电 压VC低，因此在二极管121中没有电流流动，但通过电容122保持为光电晶体管112的集 电极的电位不比控制器端子电压VC低。结果，光电晶体管112的集电极电压总是比控制器 端子电压VC高，确保了光电晶体管112的集电极-射极间电压。在图7的比较参照例的开关电源电路中，将与输出电压相应的信号传达给控制器 32的传达电路的输入侧相对于GND—定，与此相对，传达电路的输出侧的控制器端子电压 VC发生变动，因此传达电路的输入侧(图8的波形(3))与输出侧(图8的波形G))之间 产生电压差。该电压差不会比控制器端子电压VC的变动幅度大，因此传达电路的输入侧与 输出侧之间需要确保控制器端子电压VC的变动幅度以上的耐压。在此，控制器端子电压VC 的变动幅度由图8的波形，成为(VIN+VSC)-(-VF+VCS) = (VIN+VF)，传达电路的输入侧 与输出侧之间需要确保(VIN+VF)以上的耐压。因此，使用光电耦合器这样的输入侧与输出侧绝缘的传达电路来进行输出电压VO的反馈。与此相对，根据图1的开关电源电路，通过在传达单元与控制器32之间插入具有 充分的耐压的整流元件即二极管10，传达电路能够由既不绝缘也不是高耐压的晶体管构 成。在图7的比较参照例中传达电路需要输入侧与输出侧绝缘的光电耦合器等元件，但在 图1等的本实施方式中，不需要输入侧与输出侧绝缘的光电耦合器等元件，而能够由输入 侧与输出侧非绝缘的PNP晶体管等的传达电路构成，因此能够实现低成本化。另外，根据上 述各实施方式，示出了构成为非绝缘型电源电路的能量传达元件使用线圈5的例子，但不 限定于此。从3端子型开关调节器3向输出部2的能量传达元件只要具有电感成分，则不 限定其方式。工业上的可利用性本发明的开关电源电路作为使用3端子型开关调节器的非绝缘型电源电路，能够 将以往作为传达电路用于输出电压控制反馈的光电耦合器替换为晶体管等非绝缘的部分， 能够以更低的成本实现，在适用于非绝缘型电源电路的低成本化技术等时是有用的。
0131]符号说明0132]1输入部0133]11正电压端子0134]12负电压端子0135]2输出部0136]21正电压端子0137]22负电压端子0138]33端子型开关调节器0139]31开关0140]32控制器0141]33漏极端子0142]34源极端子0143]35控制器端子0144]4电容0145]5线圈0146]6电容0147]7二极管0148]8输出电压检测电路0149]81->811第一电阻器0150]82、812第二电阻器0151]83分路调节器0152]84齐纳二极管0153]85晶体管0154]86齐纳二极管0155]9PNP晶体管0156]91第三电阻器
110光电耦合器
111光电二极管
112光电晶体管
120辅助电源电路
121二极管
122电容
10二极管
VS源极端子电压
VC控制器端子电压
VO输出电压
VIN输入电压
VF顺方向下降电压
权利要求
1.一种开关电源电路，具备开关，与输入输入电压的两个输入端子中的一方连接； 能量传达元件，将通过上述开关而通断的输入电压作为能量传达； 输出生成电路，使从上述能量传达元件传达的能量平滑并且作为电压从两个输出端子 之间输出至；输出电压检测电路，检测上述输出生成电路的输出电压，生成与上述输出电压相应的 检测信号；传达电路，与上述两个输出端子中的一方连接，输出与由上述输出电压检测电路生成 的上述检测信号的值相应的传达信号；控制电路，将上述开关与上述能量传达元件的连接点的电位作为动作基准电压，按照 上述传达信号生成控制上述开关的通断的驱动信号；以及整流元件，连接在上述传达电路与上述控制电路之间，使上述传达信号仅从上述传达 电路向上述控制电路的方向流动。
2.如权利要求1记载的开关电源电路，其中，上述整流元件的耐压大于等于上述输入电压与上述整流元件的顺方向下降电压之和。
3.如权利要求1或2记载的开关电源电路，其中，上述开关电源电路还具备变换电路，该变换电路插入在上述整流元件与上述控制电路 之间；上述变换电路对上述传达信号进行稳压。
4.如权利要求3记载的开关电源电路，其中，上述变换电路由插入在上述整流元件与上述控制电路的连接点和上述开关与上述能 量传达元件的连接点之间的电容构成。
5.如权利要求1至4中任一项记载的开关电源电路，其中， 上述传达电路是双极性晶体管。
6.如权利要求1至4中任一项记载的开关电源电路，其中， 上述传达电路是MOS晶体管。
7.如权利要求1至4中任一项记载的开关电源电路，其中， 上述输出电压检测电路具有第一电阻器及第二电阻器，串联插入在上述两个输出电子之间；以及 电流信号输出电路，将与上述第一电阻器与上述第二电阻器的连接点的分割电压值相 应的电流信号作为上述检测信号输出至上述传达电路。
8.如权利要求7记载的开关电源电路，其中，上述电流信号输出电路具备分路调节器，该分路调节器具有参考端子，将上述分割电 压值作为参考电压；负极，与上述传达电路连接；以及正极，与上述两个输出端子中的另一 方连接。
9.如权利要求7记载的开关电源电路，其中， 上述输出电压检测电路具有第三电阻器及齐纳二极管，串联插入在上述两个输出端子之间；以及 晶体管，基极连接至上述第一电阻器与上述第二电阻器的连接点，集电极连接至上述传达电路，射极连接至上述第三电阻器与上述齐纳二极管的连接点。
10.如权利要求1至4中任一项记载的开关电源电路，其中，上述输出电压检测电路具有第三电阻器及齐纳二极管，该第三电阻器及齐纳二极管串 联插入在上述两个输出端子之间；上述齐纳二极管的负极与第三电阻器连接，上述齐纳二极管的正极与上述两个输出端 子中的另一方连接；将与流入上述齐纳二极管的负极的电流信号相应的上述检测信号输出至上述传达电路。
11.如权利要求1至10中任一项记载的开关电源电路，其中，上述控制电路按照上述传达信号的值，生成用于控制上述开关的导通时间的上述驱动 信号，以使由上述输出电压检测电路检测的输出电压一定。
12.如权利要求1至10中任一项记载的开关电源电路，其中，上述控制电路按照上述传达信号的值，生成用于控制在上述开关的导通期间从上述开 关流入上述能量传达元件的电流的峰值的上述驱动信号，以使由上述输出电压检测电路检 测的输出电压一定。
13.如权利要求1至10中任一项记载的开关电源电路，其中，上述控制电路按照上述传达信号的值，生成用于控制上述开关的通断频率的上述驱动 信号，以使由上述输出电压检测电路检测的输出电压一定。
14.如权利要求1至10中任一项记载的开关电源电路，其中，上述控制电路按照上述传达信号的值，生成用于控制上述开关的通断动作期间和通断 停止期间的上述驱动信号，以使由上述输出电压检测电路检测的输出电压一定。
15.如权利要求1至10中任一项记载的开关电源电路，其中，该开关电源电路为正电压输出型，即上述开关与上述输入电压的正电压侧的输入端 子连接，上述输入电压的负电压侧的输入端子与上述两个输出端子之中的负电压侧的输出 端子连接。
16.如权利要求1至10中任一项记载的开关电源电路，其中，该开关电源电路为负电压输出型，即将上述输入电压的正电压侧与上述开关连接，将 上述输入电压的负电压侧与上述两个输出端子之中的正电压侧的输出端子连接。
全文摘要
本发明的一个方式的开关电源电路具备开关(31)、作为能量传达元件的线圈(5)、作为将从线圈(5)传达的能量以电压输出的输出生成电路的电容(6)、生成与输出电压相应的检测信号的输出电压检测电路(8)、作为输出与检测信号的值相应的传达信号的传达电路的PNP晶体管(9)、按照传达信号控制开关(31)的控制器(32)、以及作为连接在PNP晶体管(9)与控制器(32)之间的整流元件的二极管(10)。
文档编号H02M3/155GK102144353SQ20098013226
公开日2011年8月3日 申请日期2009年8月10日 优先权日2008年8月18日
发明者崎村纮子, 村田一大 申请人:松下电器产业株式会社