专利名称：双向隔离式的串联谐振dc/dc变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种DC/DC变换器，特别是涉及一种双向的、隔离式的、基于串联谐振 软开关的DC/DC变换器。
背景技术：
双向DC/DC变换器在电动汽车、大功率设备的能量回收系统、大功率设备的备用 电源中有着非常广泛的应用。储能元件采用超级电容器或蓄电池，通过双向DC/DC变换器 控制其充电和放电。目前，双向DC/DC变换器拓扑分为隔离式与非隔离式变换器，隔离式变换器所采 用的结构较为复杂，考虑到成本问题，大多采用非隔离式BUCK/BOOST的拓扑结构，受拓扑 结构的限制，现有技术中，双向DC/DC变换器主要存在两个方面的问题。第一、BOOST变换 器的增益普遍偏低，通常小于5，储能单元需要较多串联，增加繁杂的均压电路，导致整个设 备的可靠性大大降低；第二、储能单元的充电过程不易控制，时间过长，且影响储能单元的 使用寿命。经对现有技术文献的检索发现，中国发明专利申请号为200810040359. 6的专利， 专利名称为一种大功率双向DC/DC变换器拓扑结构，该专利包括高压侧滤波单元、桥臂 单元、储能及低压侧滤波单元、能量存储单元，所述的高压侧滤波单元、桥臂单元、储能及低 压侧滤波单元、能量存储单元依次连接，所述的桥臂单元包括三个开关器件。该发明是一 种用于直流大功率能量回收及再利用场合的节能设备拓扑，能有效防止故障情况下电流失 控、迅速完成过电流保护，适用于高可靠性双向大功率工程应用场合。该发明的双向DC/DC 变换器是非隔离式的，需要设计两侧的滤波单元，较为繁琐，若滤波器设计不合理，两侧会 互相影响，增加两侧之间的谐波危害，且电压变换幅度较小，储能单元采用串联连接，需要 均压电路，能量存储较慢。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术中的不足，提出一种双向隔离式的串联谐振 DC/DC变换器。该变换器器通过高频变压器隔离、变压，不需要两侧的滤波单元，且电压变换 幅度很大，储能单元可并联式连接；电压响应迅速，储能单元的充电和放电过程快速可控， 极大地延长其使用寿命；变换器的开关器件基于串联谐振软开关控制，可大幅度减小甚至 消除开关损耗，变换器的效率很高。本发明是通过以下技术方案实现的，本发明包括初级侧稳压电容器、初级侧高频 变换器、初级侧串联谐振电路、高频变压器、次级侧串联谐振电路、次级侧高频变换器、次级 侧稳压电容器、储能单元，其中，高频变压器用于隔离和变压；串联谐振电路用于将相应的 高频变换器输出的三种离散电平转换为正弦波形，且可用于软开关控制相应的高频变换器 开关器件；两侧的稳压电容器用于增强直流电压的稳定性；两侧的高频变换器结构相同， 由四个反并联快速二极管的开关器件组成，可用于逆变和整流。
所述的储能单元为蓄电池、超级电容器组或其他类型电储能器件，双向DC/DC变 换器的电压变换幅度很大，所需的初级侧直流电压较高、功率较大时，储能单元的电压也可 较低，可采用并联式连接，极大地缩短充电时间，不需要增加各储能单元的均压电路。所述的双向DC/DC变换器可将电能双向流动，分为充电和放电两种状态。对储能 单元充电时，初级侧高频变换器处于逆变状态，初级侧串联谐振电路处于谐振状态；次级侧 高频变换器 处于整流状态，四个开关器件保持关断，四个快速二极管作用，次级侧串联谐振 电路不工作，其谐振电容器用于滤波。储能单元放电时，次级侧高频变换器处于逆变状态， 次级侧串联谐振电路处于谐振状态；初级侧高频变换器处于整流状态，四个开关器件保持 关断，四个快速二极管作用，初级侧串联谐振电路不工作，其谐振电容器用于滤波。所述的串联谐振电路用于将相应的高频变换器输出的三种离散电平转换为正弦 波形，且可用于软开关控制相应的高频变换器开关器件，两侧的串联谐振电路不同时工作， 其中之一用于谐振，另一谐振电容器用于滤波。串联谐振电路由外加谐振电容器与高频变 压器的漏感组成，若漏感不足，可外加电感，初级侧和次级侧的谐振频率可相同，也可不同， 通过谐振电容器和外加电感调节谐振频率。采用串联谐振软开关技术，一侧的直流电压有较大波动时，另一侧的输出仍可保 持稳定，而且电压的调节幅度很大，且减少了开关损耗。当一侧的串联谐振电路作用，另一 侧的谐振电容器用于滤波，选择谐振电容器的值与谐振电感的值在一个数量级，用于滤波 的谐振电容器的阻抗较小，对电压的降落影响很小。高频变换器用于逆变时，采用基于串联谐振软开关和PWM的混合调制方式可连续 地调节串联谐振的幅度，不可控整流后输出的直流电压可连续的变化。所述的高频变换器包括4个反并联快速二极管的开关器件，4个开关的不同导通 方式可输出正、零和负电平，3种电平与同侧的谐振电流的方向关系可分为3种状态，分别 是正谐振、零谐振和负谐振，基于串联谐振软开关的控制是每种状态的切换是在谐振电流 的过零点，因而每种状态作用时间为半个谐振周期的整数倍，高频变换器逆变时的开关周 期也为半个谐振周期的整数倍。三种谐振状态定义为输出电平为零，为零谐振状态；输出 电平与谐振电流方向始终相同，为正谐振状态；输出电平与谐振电流方向始终相反，为负谐 振状态。串联谐振的幅度可由输出的电平和电平作用的时间控制。一个谐振周期内，谐振 电流方向相反，各半个周期，每种状态的输出电平随着谐振电流变化。零谐振时，整个状态 输出电平为零；正谐振或负谐振状态在一个谐振周期内必然是输出两种电平正电平和负 电平，正电平和负电平的作用时间相同。PWM控制是在半个或一个谐振周期内将正谐振状态、负谐振状态与零谐振状态相 结合，通过改变正谐振或负谐振状态的作用时间来调整输出电平的宽度，正谐振或负谐振 状态作用时间为t。n，调制周期为T，则占空比为t。n/T。三种状态是离散的控制方式，而PWM 控制是一种连续的控制方式，三种状态用于快速粗调谐振幅度，PWM控制进一步精调，两者 结合可实现对串联谐振的幅度进行快速的连续控制，且只有PWM控制有开关损耗，整体上 效率很高。在谐振的半个或一个周期内，正谐振状态和负谐振状态相结合的控制方式较难实 现，且可用正谐振状态或负谐振状态与零谐振状态相结合实现其需要的调节，因此不使用此种控制状态。 双向DC/DC变换器控制所需要的量为初级侧直流电压、初级侧谐振电流、初级侧 谐振电容器电压、次级侧谐振电容器电压、次级侧谐振电流和次级侧直流电压。初级侧谐振 电流和次级侧谐振电流分别是高频变压器的输入和输出电流，两者之间是线性关系，可以 只采样其中之一；电容器电压与其电流有关，因而初级侧谐振电容器电压和次级侧谐振电 容器电压，两者之间也是线性关系，可采样其中之一。双向DC/DC变换器处于充电或放电状 态时，只需采样初级侧直流电压、次级侧直流电压、谐振电流和谐振电容器电压四个量，相 对于隔离式的单向DC/DC变换器所需要的采样量并未增加。同一时刻，两侧的高频变换器 只需对其一控制即可，因此，该隔离式的双向DC/DC变换器不会增加其控制器及采样硬件 电路的复杂度。与现有技术相比，本发明具有以下有益效果第一、高频变压器隔离两侧，电压变 换幅度很大；第二、储能单体可采用并联结构，充电迅速，充电电压和电流可快速按照最佳 充电曲线变化，提高储能单元的使用寿命，放电时的电压波动不影响输出电压的稳定性；第 三、高频变换器逆变时基于串联谐振软开关控制开关器件，降低了开关损耗，提高了双向 DC/DC变换器的效率；第四、由于变压器的输入、输出关系，该控制器所需的采样量不增加， 且两侧的高频变换器不需同时控制，不会增加控制器及其采样硬件电路的复杂度。
图1为根据本发明的一个实施例；图2为三种状态与PWM的混合调制方式，1-高频变换器的输出电平，2-谐振电流。 I-正状态；II-负状态；III-零状态；IV-正状态，占空比40% (调制周期为一个谐振周 期)；V-负状态，占空比40% (调制周期为一个谐振周期)。图3为双向DC/DC变换器处于充电状态的结构图，次级侧高频变换器的开关器件 关断，利用快速二极管使之处于整流状态；图4为双向DC/DC变换器处于放电状态的结构图，初级侧高频变换器的开关器件 关断，利用快速二极管使之处于整流状态。
具体实施例方式下面结合附图对本发明的实施例作详细说明本实施例在以本发明技术方案为前 提下进行实施，给出了详细的实施方式和过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。 因此，应当明白，所附的权利要求意欲涵盖落入本发明的真实精神的所有这些修改和改变。如图1所示，本实施例包括初级侧稳压电容器22、初级侧高频变换器20、初级侧 串联谐振电路30、高频变压器28、次级侧串联谐振电路40、次级侧高频变换器50、次级侧稳 压电容器32和储能单元60，其中电容器22和32增强直流电压的稳定性；高频变换器20 和50用于高频逆变或整流，工作状态取决于双向DC/DC变换器的电能流动方向；串联谐振 电路30和40用于将三种离散电平转换为正弦波形，以便于变压器进行升压或降压变换；高 频变压器28的作用是隔离和电压变换；储能单元60用于存储或释放电能。高频变换器20和50采用基于串联谐振软开关和PWM的混合控制。4个开关的不 同导通方式可输出正、零和负电平，3种电平与谐振电流的方向关系可分为3种状态，分别是正谐振、零谐振和负谐振，每种状态作用时间为一个谐振周期，且每种状态的切换是在谐 振电流的过零点，因而每种状态作用时间为半个谐振周期的整数倍，高频变换器逆变时的 开关周期也为半个谐振周期的整数倍。输出电平为零，为零谐振状态；输出电平与谐振电 流方向始终相同，为正谐振状态；输出电平与谐振电流方向始终相反，为负谐振。以高频变 换器20为例，零谐振状态时，谐振电流为正，开关器件2或8导通，若开关器件2导通，二极 管16导通与串联谐振电路30形成回路，若开关器件8导通，二极管14导通与串联谐振电 路30形成回路；谐振电流为负，开关器件4或6导通，若开关器件4导通，二极管18导通与 串联谐振电路30形成回路，若开关器件6导通，二极管12导通与串联谐振电路30形成回 路。正谐振状态时，高频变换器20向串联谐振电路30注入电能，谐振电流为正，开关器件 2和8导通；谐振电流为负，开关器件4和6导通。负谐振状态时，串联谐振电路30中的电 能回馈，开关器件全部关断，谐振电流为正，二极管14和16导通；谐振电流为负，二极管12 和18导通。如图2所示，高频变换器20的控制方式，串联谐振的幅度可由输出的电平和电平 作用的时间控制。三种状态控制的一个谐振周期内，谐振电流必然方向相反，各半个周期， 每种状态的输出电平必然随着谐振电流变化。零谐振状态时，整个状态输出电平为零；正谐 振或负谐振状态在一个谐振周期内必然是输出两种电平正电平和负电平，正电平和负电 平的作用时间相同。PWM控制是在一个谐振周期内将正谐振或负谐振状态与零谐振状态结 合，通过改变正谐振或负谐振状态的作用时间来调整输出电平的宽度，正谐振或负谐振状 态作用时间为t。n，谐振周期为T，则占空比为t。n/T，且占空比在0 50%内变化。三种状态 是离散的控制方式，而PWM控制是一种连续的控制方式，两者结合可实现对串联谐振的幅 值进行连续控制。储能单元60为蓄电池、超级电容器组，双向DC/DC变换器100的电压变换幅度很 大，所需的初级侧直流电压较高、功率较大时，储能单元60的电压也可较低，可采用并联式 连接，极大地缩短充电时间，不需要增加各储能单体的均压电路。双向DC/DC变换器100可将电能双向流动，分为充电和放电两种状态。图3所示， 对储能单元60充电时，初级侧高频变换器20处于逆变状态，初级侧串联谐振电路30处于 谐振状态；次级侧高频变换器50处于整流状态，四个开关器件42、44、46和48保持关断，四 个快速二极管52、54、56和58作用，次级侧串联谐振电路40不工作，其谐振电容器34用于 滤波。图4所示，储能单元60放电时，次级侧高频变换器50处于逆变状态，次级侧串联谐 振电路40处于谐振状态；初级侧高频变换器20处于整流状态，四个开关器件2、4、6和8保 持关断，四个快速二极管12、14、16和18作用，初级侧串联谐振电路30不工作，其谐振电容 器24用于滤波。串联谐振电路30由电容器24和高频变压器28的漏感组成，若漏感不足，可外加 电感；串联谐振电路40由电容器34和高频变压器28的漏感组成，若漏感不足，可外加电 感。储能单元60充电时，串联谐振电路30作用，通过高频变换器20控制谐振电路30的谐 振幅度，此时谐振电路40并不作用，电容器34仅起到滤波的作用；储能单元60放电时，串 联谐振电路40作用，通过高频变换器50控制谐振电路40的谐振幅度，此时谐振电路30并 不作用，电容器24仅起到滤波的作用。 初级侧谐振电路30的电容值为C1、电感值为L1，次级侧谐振电路40的电容值为C2、电感值为L2，初级 侧谐振频率CO1为^沈^/^，次级侧谐振频率02为1/2冗41^~2。初级 侧谐振电路30中的电容器24用作滤波时，其阻抗为Vco2C1，即为kVZ^/Q ；次级侧谐振 电路40中的电容器34用作滤波时，其阻抗为1/ ω ^2,即为。选择谐振电容器 和电感的容量时，只要保证处于一个数量级，就可保证谐振电容器用于滤波时的阻抗较小， 引起的压降影响很小，而电容器本身不会消耗电能，因此不用于谐振，而用于滤波的电容器 对双向DC/DC变换器的影响很小。双向DC/DC变换器100控制所需要的量为初级侧直流电压U1、初级侧谐振电流 25、初级侧谐振电容器24的电压、次级侧谐振电容器34的电压、次级侧谐振电流35和次级 侧直流电压U20初级侧谐振电流25和次级侧谐振电流35分别是高频变压器28的输入和输 出电流，两者之间是线性关系，可以只采样其中之一；电容器的电压与其电流有关，因而初 级侧谐振电容器24的电压和次级侧谐振电容器34的电压，两者之间也是线性关系，可采样 其中之一。双向DC/DC变换器100处于充电或放电状态时，只需采样初级侧直流电压U1、次 级侧直流电压U2、其中之一的谐振电流和谐振电容器电压四个量，相对于隔离式的单向DC/ DC变换器所需要的采样量并未增加。同一时刻，两侧的高频变换器只需对其一控制即可，因 此，该隔离式的双向DC/DC变换器100不会增加其控制器及采样硬件电路的复杂度。元件列表(2)开关器件(4)开关器件(6)开关器件(8)开关器件(12)快速二极管(14)快速二极管(16)快速二极管(18)快速二极管(20)初级侧高频变换器(22)初级侧稳压电容器(24)初级侧谐振电容器(25)初级侧谐振电流(28)高频隔离变压器(30)初级侧串联谐振电路(32)次级侧稳压电容器(34)次级侧谐振电容器(35)次级侧谐振电流(40)次级侧串联谐振电路(42)开关器件(44)开关器件(46)开关器件(48)开关器件
(50)次级侧高频变换器(52)快速二极管(54)快速二极管(56)快速二极管
(58)快速二极管(60)储能单元
权利要求
1.一种双向的、隔离式的、串联谐振DC/DC变换器(100)，包括稳压电容器02，32)、 高频变换器00，50)、串联谐振电路(30，40)、高频变压器( )、储能单元(60)，其中，稳压 电容器(22，32)用于增强直流电压的稳定性；高频变换器00)和(50)结构相同，由四个 反并联快速二极管的开关器件组成，可用于逆变和整流；串联谐振电路用于将相应的高频 变换器输出的三种离散电平转换为正弦波形，且可用于软开关控制相应高频变换器开关器 件，同一时刻，只有一个串联谐振电路作用(30或40)；高频变压器08)用于隔离和变压。
2.根据权利要求1所述的双向DC/DC变换器(100)，其特征是，储能单元(60)为蓄电 池、超级电容器组或其他类型电储能器件，双向DC/DC变换器的电压变换幅度很大，储能单 元(60)可采用并联式连接，极大地缩短充电时间，不需要增加各储能单元的均压电路。
3.根据权利要求1所述的双向DC/DC变换器(100)，其特征是，可将电能双向流动，分 为充电和放电两种状态，对储能单元(60)充电时，初级侧高频变换器00)处于逆变状态， 初级侧串联谐振电路(30)处于谐振状态，次级侧高频变换器(50)处于整流状态，四个开 关器件保持关断，四个快速二极管作用，次级侧串联谐振电路GO)不工作，其谐振电容器 (34)用于滤波；储能单元(60)放电时，次级侧高频变换器(50)处于逆变状态，次级侧串联 谐振电路GO)处于谐振状态，初级侧高频变换器O0)处于整流状态，四个开关器件保持关 断，四个快速二极管作用，初级侧串联谐振电路(30)不工作，其谐振电容器04)用于滤波。
4.根据权利要求1所述的双向DC/DC变换器(100)，其特征是，串联谐振电路(30)由 外加谐振电容器04)与高频变压器08)的漏感组成，串联谐振电路GO)由外加谐振电容 器(34)与高频变压器08)的漏感组成，若漏感不足，可外加电感，串联谐振电路(30)和 (40)的谐振频率可相同，也可不同，通过谐振电容器和外加电感调节谐振频率，串联谐振电 路(30)和00)不同时工作，其中之一用于谐振，另一谐振电容器用于滤波，选择谐振电容 器的值与谐振电感的值在一个数量级，用于滤波的谐振电容器的阻抗较小，对电压的降落 影响很小。
5.根据权利要求1所述的双向DC/DC变换器(100)，其特征是，高频变换器(20或50) 用于逆变时，采用基于串联谐振软开关和PWM的混合调制方式可连续地调节串联谐振的幅 度，不可控整流后输出的直流电压可连续的变化。
6.根据权利要求5所述的双向DC/DC变换器(100)，其特征是，高频变换器(20或50) 包括四个反并联快速二极管的开关器件，四个开关的不同导通方式可输出正、零和负电平， 三种电平与同侧的谐振电流的方向关系可分为三种状态，分别是正谐振、零谐振和负谐振， 基于串联谐振软开关的控制是每种状态的切换是在谐振电流的过零点，因而每种状态作用 时间为半个谐振周期的整数倍，高频变换器(20或50)逆变时的开关周期也为半个谐振周 期的整数倍，三种谐振状态定义为输出电平为零，为零谐振状态；输出电平与谐振电流方 向始终相同，为正谐振状态；输出电平与谐振电流方向始终相反，为负谐振状态。
7.根据权利要求5所述的双向DC/DC变换器(100)，其特征是，串联谐振的幅度可由输 出的电平和电平作用的时间控制，一个谐振周期内，谐振电流方向相反，各半个周期，每种 状态的输出电平随着谐振电流变化，零谐振时，整个状态输出电平为零，正谐振或负谐振状 态在一个谐振周期内必然是输出两种电平正电平和负电平，正电平和负电平的作用时间 相同。
8.根据权利要求5所述的双向DC/DC变换器(100)，其特征是，PWM控制是在半个或一个谐振周期内将正谐振状态、负谐振状态与零谐振状态相结合，通过控制正谐振或负谐振 状态的作用时间来调整输出电平的宽度，正谐振或负谐振状态作用时间为t。n，调制周期为 T，则占空比为t。n/T。三种状态是离散的控制方式，而PWM控制是一种连续的控制方式，三种 状态用于快速粗调谐振幅度，PWM控制进一步精调，两者结合可实现对串联谐振的幅度进行 快速的连续控制，基于串联谐振软开关的控制可消除开关损耗，只有PWM控制有开关损耗， 整体上效率很高。
9.根据权利要求1所述的双向DC/DC变换器(100)，其特征是，控制所需要的量为初 级侧直流电压U1、初级侧谐振电流(25)、初级侧谐振电容器04)的电压、次级侧谐振电容 器(34)的电压、次级侧谐振电流(35)和次级侧直流电压U2，可作的简化为初级侧谐振电 流0 和次级侧谐振电流(3 分别是高频变压器08)的输入和输出电流，两者之间是线 性关系，可以只采样其中之一；电容器电压与其电流有关，因而初级侧谐振电容器04)的 电压和次级侧谐振电容器(34)的电压，两者之间也是线性关系，可采样其中之一，双向DC/ DC变换器(100)处于充电或放电状态时，只需采样初级侧直流电压仏、次级侧直流电压U2、 其中之一的谐振电流和谐振电容器电压四个量，相对于隔离式的单向DC/DC变换器所需要 的采样量并未增加，同一时刻，两侧的高频变换器只需对其一控制即可，因此，该隔离式的 双向DC/DC变换器(100)不会增加其控制器及采样硬件电路的复杂度。
全文摘要
一种双向的、隔离式的、串联谐振DC/DC变换器(100)，包括稳压电容器(22，32)、高频变换器(20，50)、串联谐振电路(30，40)、高频变压器(28)、储能单元(60)，其中，稳压电容器(22，32)用于增强直流电压的稳定性；高频变换器(20)和(50)结构相同，由四个反并联快速二极管的开关器件组成，可用于逆变和整流；串联谐振电路用于将相应的高频变换器输出的三种离散电平转换为正弦波形，且可用于软开关控制相应高频变换器开关器件，同一时刻，只有一个串联谐振电路作用(30或40)；高频变压器(28)用于隔离和变压。该变换器(100)可大幅度地变换直流电压、效率高，可用于电动汽车电源、大型设备的备用电源等。
文档编号H02M3/335GK102064702SQ20101061935
公开日2011年5月18日 申请日期2010年12月31日 优先权日2010年12月31日
发明者刘闯, 赵伊苓 申请人:刘闯