专利名称：带有旁路能量转移电抗的消弧开关的功率转移器件、方法和系统的制作方法
带有旁路能量转移电抗的消弧开关的功率转移器件、方法
和系统交叉引用优先权由提交于6/29/2009的美国申请61/221，345和提交于8/17/2009的美国申请61/234，373 二者所主张。优先权由提交于6/5/2009并现在公布为US2010/0067272的美国申请12/749，207’由此上溯至提交于6/6/2007并现在发布为7，599，196的美国申请11/759，006，以及由此上溯至由提交于6/6/2006的美国申请60/811，191所主张。优先权还由提交于6/6/2007的美国申请11/758，970,以及由此上溯至提交于6/6/2006的美国申请60/811，191所主张。所有这些申请由此一并被包括在内以供参考。
背景技术：
本申请涉及功率转换器,尤其是涉及利用感抗以供能量转移的非谐振功率转换 器。请注意下面讨论的各点可反映由所揭示的发明而得到的事后认知，并且不一定被承认是现有技术。功率转换是功率半导体最重要的应用之一,在许多系统中起重要的作用。功率转换可用于使电源的电压移动以与特定负载的工作要求相匹配，或允许作为可变电压源或可变电流源使用，或补偿在不可靠的电源中所预料的变化，或允许一个单元可以有多种功率输入来使用，或当交流电源与无功负载连接时补偿“功率因数”移动。在许多案例中，对于特定种类的功率转换有不同的术语,例如，DC-AC转换器通常指的是逆变器,某些类型的AC-AC转换器指的是循环换流器。许多种类的电动机驱动可认为是一类功率转换例如，可变频率驱动器可视作一种功率转换器，其中交流输出的频率是可调节的。在本申请中，术语“功率转换”从种属上说常常指全部这些种类。本发明人过去曾对一类提供了几乎是通用的功率转换结构的新的功率转换器件工作和器件进行过申请。在一种这样的结构中，各输入线与具有两个双向开关的一相分支的中点连接，这些双向开关进行工作，以便从一个输入端或其它输入端驱动链路(link)电抗的端点。一个相应的输出开关阵列被用来将能量从链路电抗按照期望地转移至两个或多个输出端点，以构建所希望的输出波形。优选情况是，链路电抗包括被一个电容器旁路的一个电感器。这提供了一个几乎通用的硬件结构，该结构工作以执行所希望的功率转换功能。该结构适合于DC-AC、AC-AC和AC-DC转换。但是，本发明人现在提供附加的改进，可用于这些以及其它布局。在专利和科学文献中，示出了许多DC-DC、DC-AC和AC-AC降压-升压转换器。经典的降压-升压(Buck-Boost)转换器以连续电流使电感器工作，该电感器可以有输入和输出绕组以形成变换,用于隔离和/或电压/电流变换,在该情形中，它被称之为返驰式(Flyback)转换器。该基本转换器有许多例子,所有例子一定是硬转换，因而没有软转换属性,这导致降低了的转换器效率和较高的成本。硬转换三相-三相降压-升压转换器的例子示于图4,引自K. Ngo，“PWM逆变、整流和循环换流中的布局和分析”，学位论文,加利福尼亚理工学院(1984)。一种被推荐的DC-AC降压-升压转换器(见美国专利号No. 5，903，448)在其输出部分包括一个双向导通/阻塞开关以适应四象限工作，具有交流输出和双向功率转移。但是，输入不可以是交流,并且它使用硬转换。
发明内容
本申请揭示了对链路功率转换电路中的瞬变电压进行探讨的新方法。在一类优选实施方式中，半导体开关不仅提供各输入线对链路电抗的任何一端的连接,而且另一半导体开关对链路电抗旁路以防止当输入/输出端口断开时产生过电压。所揭示的发明在各种实施方式中提供至少一种或多种下述优点。然而，并非这些优点的全部都归因于所揭示发明的每一个，本优点表并不限定各种所主张的发明。
下列优点由图I的发明实施方式，以及由许多其它所揭示的和等效的实施方式提供。參低谐波的、功率因数为I的电流从公用电力设施(utility)抽取，与输出电压无关。參电流从高频脉冲内各相抽取，类似于电流源转换器,带有输入电容器以及可选的线电感器,将脉冲电流转换成正弦波电流。⑩具有从输入至输出升高电压或降低电压的能力，甚至当存在输入电压下沉时还允许有全输出电压,如同在工业电力系统内通常发生的那样。參带有微小电压波纹的正弦波输出电压允许使用标准感应电动机以及低电抗同步电动机。參输出电容器滤掉脉冲形电流。參波纹频率总是很高，以避免与输入和/或输出滤波器或电抗有关的任何谐振问题。參具有在低输出电压下供给200%或更高的额定输出电流的能力，这对于启动大的惯性负载是有利的。參具有接近于零的输出电压，转换器在大约一半的最大频率或最大频率(half ormaximum frequency)下工作，电感器首先由输入端充满电，然后在该满电平下在两倍于满电压的放电周期内放电到输出端，然后放电到零电流回到输入端，重复此循环,只是用反向电流。參峰值电流保持相同，只是输出电流加倍。參输入-输出隔离，在输出端得到零共模电压。參因为永远不会出现输入线与输出线被连接在一起的时刻,如同在电压源和电流源、以及矩阵转换器内所一直发生的那样，平均输出电压保持在地电位。这就无需隔离变压器。參慢反向恢复器件是可用的。在换向时电流的变化速率相对较慢,在反向恢复后所加的反向电压也低,故所用的开关可以有整流二极管状恢复特性。采用反向阻塞IGBT和GTO则尤为优越,它们对反向恢复固有地缓慢。參较慢的正向截止器件是可用的。
參由于电容与电感器并联,截止dv/dt相对较低。⑩紧凑、质轻和高效。參传统的电压源驱动在各输入线和输出线上都需要多个笨重庞大的功率电感器。对于给定的输出质量,在此处揭示的发明实施方式中则并非如此。參为了生成满输出电压,传统的电流源驱动需要一个大而重的直流电感器。对于给定的输出质量，在此处揭示的发明实施方式中则并非如此。參滤波合适的、商业上可得到的电压源驱动对于40hp而言超过300磅，与之相比，本发明的重量能够减轻10倍,而本发明的驱动的重量对于40hp而言将轻于301b。參没有大的输入/输出滤波电感器极大地改善了本发明相对于传统驱动的效率。⑩无需变压器,因输入电流谐波很低且没有共模输出电压。 參部件数目相对较少。參通过使用双向开关，对于多相驱动而言,仅需12个功率开关。參高带宽。因为在电感器的各个循环，电流幅度确定达到两倍,本发明的电流控制带宽固有地很高，使得本发明适合于高带宽伺服应用，甚至大功率声频放大器。
所揭示的本发明将参照附图进行描述，附图中示出了重要的实施例，附图由此被包括在说明书中以供参考，其中图I示出了在全桥式降压-升压转换器中一个实施例。图2a-2d示出了用于图I的电路的基本的双向导通和阻塞开关(BCBS)的四种替换形式。图3示出了一种传统的“标准驱动”。图4示出了一种传统的硬转换三相-三相交流降压-升压转换器。图5示出了一种传统的软转换“部分谐振”三相—三相交流降压-升压转换器，图6示出了对于图5的转换器的电感器电流和电压波形。图7和8示出了其它的传统转换器。图9示出了输入线电压，图10示出了输出线电压,用于图ll、12a-12j和13的电流转换例子。图11总括了用于几种电感器循环的线电流波形和电感器电流波形。图12a-12j示出了在一个典型的循环中电感器上的电压和电流波形。图13示出了对应于图12的满功率条件的电压和电流波形，图14示出了对于大致满输出电压的一半的输出电压的电感器电压和电流。图15示出了包括控制和I/O滤波在内的另一实施方式。图16示出了在又一实施方式中电流与时标关系，图17示出了当输出电压为输入电压的一半时的这些关系。图18是对给定的一组条件,随着电流放电时间变化计算平均输出电流的数据图表，图19示出了在各种条件下这^-计算的结果。图20是图16和17的一种形式，表示在输出电压为输入电压的1/2处的再生条件下的电感器电流与时标。
图21示出了带有直流或单相接口的又一实施方式。图22示出了带有变压器的又一实施方式。图23示出了在四接口配置中的又一实施方式。图24示出了又一实施方式，在三相接口应用中，混合了三相交流接口和直流接口，这在混合电动车辆的应用中是有益的。图25和26示出了应用半桥式布局的更多两类执行方式。图27不出了提供一种单相至三相同步电动机驱动的又一实施方式。图28示出了带有双功率模块的又一实施方式。图29示出了提供一种三相功率线调节器的又一实施方式。
具体实施例方式本申请的多种发明讲解特别参考了目前的优选实施方式(作为例子，并非限定)进行描述。本申请描述了若干发明，下面的说明没有^-条通常应该视作对权利要求进行限制。本申请揭示了通常是降压-升压这一族，只是使用了电容的功率转换器，该电容或只是寄生电容，或带有外加的分立器件，与降压-升压电感器并联以实现对半导体开关的低关断转换应力(亦即/‘软转换”)，允许使用相对缓慢且廉价的开关。在所揭示的替代实施方式中，如下所讨论，以较高的正向关断转换损耗为代价，没有这种外加电容的工作是可能的。在图I和所揭示的各种其它实施方式中，尽管用很小的或几乎不用并联电容，当开关从反向偏置过渡到正向偏置时,开关接通总是能发生,从而允许低接通损耗。该开关的反向恢复以低的电流减少速率以及低的反向恢复电压实现，导致几乎零损耗的反向恢复转换。下述实施方式是对原申请的“全循环”模式的改善,其在每个电感器循环有两次功率转换。降压-升压转换器,包括上面援弓I的Ngo和Kim参考文献中的那些转换器在内，在电感器电流中具有直流偏置，并且对每个电感器循环仅有一次功率转移。所揭不的本发明也能用于DC-AC、AC-DC、AC-AC或DC-DC转换器,只要不超过开关的电压额定值，对所涉及的电压的相对幅度就没有限制。然而,如果执行情况是这样，以致-一个接口的电压总是比其他接口的电压为高，则连接到所述较高电压接口的开关仅需在一个方向能够阻塞电压即可。完全电隔离和/或较高的电压和电流转换可用电感器/变压器代替简单电感器实现。请注意电感器/变压器在典型情况下不会在同一时间在两侧都有电流，所以其工作比起简单变压器(如同在推挽转换器(push-pull converter)中那样)，更像分离电感器(如同在返驰式转换器中那样)。在降压-升压与推挽之间另一重要的不同是，推挽输出电压被固定作为输入电压的几倍或几分之一(由匝数比给定)，而降压-升压则没有这种限制。推挽布局在网页 http://en. wikipedia. org/wiki/Push-Pull—Converter 中进行了描述，其(以其在申请日时的状态)被援引以供参考。推挽不大像降压-升压或返驰式转换器，因为变压器并不作为一个能量转换电感器工作。在降压-升压或返驰式转换器中，输入电流将能量栗入磁场，该磁场然后被排放以驱动输出电流；因此输入和输出电流在不同的时间流过。电感器/变压器漏电感在典型情况下是降压-升压设计中重要的考虑因素。这在典型情况下通过使漏电变为最小来处理，有时则通过添加电路元件以处理之。相形之下，下述许多实施方式能够容许大的寄生电容，因此可规定带有很接近绕组的电感器或变压器，以使漏电感变为最小。标准硬转换降压-升压不能容许寄生电容,这使得对那些配置,极难将漏电感变为最小。在各种元件中，本发明的转换器电路由多个半导体开关、一个电感器、有益地可选的一个与该电感器并联的电容器，以及输入和输出滤波电容构成。控制输入开关的一个控制装置首先将起始在零电流状态下的电感器连接至输入电压,该输入电压在三相输入中可以是直流或最高线-线电压交流对，除了在启动时使用接近于零电压的线对。然后当电流达到控制所决定的点时关断那些开关以导致所希望的功率转移速率。电流于是在电感器与电容器之间循环，导致相对低的电压增加速率，使得在加到开关上的电压显著上升之前这些开关就基本上关断，从而导致关断损耗很低。
在具有直流或单相交流输入时,并没有进一步的电流从输入端抽出。在具有三相交流输入时，通过控制再次将电感器连接至输入线，但此时是连接至有较低的电压的线-线对,然后至第一对。当相关的开关从反向偏置过渡到正向偏置时,接通完成。在抽取适当量的电荷(如果控制决定没有电流将从该对抽取，例如该对处于零电压下并且希望输入的功率因数为I时，电荷量可为零)之后，相关的开关再次被关断。在大多数条件下，该电感器上的电压然后将反向(由于并联电容，具有相对低的电压变化速率)。通过三相交流输出，该控制接通开关,允许电流从电感器流到需要电流的最低电压线对,在相关开关变为正向偏置之后,用该控制在适当量的电荷已经被转移之后关断这些开关。对三相交流而言,该电感器电压于是倾斜____t升至最高输出线-线对，或者对单相交流或直流而言，上升至输出电压。再有，开关被接通以将能量(电荷)转移至输出，随着电压倾斜上升，从反向偏置过渡到正向偏置。如果输出电压大于最高输入电压,则允许电流降至零,其以电流减少的低速率关断开关,这允许使用相对缓慢的反向恢复特性。如果输出电压小于最高输入电压,则开关在电流停止之前被关断，以便该电感器电压上升至输入电压，使之保持了零电压接通。可选的，该开关可在前文中所描述的点之前关断，以便限制进入输出的电流量。在该情形中，由于在电感器中的电流,多余的能量通过接通开关引导电流从该电感器或者流到三相中的最高电压对，或者流到单相交流或直流输入而被引导返回输入端。在三相交流转换器中，分配给各输入和输出线对的每个循环的相对电荷被控制成与各线(相)上的相对电流电平相匹配。在上述情景之后，当达到零电流时,通过应用那些与在第一半周期中所用的开关互补的开关,该电感器被重新连接到输入端,但是其极性从第一次连接反转。该连接能够在零电流之后立即发生(或者如果输入电压小于输出电压，在零电流之后片刻发生，以允许该电容器电压随时间倾斜F降)，使得完全利用该电感器的功率转移能力。无需谐振反转，如同在图5和6所示的Kim转换器的时间期间M4中那样。所揭示的本实施方式本质上在任何条件下都能够再生输出电压、功率因数或频率，所以在电动机驱动或风力应用中，电动机可起发电机的作用，将电力返回至公用电力设施线(utility line)。在交流电动机驱动执行中，输入和输出滤波器可与线至中性点连接的电容器同样地小。因为由于软转换而开关损耗极低,故降压-升压电感器可在高电感器频率下工作(对于低电压驱动，典型值为5至20kHz)，允许使用单个的、相对较小的低损耗磁性器件。电流脉冲频率两倍于电感器频率。这样的高频率也允许输入和输出滤波电容器相对较小，且具有低的、高频率波纹电压，这又转而允许小的低损耗的线电抗器。输入电压“下沉(sag) 如同当其它电动机被跨线连接时普遍发生的那样-通过从输入暂时抽取更多的电流以维持恒定的功率抽取和输出电压而被适应，利用本发明的升压能力，避免所费不赀的停工甚或对应用的扭矩损耗。在该转换器与附设的电压源(公用电力设施)或消耗装置(sink)(电动机、另一公用电力设施,或负载)之间的整个过滤器包括线电容(线-线或线-中性点，如Y形或三角形接法中那样)，和一个串联线电感(或“线电抗器”)。当驱动电动机时，该线电抗恰好是该电动机的电感。这提供了一种功率滤波器，并为该转换器进行了重要的调节。优选的转换器得益于有很低阻抗的电压源并在输入和输出有散热器。(这是与图7的转换器的一个很大不同，该转换器在I/O处有电感性线电抗,无电容性。)链路电感器 电流必须能够很迅速地在链路电容器与I/O电容器之间转换，线电抗会防止其发生,而且事实上很可能会损坏开关。该转换器的物理结构最好精心地处理，以将所有可能损害链路电抗转换的这种电感变得最小。线电容本身不必具有任何特殊价值,但为了正常的工作，当对该链路电感充电或放电时线电容上的电压变化应该只是起始电压的一小部分，例如小于10%。还有另外的约束。对于一个20hp、460VAC样机,80 u F的线-中性点电容仅导致I至2%的波纹电压。(选择这一大电容是为了在电容器的电流额定值以内得到波纹电流。)对于相同的电流额定值，电容器应该做成有较低的UF,结果是得到较小、较廉价的电容器,和较高的电压波纹,但这是目前可得到的全部。另一重要的考虑是由线电抗和线电容的L-C(I/0功率滤波器)所形成的谐振频率。为了没有具有在线电容上的电压波纹的滤波谐振,该频率必须低于链路功率循环频率。对于20hp、460VAC样机的例子,链路频率是IOkHz,所以链路功率循环频率是20kHz (每个链路电压循环为2个功率循环)。因为L-C I/O的谐振频率低于2kHz，因此工作得很好。所以，总地说来,该电容必须足够大以合理地稳定I/O电压，以允许链路电感器充电/放电恰当地发生，L-C谐振频率必须小于链路电压频率的1/2,—般至少低1/4至1/10。还应该注意,在线滤波器上太多的电容可导致在公用电力设施连接方面的过量电抗性功率。首先参照图I,如同本申请所述,所示的是三相转换器100的原理图。转换器100与第一和第二功率接口 122和123连接。这样的各个接口可以是源功率或消耗功率(sinkpower),该接口的各相各有^-个端口。转换器100提供服务以在两接口之间转移电力，并且能够实现宽范围的电压、电流电平、功率因素和频率。第一接口例如可以是一个460 VAC60Hz三相公用电力设施连接,而第二接口例如可以是一个三相感应电动机,可在可变频率和电压下工作，以实现所述电动机的变速工作。这种配置也能在同一个电感器上提供额外的接口，这可能是期望的以向其它功率源和/或散热器和从其它功率源和/或散热器提供功率转移。这些供选择方案的若千例子示于图23和24,但许多其它方案也是可能的。转换器100包括第一组电子开关(Slu、S2u、S3u、S4u、S5u和S6u),这一组电子开关被连接在链路电感器120的第^-端口 113与输入接口的各相应相(124至129)之间。第二组电子开关(S1PS2PS31^S4PS51和S61)同样地被连接在链路电感器120的第二端口 114与输出接口的各相之间。链路电容器121与链路电感器并联连接，形成链路电抗。在该例中,在转换阵列中各开关能够在两个方向导通电流和阻塞电流,可以由图2b的双向IGBT 201构成，如美国专利No. 5，977，569中所示。许多其它的这种双向开关组合也是可能的,诸如图2a中的反并联反向阻塞IGBT 200或图2c和2d中的器件配置。大多数这些开关配置包含两个独立控制的栅，如图2a-2d中的全部开关所示，各栅控电流在一个方向流动。在下面的描述中，假定在各开关中均使用双栅开关，并假定在一个开关中唯一进行启动的栅是在该开关的随后的工作中能控制电流在所希望的方向流动的栅。因此，当下述各开关被说成进行了使能时，在导通发生之前就发生了所述的使能，因为该开关的部分在正被使能的瞬时被反向偏置，并且不导通，直至它由于在电感器和电容器的并联对上的充电电压而变为正向偏置为止。只有一个栅的任何开关实施方式,诸如嵌入在全桥式整流器内的单向开关的实施方式必须只有当加在其上的电压很小时才能被使能,这要求精密和精确的定时，实际上此要求可能难以实现。 请注意具有串联电阻198的链路开关199被连接成对能量转移电抗进行旁路。当瞬态过电压出现在当前被连接到能量转移电抗上的外线上时,可能需要关断将该电压连接到能量转移阻抗上的该开关，以避免有过电压加在电抗上。然而,如果电抗与外线隔离，而它又包含大的能量时，可以为该存储的能量本身在电抗上建立起一个过电压。图IA示出了有助于说明需要链路开关199的波形。如果一个瞬态电压发生在外线上(如第一条线的波形中所示)，感测电压的输入将触发控制逻辑以接通链路开关199,并关断在开关阵列中瞬变过程发生处的全部开关。(最好在所有开关阵列中的全部开关在此时均被关断。)图IA的第二条线示出了当链路开关199被接通时电抗上的电压急剧下倾。图IA的第三条线示出了通过电抗和链路开关的电流环流较缓慢地下倾。(但是,过电压是此处需要避免的首要风险。)在链路电抗上的电流变化速率将受串联电阻198上的反电压影响。该电阻的选择将在下面讨论。还请注意串联电阻将包括用于链路开关的转换器件的寄生电阻；如果所用的器件包括足够的串联电阻，即可无需包括单独的电阻器。图IA的第四条线示出了降低的电压对电抗的影响当链路电抗上的电压降低时，至少在某些开关上看到的电压也降低。这提供了一个能够以若干方式使用的优点对于给定的开关额定值,在输入端较高的电压最大值可被接受。另一方面,对于给定的线电压规格,瞬态过电压容差可得到改善,并且/或者可采用较宽松的器件规格。图IB示出了在与图IA相同的条件下，如果不存在链路开关,可能发生的情形。在该案例中，链路电抗上电压的上升未被阻止，因而I/O器件上的电压可上升至它们被击穿的电平。图IC示出了所用的简单逻辑,在该简单实施例中,对链路开关进行启动。控制电路系统包括对监视输入和输出线-线电压和线-地电压的编程，如果它们超过某一极限，则全部I/O开关被关断,而链路开关被接通。即使有最大链路电流流过，这也将链路电压限制到某个充分低的电压，例如600伏或更小(以120安的最大链路电流流过5欧的电阻)。在全部I/O开关关断时，总的线-线电压可高达2 X开关电压额定值再减去链路电压，或者作为一个例子2X 1200伏-600伏=1800伏。这比标准转换器能够承受带有1200伏开关的线-线电压要高600伏。这将是在480 VAC线上的情形,它有约700伏的标称峰值线-线电压,但瞬时能够迫使其超过1400伏。金属氧化物变阻器(MOV)能够将电压限制到小于1600伏，所以图I的转换器对于瞬变是安全的。然而，传统的转换器(或逆变器)则不是这样，因为MOV不能将电压限制到小于1200 伏。严格说来,链路开关和电阻器的功能在于当线瞬变发生时将链路电压限制到相对低的电平，但作为被接通的结果，链路开关和电阻器也消耗至少某些链路能量,典型情况是其全部能量。当然，如果采用SCR，则全部链路能量将被耗散。链路开关恰好必须在几百微秒内能够处理峰值链路电流,不必接通该电流。这可 由反并联的SCR组成，以允许使用相对小的SCR0 SCR能够被使用，因为直至链路开关电流变为零，转换器都不必重新接通。该开关不必散热，所以它们容易安装。转换器100也分别有输入和输出电容器滤波器130和131,用以平滑由进出电感器120的转换电流所产生的电流脉冲。可选的,将线电抗器132加到输入端以便将输入电容器滤波器131上的电压波纹与公用电力设施和可附设到公用电力设施线的其它设备隔离。同样地,未图示的另一线电抗器如有应用需要可在输出端____t使用。例如，在一个例子的执行中，20hp (ISkff)变频驱动(VFD)配置有IIOA的峰值链路电流。在本例中，链路开关电阻器的额定值为5欧、I(K)OV和5瓦。在本例中，所需的链路开关电压能力被标示在1200V。为了说明起见,假定在电感器/电容器的全循环中，功率要从第一接口被转移到第二接口，如图13所示。还假定，如图9所示，在功率循环开始的瞬间，相Ai和Bi有第一(输入)接口的最高线-线电压,链路电感器120没有电流,链路电容器121被充电至与在相Ai和Bi之间已存在电压的相同电压。如图15所示,控制器FPGA 1500现在接通开关Slu和S21，随后电流开始从相Ai和Bi流到链路电感器120，如图12a的模式I所示。图13示出了在图12a-12j的功率循环期间的电感器电流和电压，并且导通模式顺序1300与图12a-12j的导通模式相对应。在各模式间隔期间,链路电抗上的电压几乎保持恒定，只凭借在该间隔少量的相电压变化才改变。在已达到适当的电流电平之后,如控制器1500所决定的那样，实现了在各输入相之间所希望的功率转移水平和电流分布，开关S21被关断。电流现在在链路电感器120与链路电容器121之间环流，如图12b所示,它们被包括在电路之中以减慢电压变化速率，当开关关断时，这转而大大减少在各开关中所消耗的能量。在本发明的极高频率实施方式中，电容器121可仅由电感器和!或其它电路元件的寄生电容构成。为使该循环继续进行,如图12c和图13中的模式2所示，与过去已被启动的开关Slu 一起,接着启动开关S31。一旦链路电抗电压降至刚好小于加在相Ai和Ci上的电压,在本例中该电压被假定处于比相Ai和Bi更低的线-线电压,如图9所示，开关Slu和S31变成正向偏置并开始进一步增加进入链路电感器的电流，进入电容器的电流流动则暂停。两个“导通”的开关Slu和S31当所希望的峰值链路电感器电流达到时即关断,所述峰值链路电感器电流决定了可转移至输出的每个循环的最大能量。链路电感器和链路电容器然后再次交换电流，如图12b所示,其结果是链路电抗上的电压改变符号，如在图13的模式2与3之间在图形1301中所示。现在如图12d所示,输出开关S5u和S61被启动，开始将电感器电流导通至电动机相A。和B。,假定在本例中具有在本情形加在电动机上的最低线-线电压,如图10所示。在电感器的能量的一部分已经被转移到负载之后，由控制器决定，开关S5u被关断,S4u被启动,使电流再次流到链路电容器内，这增加了链路电感器电压，直至该电压变得稍大于相A。和C。的线-线电压为止，假定在本例中具有加在电动机上的最高线-线电压,如图10所示。如图12e所示，链路电感器的大部分剩余能量然后被转移至本相-对(phasepair)(进入电动机中)，使链路电感器电流降至一个低电平。开关S4u和S61然后被关断，使链路电感器电流再次被旁路进入链路电感器，将链路电抗电压上升至相Ai和Bi上稍高的输入线-线电压。链路电感器的任何多余能量则回到输入端。该链路电感器电流然后反向，重复上述链路电抗电流/电压半循环，但是采用与第一个半循环互补(complimentary)的开关，如在图12f至12j、导通模式顺序1300以及图形1301和1302中所示。图12g示出了 在电感器的负电流半循环时,在两导通模式之间的链路电抗电流交换。图11总结了在图12和13的循环及附近的一些链路电抗循环的线电流和电感器电流波形。请注意在各链路电抗循环期间发生了两个功率循环。在图12a-12j中，在模式I和2时能量被泵入，在模式3和4时被抽出，在模式5和6时再次被泵入，在模式7和8时再次被抽出。采用多相驱动产生八种模式而不是四种,但即使不用多相输入和/或输出，也值得注意在电感器电流的一个循环期间，存在两个连续的进和出的循环。如图12a-12j和图13、导通模式顺序1300及图形1301和1302中所示，链路电抗在连接到适当的相-对与全然不连接之间连续地交替，并且当连接时发生电流和功率转移，当不连接时在两相之间电压上升(如图13中的1303在空间上紧挨着的两条垂直虚线之间所发生的情况就是一个例子)。一般而言,作为一个例子，当控制器1500认为必需时,通过提高开关200 (在图2a中示出)上栅204的电压以高于对应端205,如本领域已知的,各开关被启动。此外，当已被启动的开关的部分为零偏置或反向偏置时,各开关被启动(在该开关优选的两种栅中)，其结果是，直至改变链路电抗电压使开关变成正向偏置,该开关并不开始导通。可用单栅交流开关，如用嵌入四个二极管的桥式整流器的单路开关，但难以实现零电压接通，并且导通损耗较高。在图1.5中，通过电感器的电流由传感器151.0读出，FPGA 1500集成电流以决定在输入和输出接口的各相(端口)中的电流流动。相电压读出电路1511和1512允许FPGA1500控制哪个开关在什么时候下一次启动。相形之下,注意到图8的现有技术结构在输入端有四个双向开关，在输出端有两个,其间有链路电感器(无并联电容器)。该配置是硬转换降压-升压,像所有现有的降压-升压转换器一样，每个链路电感器循环只有一次功率转移。此外,链路电感器有一个直流电流分量，并不像图I的转换器(它没有平均直流电流，仅有交流)。图14示出了当图I的转换器以降低了的输出电压工作时电感器电流和电压波形。在图13的全输出电压情形中,在模式I和2期间来自输入端的链路电感器120电流增加达至1j最大电平，但因输出电压为全输出电压情形的一半，在模式3和4中向输出相放电时链路电感器电流迅速减少至仅仅一半。在链路电感器电流已降至零,乃至接近于零之前这通常将供给所需的输出电流,使得在图14的模式4的端部有大量的能量留在链路电感器内。这一多余的能量在模式5和I中返回到输入端。图14中的模式I在纵轴前开始。可以看出有零输出电压，电流在模式3和4 (以及7和8)时无一点减少，故全部链路电感器能量返回到输入端，可供输出电流释放之用，但并无功率转移，如在零电压下提供电流所要求的那样。Kim转换器不能将这种多余的电感器能量返回到输入端，因为这要求双向开关^因此，Kim转换器必须等待,直至电感器能量降至一个极低的值为止,其结果是,随着输出电压接近于零,链路电抗频率降至很低的值。这转而能使之与输入和/或输出滤波器谐振。因为零电压输出，Kim转换器完全不能起作用。请注意在Kim等人的文章中所援引的模式与此处援引的模式稍有不同。这由于两个理由。第一个理由是，为简便起见，在本发明中“电容器倾斜升降(capacitor ramping) ”或“部分谐振”周期并不都进行编号，因这些周期有八个。如在图12b和12g中所指出的，电压倾斜升降周期最好在导通模式的各连续对之间发生。第二个理由是,Kim等人使他们的转换器这样工作，使得对每个功率循环从一个输入相-对抽取电流，同样对每个功率循环向一个相-对释放电流。这导致对每个链路电抗循环仅有两个导通模式，因为它们的转换器对每个链路电抗循环仅有一个功率循环。相形之下，图12a-12j示出了电流正被抽取和释放至输入和输出相的两个对，导致在一个功率循环时对于链路电感器电流的各方向有4种模式，因为在本优选实施方式中每个链路电抗循环有两个功率循环，故总共有8种导通模式。这种差异与布局无关，因为任何一种三相转换器对每个功率循环或可在2种导通模式下或可在4种导通模式下工作,但优选的工作方法是对每个功率循环有4种导通模式，因为这可使输入和输出谐波最小。对于单相交流或直流，对每个功率循环最好只有两种导通模式,或对每个链路电抗循环有4种模式，因为在该案例中只有一个输入和输出对。对于混合情形,如在图24的实施方式中在直流或单相交流与三相交流之间转换,对于直流接口可以有I种导通模式，对于三相交流有2种,对于每个功率循环有3种导通方式,或者对于每个链路电抗循环有6种方式。然而，在任何案例中，对于三相工作每个功率半循环的两种导通模式一起给出了一种与单相交流或直流的单个导通模式同样的功率转移效果。控制算法可利用将电感器能量再循环的这种能力获益，以便控制电流转移,如为矢量控制或伏特/Hz控制多种转换器控制算法所要求的那样。这样一种可能的算法在图16至20中得到阐释。图16、17和20示出了在正电流的功率循环时对于链路电感器的可能的电流分布。这是每个功率循环只有两种导通模式的案例,如本发明对于单相交流或直流所用的那样。对于负电感器电流的功率循环是所示循环的镜像，因为每个电感器循环有两个功率循环。时间间隔Tl、T2、T3、Trl和Tr2已示出。Tl是第一种导通模式的时间,此时电流从输入端增加。T2是第二种导通模式，在该模式中，电感器与输出连接，或者如图16和1.7所示向输出端的功率转移(正功率)的电流减少，，或者如图20所示来自输出端的功率转移(负功率)的电流增加。T3实际上是导通模式I的第一部分,在该部分中，多余的链路电感器能量或者在正功率时被返回到输入端，或者在负功率时从输出端被释放到输入端。Trl和Tr2是“部分谐振”,或“电容器倾斜升降”时间,在这些时间，所有开关关断，链路电抗上的电压倾斜升降。对于三相工作，间隔Tl和T2被细分,对于电流从其被抽取的两输入相-对，Tl由两种导通模式构成，同样，对T2而言，电流释放到输出相。相对时间和电感器电流电平决定电荷，因而决定在这些相之间的相对电流电平。对于具有零或接近于零的功率因数的三相工作，T2可被细分为负和正的能量转移周期。请注意类似的时间被用于转换器在两个方向倾斜升降。然而，随着负载抽取电流因外部环境而发生变化,在输入和输出相之间倾斜升降时间可以不同。从输入端的充电时间可保持恒定，向输出端的放电时间发生变化以改变平均输出电流(见图19)。多余的链路电感器能量(电流)在T3中被返回到输入端。但是链路电抗上的全部充电时间和过渡则以电压和电流的零点完美对称(见图⑶。对于图16至20的单相交流和直流工作,平均输出电流由在图16、17和20底部的等式给出，“在T2内的充电”由T2的时间间隔内的链路电感器电流的积分给出。对于正功率，峰值链路电感器电流Il可保持恒定,而T2则发生变化以控制平均输出电流(:1胃___)。在图18中示出了计算IavgIt的一种算法。对于给定的一组电路参数以及输入和输出电压，T2(在图18中的第一列)可加以改变以控制IavgIlt (第六列)。所得到的其它时间间隔和功率电平亦已算出。在图19中采用了一个650伏的输入电压和一个600伏的输出电压。图 19示出了以650伏输入的其它输出电压的算法所得到的结果,作为T2的函数，T2用微秒(U s)表示。对于T2为27 s的650伏输出曲线,对于16. SkW的功率输出，示出了 26安的平均(经滤波的)输出电流电平。请注意对于650伏输出曲线，链路电抗频率不管T2和Iavg-out为何值均保持在IOkIIz的恒定值。对于其它曲线,对于较低的输出电压，频率下降以用于较低的输出电压,但即使对零伏输出电压也决不会降至5kHz以下。还请注意0伏的Iavg-out在T2为50 u s时升至55安，即使最大电感器电流保持在110安的恒定值,这也比最大功率处的两倍Iavg^还高。为使转换器有较低的损耗，当输出电流被控制得较低时，控制器1500可通过编程以减少Tl,因而降低了峰值电感器电流。图19对于460VAC，20hp驱动的例子还示出了若干特定的驱动参数。链路电感器为140 u h,可被构建为空气芯铜绕组电感器,具有薄而平的带状金属线，以因表皮效应而具有交流对直流的低电阻，且类似于胶带卷绕。本配置优化了电感器的电感对电阻之比，导致相对高的寄生电容。这样一种设计无法被硬转换的转换器所使用，因为这种高寄生电容引起高损耗，但对于本发明，高寄生电容则是有益的。倾斜升降或并联的链路电容由两个并联的AVX(FSV26B0104K—)的能处理约25安的RMS负载电流的0. I u F的薄膜电容器组成。峰值电感器电流为110安。商业上可得到的反向阻塞IGBT开关，IXYS部件40N120 55A, 1200V,可被配置成反向并联对使用。在标准硬转换应用，诸如电流源驱动中，这种开关具有由器件的慢反向恢复时间引起的相对高的接通和反向恢复损耗，但当在本发明中使用时，甚至在每个器件的最大转换频率IOkHz和110安峰值电流下,接通和反向恢复损耗二者均可忽略。来自AVX(FFV34I0406K)的高RMS电流电容器,总计80 u F的线-中性点的电容可被应用于输入和输出电容器。Altera Cyclone III FPGA可被应用于该控制器,执行上述算法以控制电流流动,或用矢量，或用伏/Hz来控制20HP电动机。隔离的电源、栅驱动器和数字隔离器允许FPGA控制IGBT的通-断状态。电压和电流读出电路带有对FPGA的模拟-数字接口，可供控制电流流动的精密开关定时之用。据技术方面的专业的人士推测，由转换器的上述工作引起的电流在许多应用中受控制器1500控制,导致来自输入端的正弦变化电流,通常是具有输入电压的相，以便在输入端产生I的功率因素，在电动机上产生正弦变化电压和电流，以便使电动机在最高的可能效率和/或性能下工作。在将电动机作为发电机工作的情形中，当通过转换器施加到电动机的频率迅速减小时,这种情形可能发生,上述工作循环反转,从电动机相抽取的电流被注入到输入相。一般而言，输入和输出频率大大低于链路电抗工作的频率。对于60Hz输入，链路电抗的典型工作频率对于低电压(230至690VAC)驱动和转换器可以是IOkHz，对于中等电压(2300及以上)驱动和转换器可以是I. 5kHz,电流脉冲频率两倍于那些频率,如果使用多个同步功率模块,则频率更高,如图28所示。输入和输出频率可从零(直流)变到大大超过60Hz，在声频放大器应用中甚至可高达20kHzo本发明的另一实施方式示于图21，示出了单相交流或直流变到单相交流或直流的转换器。输入和/或输出可以是交流或直流，而对相对电压并无限制。如果一个接口为 直流,仅可以有功率或流入所述接口，或流出所述接口，加在所述接口的开关可以是单向开关。这样一个例子用图23的光伏阵列示出，其仅可以是源功率。图22示出了另一发明实施方式,为返驰式转换器。在此处，已将图21的电路进行了修改，其中，链路电感器用变压器2200替换，该变压器具有起链路电感器作用的励磁电感。本发明的任何实施方式可使用这样一种变压器,它对提供接口之间的完全电气隔离,和/或提供接口之间的电压和电流转换是有用的，例如，当第一接口是低电压直流蓄电池组，第二接口是120伏交流，或者当转换器被用作有源变压器时，该变压器卓有成效。在本发明示于图23和24的实施方式中，附加到链路电抗的接口数目大于2，简单地用多个开关将附加的接口连接到电感器上。如在图23的太阳电力系统所加的那样,这允许单个转换器当需要时在两接口之间引导功率流，而不管其极性和幅度如何。因此，太阳光伏阵列在满功率下可以有400伏输出，在320伏下释放其50 %的功率至蓄电池组,50 %释放至230VAC下的户用交流电。现有技术需要至少两个转换器处理这种情形,诸如一个DC-DC转换器将功率从太阳光伏阵列转移至蓄电池,一个分离的DC-AC转换器(逆变器)将功率从蓄电池组转移至户内，随之带来较高的成本和电损耗。附加到光伏电源的图示开关只需要一路,因为电源是直流，功率仅能流出电源,并不能如用蓄电池那样进和出。在图24的功率转换器中，如能够供混合电动车辆之用的那样,第一个接口是车辆的蓄电池组,第二个接口是一个可变电压、可变速度的由车辆引擎推动的发电机,第三个接口是一个用于驱动车轮的电动机。未图示的第四个接口可以是给蓄电池充电的外接单相230VAC。使用这样的单个转换器，功率可以在不同的接口之间在任何方向交换。例如,电动机/发电机在满输出功率下，其50%的功率进入蓄电池,50%进入车轮电动机。于是，司机可抑制加速器，此时全部发电机功率可以瞬时地加到车轮电动机上。相反,如果车辆正在刹车，全部的车轮电动机功率可以注入至蓄电池组，所有这些模式均使用单个转换器。图25和26分别示出了对于单相/直流和三相交流应用的本发明的半桥式转换器实施方式。半桥式实施方式对许多开关仅需要50%功率，但导致50%的功率转移能力，对于给定的功率电平，在输入和输出滤波器中给出大约双倍于全桥式执行时的波纹电流。图27示出了作为单相至三相同步电动机驱动的实施例,这可供以可变速度、且功率因素为I及低谐波输入来驱动家用空调压缩机之用。所释放的功率在两倍于输入功率频率下是脉冲式的。图28示出了具有成双的并联功率模块的实施例，各模块根据图I的转换器构成，但没有I/O滤波。无论何时转换器的驱动要求超过了可从单个功率模块得到的,并且/或者出于可靠性原因希望有冗余，和/或减小I/o滤波器尺寸以降低成本、损耗，并增加可用的带宽，这种布置都可以有利地应用。功率模块最好以^-种类似于多相直流电源的方式工作，使得链路电抗频率都相同，从各模块抽取并供应输入/输出滤波器的电流脉冲有均匀的时间间隔。这就提供了较均匀的电流抽取和供应，这可大大降低对转换器的每单元的滤波要求。例如,从一至两个功率模块进行,它们以各模块电感器/电容器为基准呈90度的相差工作,在I/O滤波电容器中产生一个相似的RMS电流,而在那些电容器上波纹频率则加倍。这允许使用相同的I/O滤波电容器，但为使总功率加倍，故每单位I/O滤波电容要减半。更重要的是,因为波纹电压减半，频率加倍，输入线电抗的需求减至1/4,允许线电抗器的总质量减半，因而每单位线电抗需求减至1/4。图29示出了一种实施方式,作为三相功率线调节器,可以起有源滤波器的作用， 和/或供应或吸收无功功率以控制公用电力设施线上的功率因素。如果将一个带有串联电感器以使电流流动平滑的蓄电池放置成与输出电容器2901并联,则转换器可作为不间断电源(UPS)工作。按照所揭示的不同实施方式,此处提供了 一种降压-升压转换器,包括r-个能量转移电抗；第一和第二功率接口，各有两个或以—t的端口，用这些端口，电力从所述接口输入或输出至所述接口 ；第一和第二桥式开关阵列，介于所述电抗与相应的一个所述接口之间，并且每个均包括一个双向转换器件用于各所述功率接口的各所述端口 ；以及一个链路开关,在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电抗，以当所述链路开关接通时，消耗存储在所述电抗内的能量。按照所揭示的不同实施方式,此处提供了 一种降压-升压转换器，包括一个能量转移电抗；第一桥式开关阵列，包括至少两个双向转换器件，被共同连接在一起，以可操作地将所述电抗的至少一端以可逆的连接极性连接至一个功率输入端；第二桥式开关阵列，包括至少两个双向转换器件，被共同连接在一起，以可操作地将所述电抗的至少一端以可逆的连接极性连接至一个功率输出端；一个链路开关，在包括电阻的消弧配置中,跨接所述电抗，以当所述链路开关接通时，消耗存储在所述电抗内的能量；以及其中，所述第一开关阵列以非正弦电压波形驱动所述电抗。按照所揭示的不同实施方式，此处提供了 一种全桥式降压-升压转换器,包括第一和第二全桥式开关阵列，各包括至少四个双向转换器件；一个实质上并联的电感器-电容器组合,被对称连接以被任何一个所述开关阵列单独地驱动;以及一个链路开关，在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电感器-电容器组合，以当所述链路开关接通时，消耗存储在所述电抗内的能量；所述开关阵列中的一个可操作地连接至一个功率输入端，以及所述开关阵列中的另一个被可操作地连接以供应一个功率输出端。按照所揭示的不同实施方式,此处提供了 一种降压-升压转换器,包括第一和第二开关阵列,各包括至少两个双向转换器件；一个实质上并联的电感器-电容器组合，被连接至各所述开关阵列；以及一个链路开关，在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电感器-电容器组合，以当所述链路开关接通时，消耗存储在所述电抗内的能量；其中，所述开关阵列的第一阵列可操作地被连接至一个功率输入端,并被操作以利用非正弦波形将功率驱动进入所述电感器-电容器组合；以及其中，所述开关阵列的第二阵列进行工作，以将功率从所述电感器-电容器组合抽出至一个输出端。按照所揭示的不同实施方式,此处提供了 一种功率转换器,包括一个能量转移电抗,包括至少一个电感器,并在小于电抗谐振频率一半的初级交流磁场频率下工作；一个链路开关，在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电抗，以当所述链路开关接通时，消耗存储在所述电抗内的能量；一个输入开关阵列，被设置成驱动交流电流流过所述电抗；以及一个输出网络开关阵列,被连接成从所述电抗抽取能量；其中,所述输入开关阵列执行至少两个驱动操作,在所述电抗的单个半循环内，该驱动操作方向相同但来源不同。按照所揭示的不同实施方式,此处提供了 一种功率转换器，包括一个能量转移电抗，包括至少一个电感器，并在小于电抗谐振频率一半的初级交流磁场频率下工作；一个链路开关,在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电感器-电容器组合，以当所述链路开关接通时,消耗存储在所述电抗内的能量r-个输入开关阵列,被设置成驱动交流电流流过所述 电抗；以及一个输出开关阵列，从所述电抗抽取能量；其中，在所述电抗的单个循环内，在不同的时间，所述输入开关阵列执行至少两个驱动操作，以及其中，在所述电抗的单个循环内，在不同的时间,所述输出开关阵列执行至少两个驱动操作。按照所揭示的不同实施方式,此处提供了 一种降压-升压转换器,包括r-个能量转移电抗，包括至少一个电感器；一个链路开关，在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电感器-电容器组合，以当所述链路开关接通时,消耗存储在所述电抗内的能量；多个输入开关阵列，各个所述阵列被配置成驱动交流电流，且无平均直流电流流经所述电抗；以及多个输出开关阵列，各被连接成从所述电抗抽取能量；所述阵列在任何给定时间具有不多于两个开关从所述电抗驱动或抽取能量；其中，所述输入开关阵列以非正弦电压波形驱动所述电抗。按照所揭示的不同实施方式,此处提供了 一种功率转换电路,包括:一个输入级,在不同时间重复地将电流驱动进入^-个电感器与一个电容器的并联组合,其后立即暂时地将所述并联组合与外部连接断开，从而将若千能量从所述电感器转移至所述电容器；其中，驱动电流的所述操作在相反方向和不同时间被执行，以及其中，对驱动电流的所述操作的两个方向,基本上相同地执行所述断开工作基本上；一个链路开关,在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电感器-电容器组合上，以当所述链路开关接通时，消耗存储在所述电抗内的能量；以及一个输出级，从所述并联组合抽取能量，从而执行功率转换。按照所揭示的不同实施方式，此处提供了 使降压-升压转换器工作的方法,包括如下操作(a)使第一桥式开关阵列工作，该阵列包括双向转换器件，以可操作地将一个电抗的至少一端连接至^-个功率输入端,且具有在不同时间相反的极性；(b)使第二桥式开关阵列工作，该阵列包括双向转换器件，以可操作地将所述电抗的至少一端连接至一个功率输出端，且具有在不同时间相反的极性;以及(C)在至少若干过电压条件下,将所述电抗与所述功率输入端或所述功率输出端或二者断开，同时还从所述电抗通过一个与所述电抗旁路的链路开关转储(dumping)能量；其中,所述操作(a)和(b)并不同时被执行。按照所揭示的不同实施方式,此处提供了 使降压-升压转换器工作的一种方法，包括如下操作使第一桥式开关阵列工作，该阵列包括双向转换器件，以可操作地将一个实质上并联电感器-电容器组合的至少一端连接至一个功率输入端,且具有在不同时间相反的极性；其中，所述第一开关阵列可操作地被连接至一个功率输入端，并被操作以利用非正弦波形将功率驱动进入所述电感器-电容器组合；使所述开关阵列的第二阵列进行工作，将功率从所述电感器-电容器组合抽出至一个输出端；以及在至少若干过电压条件下，将所述电抗与所述功率输入端或所述功率输出端或二者断开，同时还从所述电抗通过一个与所述电抗旁路的链路开关转储能量。按照所揭示的不同实施方式，此处提供了 使功率转换器工作的一种方法，包括如下操作以全交流波形,在小于所述电抗的谐振频率一半的基频下，驱动一个能量转移电抗；将功率耦合进所述电抗,从而在各个循环，以两个不同的驱动相位(drive phases),分别从多相电源的两个不同分支(leg)供应；将功率耦合出所述电抗，从而在各个循环，以两个不同的连接相位(connection phases)，分别驱动多相功率输出的两个不同分支；以及在至少若干过电压条件下,将所述电抗与所述功率输入端或所述功率输出端或二者断开，同时还从所述电抗通过一个与所述电抗旁路的链路开关转储能量。
按照所揭示的不同实施方式,此处提供了 功率转换的一种方法，包括如下操作以全交流波形,在小于所述电抗的谐振频率一半的基频下,驱动一个能量转移电抗；将功率耦合进所述电抗，从而在各个循环，以两个不同的驱动相位，分别从多相电源的两个不同分支供应；以及将功率从所述电抗抽取至^-个输出端；以及在至少若干过电压条件下,将所述电抗与所述功率输入端或所述功率输出端或二者断开，同时还从所述电抗通过一个与所述电抗旁路的链路开关转储能量。按照所揭示的不同实施方式,此处提供了 一种降压-升压功率转换方法,包括使一个组装成的输入开关阵列工作,在比所述电抗内平均直流电流大100倍的平均电流幅度，驱动交流电流流过一个能量转移电抗；所述能量转移电抗包括至少一个电感器；使一个输出网络工作，从所述电抗抽取能量；以及在至少若干过电压条件下，将所述电抗与所述功率输入端或所述功率输出端或二者断开，同时还从所述电抗通过一个与所述电抗旁路的链路开关转储能量。按照所揭示的不同实施方式，此处提供了 使功率转换电路工作的一种方法,包括在不同时间重复下述步骤将电流驱动进入一个电感器与一个电容器的并联组合，其后立即暂时地将所述并联组合与外部连接断开，从而将若干能量从所述电感器转移至所述电容器；其中，驱动电流的所述操作在相反方向和不同时间被执行，以及其中，所述断开工作实质上对驱动电流的所述步骤的两个方向同等地被执行；从所述并联组合抽取能量，从而进行功率转换；以及在至少若干过电压条件下，将所述电抗与所述功率输入端或所述功率输出端或二者断开，同时还从所述电抗通过一个与所述电抗旁路的链路开关转储能量。按照所揭示的不同实施方式,此处提供了 使功率转换电路工作的一种方法,包括在不同时间重复下述步骤a)将电流驱动进入一个电感器与一个电容器的并联组合,其后立即暂时地将所述并联组合与外部连接断开，从而将若干能量从所述电感器转移至所述电容器山)将功率耦合出所述并联组合，其后立即暂时地将所述并联组合与外部连接断开，从而将若干能量从所述电感器转移至所述电容器；以及(C)在至少若干过电压条件下,将所述电抗与所述功率输入端或所述功率输出端或二者断开，同时还从所述电抗通过一个与所述电抗旁路的链路开关转储能量；其中，所述断开工作在所述步骤a实质上对驱动电流的所述步骤的两个方向同等地被执行；其中,所述断开工作在所述步骤b实质上对驱动电流的所述步骤的两个方向同等地被执行。按照所揭示的不同实施方式,此处应用一种通用的多端口结构,提供了 供功率转换的方法、电路和系统。当瞬变出现在功率输入端时(例如，它可以是多相交流)，输入和输出开关被打开，--个消弧开关将用于能量转移的电感旁路。此举防止了当该电感与外部线断开时建立起一个过电压。修和变更如技术方面的专业人士所公认的,本申请中所描述的发明概念在申请的巨大范围内可以被修正和变更，因而已获专利的主题范围不受已给出的任何特定示范性讲解的限制。意在包含落入所附权利要求的精神及宽范围内的所有替换、修正和变更。在某些优选实施方式(但不一定是全部)中，链路电抗以非正弦波形被驱动，不同于谐振转换器。 在某些优选实施方式(但不^-定是全部)中,在输入和输出两边均使用电容性电抗。在某些优选实施方式(但不一定是全部)中，开关电桥用双向半导体器件构成，在软转换模式下工作。在某些优选实施方式(但不一定是全部)中,输入转换电桥进行工作，以在链路电抗的各个循环中，从多相输入的不同相提供两个驱动相位。输出电桥最好类似地工作，以在电抗的各个循环中，提供两个输出连接相位。在某些优选实施方式(但不一定是全部)中,输入转换电桥进行工作，以在链路电抗的各个循环中，从多相输入的不同相提供两个驱动相位。输出电桥最好类似地工作，以在电抗的各个循环中，提供两个输出连接相位。
在某些优选实施方式(但不一定是全部)中，链路电抗使用与分立电容器并联的电感器，或者该电感器本身就有1 寄生电容。在本申请中任何一种描述都不应该被解读成暗示任何特殊的元件、步骤或功能是在权利要求范围内必须包括的必要的元素授权专利的保护范围仅受所允许的权利要求的限制。此外,这些权利要求中没有一条意在援用35USC节112的第六段，除非精确的单词“means for”后缀一个分词。所提交的权利要求意在尽可能地全面,但没有主题故意被撤回、贡献或放弃。
权利要求
1.一种降压-升压转换器,包括 能量转移电抗； 第一和第二功率接口，各有两个或以--1的端口,通过这些端口，电功率从所述接口输入或输出至所述接口； 第一和第二桥式开关阵列，介于所述电抗与相应的一个所述接口之间，且各包括一个双向转换器件用于各所述功率接口的各所述端口 ；以及 链路开关，在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电抗，以当所述链路开关接通时，消耗存储在所述电抗内的能量。
2.如权利要求I的转换器,其中,所述桥式阵列被对称地连接至所述能量转移电抗。
3.如权利要求I的转换器,其中,所述桥式阵列是全桥式阵列。
4.如权利要求I的转换器，还包括第三开关阵列，其与所述第一和第二开关阵列并联连接至所述电抗。
5.如权利要求I的转换器，其中,各所述接口被一个电容器旁路，由此提供一个低阻抗电压源。
6.如权利要求I的转换器，其中，所述电抗包括一个变压器。
7.如权利要求I的转换器，其中，所述电抗包括一个电感器与一个电容器的一个并联组合。
8.如权利要求I的转换器,其中,所述电抗在小于其谐振频率一半的基频下被驱动。
9.一种降压-升压转换器,包括 能量转移电抗； 第一桥式开关阵列,包括至少两个双向转换器件，被共同连接在一起，以可操作地将所述电抗的至少一端以可逆的连接极性连接至-一个功率输入端； 第二桥式开关阵列，包括至少两个双向转换器件，被共同连接在一起，以可操作地将所述电抗的至少一端以可逆的连接极性连接至一个功率输出端； 链路开关,在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电抗，以当所述链路开关接通时，消耗存储在所述电抗内的能量；以及 其中，所述第一开关阵列以非正弦电压波形驱动所述电抗。
10.如权利要求9的转换器,其中,所述桥式阵列被对称地连接至所述能量转移电抗。
11.如权利要求9的转换器，其中，所述桥式阵列是全桥式阵列。
12.如权利要求9的转换器,还包括第三开关阵列,其与所述第一和第二开关阵列并联连接至所述电抗。
13.如权利要求9的转换器,其中，所述输入端被一个电容器旁路，由此提供一个低阻抗电压源。
14.如权利要求9的转换器,其中，所述输入端和输出端均被相应的电容器旁路，由此提供低阻抗电压源。
15.如权利要求9的转换器,其中，所述电抗包括一个变压器。
16.如权利要求9的转换器，其中，所述电抗包括一个电感器与一个电容器的一个并联组合。
17.如权利要求9的转换器，其中，所述电抗在小于其谐振频率一半的基频F被驱动。
18.如权利要求9的转换器,其中，所述桥式阵列被对称地连接至所述能量转移电抗。
19.一种全桥式降压-升压转换器，包括 第一和第二全桥式开关阵列，各包括至少四个双向转换器件， 实质上并联的电感器-电容器组合,其被对称地连接以分别受所述开关阵列的任何一个驱动；以及 链路开关，在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电感器-电容器组合，以当所述链路开关接通时，消耗存储在所述电抗内的能量； 所述开关阵列之一可操作地被连接至一个功率输入端,并且所述开关阵列的另一个可操作地被连接以供应一个功率输出端。
20.如权利要求19的转换器,其中，所述功率输入端被一个电容器旁路，由此提供一个低阻抗电压源。
21.如权利要求19的转换器,其中，所述功率输出端被一个电容器旁路，由此提供一个低阻抗电压消耗装置。
22.如权利要求19的转换器，其中,所述电抗包括一个变压器。
23.如权利要求19的转换器,其中，所述桥式阵列是全桥式阵列。
24.如权利要求19的转换器,进而包括第三开关阵列，其与所述第一和第二开关阵列并联连接至所述电抗。
25.如权利要求19的转换器,其中，所述电抗包括一个电感器与一个电容器的一个并联组合。
26.如权利要求19的转换器,其中，所述电抗在小于其谐振频率一半的基频下被驱动。
27.一种降压-升压转换器,包括: 第一和第二开关阵列，各包括至少两个双向转换器件； 实质上并联的电感器-电容器组合，被连接至各所述开关阵列；以及 链路开关,在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电感器-电容器组合，以当所述链路开关接通时,消耗存储在所述电抗内的能量； 其中，所述开关阵列的第一阵列可操作地被连接至一个功率输入端，并且被操作以利用非正弦波形将功率驱动进入所述电感器-电容器组合； 以及其中，所述开关阵列的第二阵列进行工作，以从所述电感器-电容器组合抽出功率至一个输出端。
28.如权利要求27的转换器,其中，所述桥式阵列是全桥式阵列。
29.如权利要求27的转换器,其中,所述桥式阵列被对称地连接至所述能量转移电抗。
30.如权利要求27的转换器，其中，所述功率输入端被一个电容器旁路，由此提供一个低阻抗电压源。
31.如权利要求27的转换器，其中，所述功率输出端被一个电容器旁路，由此提供一个低阻抗电压消耗装置。
32.如权利要求27的转换器,其中，所述电感器由一个变压器实现。
33.^-种功率转换器,包括 能量转移电抗，包括至少一个电感器，其在小于电抗谐振频率一半的初级交流磁场频率下工作；链路开关，在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电抗，以当所述链路开关接通时，消耗存储在所述电抗内的能量； 输入开关阵列，被组装成驱动流过所述电抗的交流电流；以及 输出网络开关阵列,被连接成从所述电抗抽取能量； 其中，所述输入开关阵列在所述电抗的单个半循环时,进行至少两个驱动工作,在同一方向，但来自不同电源。
34.如权利要求33的转换器,其中，所述开关阵列是全桥式阵列。
35.如权利要求33的转换器,其中,所述电抗包括一个变压器。
36.一种功率转换器,包括 能量转移电抗，包括至少一个电感器，并且在小于电抗谐振频率一半的初级交流磁场频率下工作； 链路开关，在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电感器-电容器组合上，以当所述链路开关接通时,消耗存储在所述电抗内的能量； 输入开关阵列，被设置成驱动流过所述电抗的电流；以及 输出开关阵列,从所述电抗抽取能量； 其中，所述输入开关阵列，在所述电抗的单个循环时,在不同的时间，进行至少两个不同的驱动工作， 以及其中，所述输出开关阵列，在所述电抗的单个循环时，在不同的时间，进行至少两个不同的驱动工作。
37.如权利要求36的转换器,其中,所述桥式阵列是全桥式阵列。
38.如权利要求36的转换器,其中,所述第^-阵列将所述电抗连接至一个功率输入端，该功率输入端被一个电容器旁路，由此提供一个低阻抗电压源。
39.如权利要求36的转换器,其中,所述第一阵列将所述电抗连接至一个功率输入端，该功率输入端被一个电容器旁路，由此提供一个低阻抗电压源。
40.如权利要求36的转换器,其中，所述电抗包括一个变压器。
41.一种降压-升压转换器，包括 能量转移电抗，包括至少一个电感器； 链路开关,在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电感器-电容器组合，以当所述链路开关接通时,消耗存储在所述电抗内的能量； 多个输入开关阵列，各个所述阵列被设置成驱动交流电流而无平均直流电流地流经所述电抗；以及 多个输出开关阵列，各被连接成从所述电抗抽取能量； 所述阵列在任何给定时间具有不多于两个开关从所述电抗驱动或抽取能量； 其中，所述输入开关阵列以非正弦电压波形各自驱动所述电抗。
42.如权利要求41的转换器，其中,所述桥式阵列是全桥式阵列。
43.如权利要求41的转换器,其中，所述开关阵列各自将所述电抗选择性地连接至一个低阻抗电压源/电压消耗装置。
44.如权利要求41的转换器，其中，所述电感器由一个变压器实现。
45.如权利要求41的转换器,其中，所述电感并联一个电容器。
46.一种功率转换电路,包括 输入级，在不同时间重复地将电流驱动进入电感器与电容器的并联组合，其后立即暂时地将所述并联组合与外部连接断开，从而将若干能量从所述电感器转移至所述电容器； 其中,驱动电流的所述操作在相反方向和不同时间被执行， 以及其中,所述断开工作对驱动电流的所述步骤的两个方向实质上同等地被执行； 链路开关，在包括电阻的消弧配置中，跨接所述电感器-电容器组合，以当所述链路开关接通时，消耗存储在所述电抗内的能量；以及 输出级，从所述并联组合抽取能量,从而执行功率转换。
47.如权利要求46的转换器,其中,所述输入级包括--个全桥式开关阵列。
48.如权利要求46的转换器,其中,所述输入和输出级各自包括一个全桥式开关阵列，并且与所述能量转移电抗对称地连接。
49.如权利要求46的转换器,其中，所述级各自将所述电抗选择性地连接至一个低阻抗电压源/消耗装置。
50.如权利要求46的转换器,其中,所述电抗包括一个变压器。
51.使降压-升压转换器工作的一种方法,包括如下操作 (a)使第一桥式开关阵列工作,该阵列包括双向转换器件，以可操作地将一个电抗的至少--端连接至一个功率输入端,且具有在不同时间相反的极性； (b)使第二桥式开关阵列工作,该阵列包括双向转换器件，以可操作地将所述电抗的至少一端连接至一个功率输出端，且具有在不同时间相反的极性；以及 (c)在至少若干过电压条件下,将所述电抗与所述功率输入端或所述功率输出端或二者断开，同时还从所述电抗通过一个与所述电抗旁路的链路开关转储能量； 其中，所述操作(a)和(b)并不同时被执行。
52.如权利要求51的方法，其中,所述桥式阵列被对称地连接至所述能量转移电抗。
53.如权利要求51的方法,其中,所述能量转移电抗包括一个变压器。
54.如权利要求51的方法,其中，所述能量转移电抗包括一个电感器与^-个电容器的一个并联组合。
55.如权利要求51的方法,其中，所述电抗在小于其谐振频率一半的基频下被驱动。
56.使降压-升压转换器工作的一种方法,包括如下操作 使第一桥式开关阵列工作,该阵列包括双向转换器件，以可操作地将一个实质上并联的电感器-电容器组合的至少一端连接至一个功率输入端，且具有在不同时间相反的极性； 其中，所述第一开关阵列可操作地被连接至一个功率输入端,并且被操作以利用非正弦波形将功率驱动进入所述电感器-电容器组合； 使所述开关阵列的第二阵列进行工作，以将功率从所述电感器-电容器组合抽出至一个输出端；以及 在至少若干过电压条件下,将所述电抗与所述功率输入端或所述功率输出端或二者断开，同时还从所述电抗通过一个与所述电抗旁路的链路开关转储能量。
57.如权利要求56的方法，其中,所述桥式阵列被对称地连接至所述能量转移电抗。
58.如权利要求56的方法,其中，所述能量转移电抗包括一个变压器。
59.如权利要求56的方法,其中，所述能量转移电抗包括一个电感器与^-个电容器的一个并联组合。
60.如权利要求56的方法,其中，所述电抗在小于其谐振频率一半的基频下被驱动。
61.使功率转换器工作的一种方法，包括如下操作 以全交流波形,在小于所述电抗的谐振频率一半的基频下,驱动能量转移电抗； 将功率耦合进所述电抗，从而在各个循环，以两个不同的驱动相位，分别从多相电源的两个不同分支供应； 将功率耦合出所述电抗，从而在各个循环，以两个不同的连接相位，分别驱动多相功率输出的两个不同分支；以及 在至少若千过电压条件F，将所述电抗与所述功率输入端或所述功率输出端或二者断开，同时还从所述电抗通过一个与所述电抗旁路的链路开关转储能量。
62.如权利要求61的方法,其中，所述桥式阵列被对称地连接至所述能量转移电抗。
63.如权利要求61的方法,其中,所述能量转移电抗包括一个变压器。
64.如权利要求61的方法,其中，所述能量转移电抗包括一个电感器与一个电容器的一个并联组合。
65.如权利要求61的方法,其中，所述电抗在小于其谐振频率一半的基频下被驱动。
66.功率转换的^-种方法,包括如下操作 以全交流波形，在小于所述电抗的谐振频率一半的基频下，驱动一个能量转移电抗； 将功率耦合进所述电抗，从而在各个循环，以两个不同的驱动相位，分别从多相电源的两个不同分支供应;以及 将功率从所述电抗抽取至一个输出端；以及 在至少若子过电压条件下，将所述电抗与所述功率输入端或所述功率输出端或二者断开，同时还从所述电抗通过一个与所述电抗旁路的链路开关转储能量。
67.如权利要求66的方法,其中，所述能量转移电抗包括一个变压器。
68.如权利要求66的方法,其中，所述能量转移电抗包括--个电感器与一个电容器的一个并联组合。
69.—种降压-升压功率转换方法，包括 操作输入开关阵列,该输入开关阵列被配置成以比所述电抗内平均直流电流大100倍的平均电流幅度，驱动交流电流流过能量转移电抗； 所述能量转移电抗包括至少一个电感器； 操作输出网络以从所述电抗抽取能量；以及 在至少若干过电压条件下,将所述电抗与所述功率输入端或所述功率输出端或二者断开，同时还从所述电抗通过一个与所述电抗旁路的链路开关转储能量。
70.如权利要求69的方法，其中，所述交流电流具有小于所述电抗的谐振频率一半的基频。
71.如权利要求69的方法,其中,所述输出网络包括一个开关阵列,该开关阵列与所述输入开关阵列实质上相同。
72.使功率转换电路工作的一种方法，包括在不同时间重复下述步骤 将电流驱动进入一个电感器与一个电容器的并联组合，其后立即暂时地将所述并联组合与外部连接断开，从而将若干能量从所述电感器转移至所述电容器； 其中，驱动电流的所述操作在相反方向和不同时间被执行，以及其中，所述断开操作对驱动电流的所述步骤的两个方向实质上同等地被执行； 从所述并联组合抽取能量,从而进行功率转换；以及 在至少若干过电压条件下，将所述电抗与所述功率输入端或所述功率输出端或二者断开，同时还从所述电抗通过一个与所述电抗旁路的链路开关转储能量。
73.如权利要求72的方法,其中,所述驱动步骤由一个全桥式输入开关阵列执行。
74.如权利要求72的方法，其中，所述能量转移电抗由一个变压器执行。
75.如权利要求72的方法,其中，所述并联组合在小于其谐振频率一半的基频下被驱动。
76.使功率转换电路工作的一种方法，包括在不同时间重复下述步骤 a)将电流驱动进入一个电感器与一个电容器的并联组合，其后立即暂时地将所述并联组合与外部连接断开,从而将若干能量从所述电感器转移至所述电容器； b)将功率耦合出所述并联组合,其后立即暂时地将所述并联组合与外部连接断开，从而将若干能量从所述电感器转移至所述电容器;以及 (C)在至少若干过电压条件下,将所述电抗与所述功率输入端或所述功率输出端或二者断开，同时还从所述电抗通过一个与所述电抗旁路的链路开关转储能量； 其中，所述断开操作在所述步骤a对驱动电流的所述步骤的两个方向实质上同等地被执行; 其中,所述断开操作在所述步骤b对驱动电流的所述步骤的两个方向实质上同等地被执行。
全文摘要
本申请应用一种通用的多端口结构揭示了功率转换的方法、电路和系统。当瞬变出现在功率输入端(例如，它可以是多相交流)时，输入和输出开关被打开，消弧开关对用于能量转移的电感旁路。此举防止了该电感当其与外部连线断开时建立起一个过电压。
文档编号H02M5/293GK102714465SQ201080038704
公开日2012年10月3日 申请日期2010年6月29日 优先权日2009年6月29日
发明者W·C·亚历山大 申请人:理想能量转换器有限公司