专利名称：开关电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关电源电路，特别涉及功率因数改善电路。
背景技术：
在专利文献I中公开了电流谐振型DC-DC换流器，公开了伴有摆动型扼流圈(以下为“摆动扼流圈”)和与其并联连接的谐振用扼流圈的换流器。在非专利文献I中公开了在临界电流模式下交错(interleave)动作的一对功率因数改善电路(以下简称为“交错型功率因数改善电路”)。在交错型功率因数改善电路中，并联连接一对升压型斩波电路，具有电抗器、二极管、开关元件。作为该开关元件，例如采用MOS场效应晶体管。关于在电抗器中流过的电流，非专利文献2公开了电流连续模式、临界电流模式、 电流不连续模式，并且公开了摆动扼流圈。现有技术文献专利文献专利文献I :日本特开平9-224369号公报非专利文献I :喜多村守、“I. 5 k W乃低^ 4 <高調波対策電源全作札3臨界 一 F' / 4 >夕一 U — 7'' PFC IC R2A20112 (能够形成I. 5kW低噪声高次谐波对策电源的临界模式/交错PFC IC R2A20112)”、晶体管技术2008年5月号、CQ出版株式会社、2008年8月、第176页 第184页非专利文献2 :佐藤守男、“電源回路O LC素子(电源电路的LC元件)”、[online(在线)]、[平成 22 年 3 月 5 日(20)检索]、互联网(URL:http:"www. tdk. co. jp/tjbcd01/bcd23_26. pdf 第 12 13 页)(THEHOTLINEvol. 25、第 39 页 第 40 页)
发明内容
发明要解决的课题使功率因数改善电路在电流连续模式下动作会导致在二极管Dl中正在流过电流时进行开关，所以，从增大电气噪声的观点出发并不优选。由此，优选在电流不连续模式或临界电流模式下使用功率因数改善电路。例如在交错型功率因数改善电路中，在电抗器中流过的电流通常采用临界电流模式。如果功率因数改善电路中的电抗器的电感较大，则在功率因数改善电路中流过大电流时，容易成为电流连续模式。并且，即使能够使功率因数改善电路不在电流连续模式而在临界电流模式下动作，为了在该电感较大时流过大电流，也会导致开关频率的降低。这使机械性振动的频率容易进入听觉范围，从导致声频噪声的观点出发并不优选。由此，在为了实现大功率而采用功率因数改善电路、特别是采用临界电流模式的交错型功率因数改善电路的情况下，优选降低电抗器的电感。但是，如果在临界电流模式下降低电抗器的电感，则在负载小的状况下，开关频率变高。这会导致如下问题由于伴随开关而产生的噪声的增大、功率因数改善电路中的开关元件的开关损耗的增大而使效率降低。如果使功率因数改善电路在电流不连续模式下动作，则在电抗器的电感小、负载也小的状况下，可能不会使开关频率上升。但是，如果不使开关频率上升，则在开关元件中流过的电流增大，不仅开关损耗增大，开关元件的导通损耗也增大，效率降低。因此，本发明的目的在于，提供如下的开关电源电路在采用升压斩波器的功率因数改善电路中，通过适当设定电抗器的特性，改善抑制效率降低和抑制可听音的折衷局面。用于解决课题的手段 本发明的开关电源电路的第I方式是功率因数改善电路(4)，该功率因数改善电路(4)向逆变器(5)供给直流电流，在临界电流模式或电流不连续模式下发挥作用，该逆变器(5)对设置在制冷剂循环(900)中的制冷剂压缩机(7)进行驱动。而且，该功率因数改善电路(4)具有第I输入端和第2输入端(P1、P2);第I输出端和第2输出端(P3、P4);第I路径(LH1)，其连接所述第I输入端与所述第I输出端之间；第I电抗器(LI)，其设置在所述第I路径上；第I 二极管(Dl)，其在所述第I路径上在所述第I输出端侧与所述第I电抗器串联连接，并且设置为其阳极朝向所述第I电抗器侧；第2路径(LL)，其连接所述第2输入端与所述第2输出端之间；以及第I开关元件(SI)，其设置在所述第I电抗器和所述第I二极管之间的点与所述第2路径之间。而且，其特征在于，在所述制冷剂循环以中间运转能力和比所述中间运转能力低的能力运转时流过所述第I电抗器的电流取最大值的情况下，所述第I电抗器的电感取第I值(L11)，在所述制冷剂循环以超过最大运转能力的能力进行过渡性运转时和以所述最大运转能力运转时流过所述第I电抗器的电流取最大值的情况下，所述第I电抗器的电感取比所述第I值小的第2值(L12)。本发明的开关电源电路的第2方式在其第I方式中，在所述制冷剂循环以额定能力运转时流过所述第I电抗器的电流取最大值的情况下，所述第I电抗器的电感取所述第I值。本发明的开关电源电路的第3方式在其第I方式或第2方式的任意一个方式中，所述第I电抗器的电感取使所述第I开关元件的开关频率为可听频率以上的值。本发明的开关电源电路的第4方式在其第I方式、第2方式或第3方式的任意一个方式中，该开关电源电路还具有第3路径(LH2)，其连接所述第I输入端与所述第I输出端之间，且不同于所述第I路径；第2电抗器(L2)，其设置在所述第3路径上；第2 二极管(D2)，其在所述第3路径上在所述第I输出端侧与所述第2电抗器串联连接，并且设置为其阳极朝向所述第2电抗器侧；以及第2开关元件(S2)，其设置在所述第2电抗器和所述第2二极管之间的点与所述第2路径(LL)之间，与所述第I开关元件互斥地导通。本发明的开关电源电路的第5方式在其第I方式、第2方式、第3方式或第4方式的任意一个方式中，所述第I开关兀件和所述第I电抗器安装于同一印刷基板。所述制冷剂循环例如是空调机。发明效果制冷剂循环的运转能力在从比中间运转能力低的能力到最大运转能力的宽范围内变动，逆变器的负载也大幅变动。根据本发明的功率因数改善电路的第I方式，即使逆变器的负载较大，开关电源电路所产生的声音也很难达到可听音域，减少了在该负载较小时产生的损耗耗。根据本发明的功率因数改善电路的第2方式，在额定能力下也减少损耗耗。根据本发明的功率因数改善电路的第3方式，开关电源电路所产生的声音不会达到可听音域，避免产生噪声。根据本发明的功率因数改善电路的第4方式，实现所谓的交错方式的动作，所以，减少了针对功率因数改善电路的输入电流的脉动。根据本发明的功率因数改善电路的第I 第4方式，第I电抗器的发热小。由此，即使在安装有第I开关元件的印刷基板上安装第I电抗器，发热对第I开关元件的影响也小，特别适用于采用半导体元件作为第I开关元件的情况。由此，根据本发明的功率因数改善电路的第5方式，不需要用于连接安装有第I开关元件的基板和第I电抗器的连接线，不 仅削减了部件数量，还避免了由于连接线而引起的噪声。根据以下的详细说明和附图，将更加明白本发明的目的、特征、方面和优点。
图I是示出本发明的实施方式的功率因数改善电路的结构的电路图。图2是示出临界电流模式的动作的曲线图。图3是示出电流不连续模式的动作的曲线图。图4是例示空调机900的结构的框图。图5是示出在该功率因数改善电路中采用的电抗器的电感的曲线图。图6是示出在电抗器中流过的电流的曲线图。图7是示出在电抗器中流过的电流的曲线图。图8是示出在电抗器中流过的电流的曲线图。图9是示出在该功率因数改善电路中采用的电抗器的电感的曲线图。图10是示出功率因数改善电路4的外观的图。图11是示出本发明的实施方式的交错型功率因数改善电路的结构的电路图。图12是示出该交错型功率因数改善电路的动作的曲线图。
具体实施例方式如图I例示的那样，本实施方式的开关电源电路具有输入端P1、P2、输出端P3、P4、电抗器LI、二极管Dl、开关元件SI和平滑电容器C。对输入端P1、P2之间施加直流电压。例如在输入端P1、P2连接未图示的二极管整流电路。二极管整流电路对来自交流电源的交流电压进行整流，对输入端PU P2之间施加整流后的直流电压。这里，对输入端P2施加的电位低于对输入端Pl施加的电位。另外，在输入端P1、P2连接二极管整流电路2不是必须要件。对输入端P1、P2之间施加直流电压的任意结构与输入端PU P2连接即可。电抗器LI设置在连接输入端Pl和输出端P3的路径LHl上。二极管Dl在路径LHl上在输出端P3侧与电抗器LI串联连接。二极管Dl设置为其阳极朝向电抗器LI。
开关元件SI设置在电抗器LI和二极管Dl之间的点与连接输入端P2和输出端P4的路径LL之间。另外，在图I的例示中，开关元件SI示出为MOS场效应晶体管，但是不限于此。开关元件SI例如也可以是绝缘栅双极晶体管或双极晶体管等。这里，“M0S”这样的用语很早用于金属/氧化物/半导体的层叠构造，采用Metal-Oxide-Semiconductor的开头文字。但是，特别地，在具有MOS构造的场效应晶体管(“M0S场效应晶体管)中，从近年来的集成化和制造工艺的改善等的观点来看，改善了栅极绝缘膜和栅极电极的材料。
例如，主要从以自己整合的方式形成源极/漏极的观点来看，作为栅极电极的材料，代替金属而采用多晶硅。并且，从改善电气特性的观点来看，采用高介电常数的材料作为栅极绝缘膜的材料，但是，该材料不必限于氧化物。因此，不必限于金属/氧化物/半导体的层叠构造而采用“M0S”这样的用语，在本说明书中，不以这种限定为前提。即，鉴于技术常识，这里，“M0S”不仅作为由于其语源而产生的缩略语，还具有广泛包含导电体/绝缘体/半导体的层叠构造的意义。在输出端P3、P4之间设有平滑电容器C。平滑电容器C对经由电抗器LI、二极管Dl和开关元件SI从输入端P1、P2施加的直流电压进行平滑。均与路径LHl连接的电抗器LI和二极管Dl、开关元件SI构成升压电路BI，升压电路BI与平滑电容器C 一起构成开关电源电路。升压电路BI作为改善输入侧的功率因数的功率因数改善电路发挥作用。控制部6根据在电抗器LI中流过的电流ILl，例如如图2所示，在临界电流模式下控制开关元件SI的导通与非导通，或者，例如如图3所示，在电流不连续模式下控制开关元件SI的导通与非导通。在本实施方式中，为了检测电流ILl而设置电抗器Lis。电抗器Lls与电抗器LI一起构成变压器。控制部6检测在电抗器Lls中流过的电流，估计电流ILl。图4是示出采用本实施方式的功率因数改善电路4的制冷剂循环即空调机900的结构的框图。空调机900具有室内机901和室外机902。室内机901和室外机902均从商用电源I被供给交流电力，将该交流电力的总量表示为电力W。作为功率因数改善电路4，可以采用上述升压电路BI。也可以代替空调机900，而应用公知的热泵形式的制冷剂循环、例如热水供给器。空调机900在其室外机902中设置制冷剂压缩机7和对其进行驱动的逆变器5。功率因数改善电路4在临界电流模式或电流不连续模式下动作，对逆变器5供给直流电流。二极管整流电路3也设置在室外机902中，其对来自商用电源I的交流电压进行整流，对功率因数改善电路4供给整流后的直流电压。控制部6不仅控制功率因数改善电路4的动作，还控制逆变器5的动作。对这种开关元件SI的导通与非导通以及逆变器5进行控制的手法是公知的，所以，省略进一步的说明。并且，这里，控制部6构成为包括微计算机和存储装置。微计算机执行在程序中记述的处理步骤(换言之为顺序)。上述存储装置例如可以由ROM(Read-Only-Memory)、RAM (Random-Access-Memory)、可改写的非易失性存储器(EPR0M(Erasable-Programmable-ROM)等)、硬盘装置等的各种存储装置中的一个或多个构成。该存储装置存储各种信息和数据等，并且存储微计算机执行的程序，并且，提供用于执行程序的作业区域。另外，微计算机可以理解为作为与程序中记述的各处理步骤对应的各种单元发挥作用，或者，可以理解为实现与各处理步骤对应的各种功能。并且，控制部6不限于此，也可以通过硬件实现由控制部5执行的各种顺序或实现的各种单元或各种功能的一部分或全部。在本实施方式中，电抗器LI采用摆动扼流圈。在图5中，利用曲线101示出通常的电抗器的电感，利用曲线102示出摆动扼流圈的电感。但是，这里，例示了在电流小的区域中两者的电感相等的情况。本实施方式的开关电源电路在电流不连续模式或临界电流模式下在电抗器LI中流过电流进行驱动。通常被输入到输入端P1、P2的输入电流是由二极管整流电路3整流后的直流，例如对二极管整流电路3输入正弦波。
下面，对在电抗器LI采用摆动扼流圈的情况下在电抗器LI中流过的电流ILl进行说明。摆动扼流圈的电感如图5中曲线102所示，在电流大的区域中示出大致平坦的特性，并且，在摆动扼流圈中流过的电流小的区域中的电感比该电流大的区域中的电感大。换言之，曲线102至少具有二个拐点。电流ILl的值II、12、13与对空调机900供给的电力W分别取中间运转消耗功率、额定运转消耗功率、最大运转消耗功率(参照日本工业标准C9612)时的最大电流对应。SP，在空调机900以中间运转能力运转时，电流ILl的最大值取值II，在空调机900在额定运转下进行运转时，电流ILl的最大值取值12，在空调机900以最大运转能力运转时，电流ILl的最大值取值13 (13>12>11)。或者，额定运转消耗功率也可以依据国际工业标准5151-1，该情况下，中间消耗功率理解为额定运转消耗功率的一半。最大运转能力是在制冷运转时由空调机制造商指定的该空调机能够连续输出的能力，在制热运转时，成为由上述标准定义的制热低温能力的I. 38倍。当空调机900以中间运转能力和比中间运转能力低的能力运转时的电流ILl取最大值Il时，电抗器LI的电感取值Lll，当空调机900以最大运转能力运转时和以超过最大运转能力的能力进行过渡性运转时的电流ILl取最大值Il时，电抗器LI的电感取第2值L12 (〈L11)。图6是示出电流ILl取比值Il更小的值的情况的曲线图。与电流ILl 一并记载的虚线示出电流ILl的包络线的概要。该包络线被控制成正弦波状(例如非专利文献I的图14等)，所以，当电流ILl较小时，在临界电流模式下，开关元件SI导通与非导通的频率(即开关频率)变高，开关损耗容易增大。当电流ILl较小时，在电流不连续模式下，当不使开关频率上升时，开关元件SI导通时流过的电流增大。这会导致开关损耗和导通损耗的增大，效率降低。因此，优选提高电抗器LI的电感的值L11，即使开关元件SI导通，电流ILl也很难上升。这样，当空调机900以中间运转能力以下的能力运转时，能够减少其损耗，能够进行高效的运转。一般地，需要空气调和的外部气温的产生时间(例如参照日本工业标准C9612附属文件3表3和表6)集中于要求空调机以中间能力以下的能力进行运转的温度。由此，提高中间运转能力以下的能力的效率，可以改善全年能量消耗效率(APF =AnnualPerformance Factor、参照日本工业标准C9612附属文件3)。为了进一步改善全年能量消耗效率，如图5中曲线102所示，在电流ILl达到与额定运转对应的值12之前，作为电抗器LI而采用的摆动扼流圈的电感可以取值LU。另外，一般地，绝缘栅双极晶体管的导通损耗由在绝缘栅双极晶体管中流过的电流与其发射极-集电极间电压之积来表现。另一方面，MOS场效应晶体管的导通损耗由在MOS场效应晶体管中流过的电流的平方与其导通电阻之积来表现。通常，绝缘栅双极晶体管的发射极-集电极间电压为I. 5V左右，MOS场效应晶体管的导通电阻为O. 2Ω左右。由此，当流过的电流为7. 5A以下时，与绝缘栅双极晶体管相比，MOS场效应晶体管的导通损耗小。鉴于该导通损耗的比较，在减少空调机900以中间运转能力以下的能力运转时的损耗、并提高全年能量消耗效率的观点中，优选采用MOS场效应晶体管作为开关元件SI。图6相当于在与曲线IOI的电感对应的通常的电抗器中流过的电流、在与曲线102 的电感对应的摆动扼流圈中流过的电流中的任意一方。这是因为，在电流ILl小于值Il的区域中，两者的电感一致。考虑需要增大运转能力、增大电流ILl的情况。图7示出在使用由曲线101示出其电感的通常电抗器的情况下、运转能力增大且流过的电流ILl也超过值12 (>11)的情况的曲线图。如图5所示，从电流ILl超过值12的附近开始，曲线101大幅走低，在值13(>12)处，进一步降低，而斜率变陡峭。如果即使电流ILl超过值12、电抗器LI的电感也不降低，则电流ILl的波形的斜率也应该是与图6所示的曲线图相同的程度(参照图7的三角波的虚线)。但是，电抗器LI的电感降低，所以，电流ILl的斜率在超过值12后变得陡峭，而流过大电流(参照图7的实线的曲线图)。由此，电流ILl产生还超过值13的部分，其斜率更加陡峭。由此，电流ILl的包络线大幅变形，从抑制高次谐波的观点出发并不优选。而且，如果采用临界电流模式，则开关频率降低，可能进入可听频带，如果采用电流不连续模式，则容易转移到电流连续模式，可能使电气噪声增大。另一方面，图8示出在电抗器LI使用由曲线102示出其电感的摆动扼流圈的情况下，运转能力增大且流过的电流ILl也超过值12的情况的曲线图。如曲线102所示，该电感随着电流ILl的增大而暂时降低，但是，即使电流ILl进一步增大，电感也不会进一步降低。由此，即使电流ILl超过值12，电流ILl的斜率也不会在电流超过值12后变得更加陡峭，不会达到值13。由此，电流ILl的包络线的波形变形少，该包络线的平均值(参照图8的点划线)也接近正弦波。一般地，空调机900以最大运转以下的能力运转，但是，有时进行超过最大运转的过渡性运转。该情况下，为了维持效率，优选电抗器LI的电感不降低。在电流ILl较大时，作为升压电路BI的损耗，开关元件SI的导通损耗是主导性的，电抗器LI的铜损导致的损耗与电流ILl的平方成比例地增大。由此，优选避免该电感变小(与图7所示的波形类似)、电流ILl的峰值增大的情况。另一方面，为了不在电流连续模式下动作、且在临界电流模式下不减小开关频率，也不期望增大该电感。因此，优选在电流ILl取值13以上时，该电感取固定值L12。在图9中，对在电流ILl为值13以上的区域中、摆动扼流圈所采用的电抗器LI的电感固定在值L12的情况进行说明。与图5同样，该电感由曲线102表现。但是，与图5相t匕，图9放大示出电流ILl取值13的附近区域。曲线J1、J2分别示出机械振动的频率固定时的电抗器LI的电感的值。根据非专利文献1，当设输入到二极管整流电路3的最小AC电压(有效值)、升压电路BI的输出电压、功率因数和效率恒定时，可以发现，电抗器LI的电感与升压电路BI的输出功率的最大值和PWM频率的最低值之积成反比。输出功率的最大值与输出电压和输出电流之积成正比，PWM频率的最低值可视为开关频率的最低值。由此，当开关频率固定时，电抗器LI的电感与电流ILl成反比，开关频率越高，电抗器LI的电感越小。根据上述说明可知，电流ILl越增大，曲线Jl、J2所表示的电感的值越小。并且，与由曲线Jl所示的电感对应的频率的值比与由曲线J2所示的电感对应的频率的值大，例如分别为20kHz和IOHz。
曲线K1、K2分别示出升压电路BI的效率固定时的电抗器L中的电抗器LI的电感值。但是，在该效率中忽略了电抗器L的铜损。由此，开关损耗越大，该效率越小，开关频率越高，开关损耗越增大。而且，为了降低开关频率并增大电流IL1，当考虑升压电路BI不仅在电流不连续模式下动作而且也在临界电流模式下动作的情况时，在不进行开关的期间内，通过减小电感值，而增大从升压电路BI输出的电流的峰值。由此，在相等效率下增大电流ILl时，电流ILl越大，电感越小。根据上述说明可知，电流ILl越增大，曲线K1、K2所示的效率的值越小。并且，与由曲线Kl所示的电感对应的效率的值比与由曲线K2所示的电感对应的效率的值大，例如分别为95%和97%。另一方面，除了上述开关损耗以外，还由于电抗器L的铜损而损害升压电路BI的效率。而且，电抗器L的铜损与电流ILl的平方成比例。曲线Rl示出该铜损，随着电流ILl的增大，其上升率增大。由此，从机械振动的频率难以进入可听域的观点来看，优选电抗器LI的电感比曲线Jl所示的值小，从提高效率的观点出发，优选电抗器LI的电感比曲线K1、Rl所示的值大。特别地，从对过渡性地要求最大能力运转以上的运转能力的空调机供给电力的观点来看，在电流ILl为值13附近以上的区域中，优选该电感比曲线Rl所示的值大。即使该电感比曲线Jl所示的值大、例如开关频率低于20kHz，也不意味着无法实施该实施方式。即使该电感比曲线Jl所示的值大，但如果比曲线J2所示的值小、例如开关频率大于15kHz，则制冷剂压缩机7的运转声音、室外机902通常采用的风扇(省略图示)的破风音、基于逆变器5的载波频率的噪声有时会大于基于功率因数改善电路4的开关频率的噪声。该情况下，不需要采取针对从功率因数改善电路4产生的噪声的固有对策。S卩，只要开关频率在可听域的高域边界附近降低，则可以视为本实施方式具有效果。如上所述，摆动扼流圈示出其电感在电流大的区域中大致平坦的特性，所以，当在采用该摆动扼流圈的电抗器LI中流过的电流ILl较大时，也能够确保该电感较大。由此，能够抑制开关频率达到可听频带，防止噪声，并且抑制效率的降低。并且，能够抑制输出电流的波形大幅突出。即，具有能够抑制输出电流的高次谐波的效果。并且，还具有开关元件Si能够采用小电流用元件、例如场效应晶体管的效果。并且，还具有抑制开关频率的降低这样的效果。
并且，在电抗器LI中流过的电流ILl小的区域中的电感比电流ILl大的区域中的电感大，所以，能够提高电流ILl小的区域中的效率。通常，空调机的运转能力在从比中间运转能力低的能力到最大运转能力的宽范围内变动，逆变器5的负载(例如压缩机7)也大幅变动。由此，如上所述，在空调机900以中间运转能力和比中间运转能力低的能力运转时，电抗器LI的电感取值L11，在空调机900以超过最大运转能力的能力进行过渡性运转时和以最大运转能力运转时，电抗器LI的电感取值L12 (〈L11)，由此，得到下述优点。即，即使逆变器5的负载较大，在开关电源电路中，功率因数改善电路4的噪声也很难达到可听音域，并且，减少了在该负载较小时产生的损耗。而且，在空调机900以额定能力运转时，电抗器LI的电感取值Lll，由此，在额定能力下也减少损耗。并且，电抗器LI的电感取使开关频率为可听频率以上的值，由此，在开关电源电路中，功率因数改善电路4产生的声音不会达到可听音域，避免产生噪声。 图10是示出功率因数改善电路4的外观的图。在功率因数改善电路4中，在印刷基板40上实现了路径LL、LH1、输入端P1、P2和输出端P3、P4。并且，在印刷基板40上安装有电抗器LI、Lis、二极管Dl和开关元件SI。如上所述，特别地，在电流ILl大的区域中，通过增大电抗器LI的电感，电抗器LI的发热减小。由此，很少需要使电抗器LI离开安装有开关元件SI的印刷基板40而进行热分离。换言之，即使在安装有开关元件SI的印刷基板40上安装电抗器LI，发热对开关元件SI的影响也小。特别适用于采用半导体元件作为开关元件SI的情况。而且，通过在安装有开关元件SI的印刷基板40上安装电抗器LI，而不需要用于连接电抗器LI和印刷基板40的连接线。通过该连接线的省略，不仅削减了部件数量，还避免了由于连接线而引起的噪声。作为上述功率因数改善电路4，可以采用交错型功率因数改善电路。图11是示出交错型功率因数改善电路的结构的电路图。图11所示的结构具有如下结构相对于图I所示的结构追加了开关元件S2、电抗器L2、Ls2、二极管D2、路径LHl。电抗器L2设置在连接输入端Pl和输出端P3的路径LH2上。二极管D2在路径LH2上在输出端P3侧与电抗器L2串联连接。二极管D2设置为其阳极朝向电抗器L2。开关元件S2设置在电抗器L2和二极管D2之间的点与路径LL之间。开关元件S2与开关元件SI同样，不限于MOS场效应晶体管，也可以是绝缘栅双极晶体管或双极晶体管等。与路径LH2连接的电抗器L2、二极管D2和开关元件S2构成升压电路B2。升压电路BI、B2作为改善输入侧的功率因数的功率因数改善电路4发挥作用。功率因数改善电路4与平滑电容器C 一起构成开关电源电路。控制部6不仅根据电流ILl，还根据在电抗器L2中流过的电流IL2，例如如图12那样控制开关元件SI、S2的导通与非导通。在输入端P1、P2之间流过的电流IL是电流ILl、IL2之和。与电抗器Lls类似，为了检测电流IL2而设置电抗器L2s。电抗器L2s与电抗器L2 一起构成变压器。控制部6检测在电抗器L2s中流过的电流，估计电流IL2。开关元件SI、S2互斥地导通，功率因数改善电路4在临界电流模式或电流不连续模式下动作。关于控制开关元件S1、S2的导通与非导通的手法，公知有交错(interleave)的动作，所以省略进一步的说明。
在该功率因数改善电路4中，至少电抗器LI采用具有上述特性的摆动扼流圈，由此，改善了效率提闻(或者进一步为闻次谐波抑制)和可听首抑制之间的折衷关系。在上述例子中，说明了空调机以中间运转能力以下的能力或额定运转能力运转时电流ILl取最大值时的电抗器LI的电感与、空调机以中间运转能力以下的能力或额定运转能力运转时电流ILl取最大值时的电抗器LI的电感的不同之处。但是，可知，如果在电流ILl较小时该电感具有较大的平坦区域，在电流ILl较大时该电感具有较小的平坦区域，则得到上述效果。
电抗器L2使用摆动扼流圈，也同样具有抑制输出电流的高次谐波、针对开关元件S2采用小电流用元件、提高电流小的区域中的效率的效果。优选摆动扼流圈用于电抗器L1、L2双方。但是，可知，即使仅在电抗器L1、L2的任意一方中使用摆动扼流圈的情况下，与电抗器LI、L2双方使用通常的电抗器的情况相比，也能够得到上述效果。以上详细说明了本发明，但是，上述说明在所有方面中仅是例示性的，本发明不限于此。应当理解为，可以想到没有被例示的无数变形例并不脱离本发明的范围。标号说明5 :逆变器；7 :制冷剂压缩机；900 :空调机；D1、D2 :二极管；L1、L2 :电抗器；LH1、LH2、LL :路径;P1、P2 :输入端;P3、P4 :输出端;S1、S2 :开关元件。
权利要求
1.一种开关电源电路，该开关电源电路(4)向逆变器(5)供给直流电流，在临界电流模式或电流不连续模式下发挥作用，该逆变器(5)对设置在制冷剂循环(900)中的制冷剂压缩机(7)进行驱动，其中，该开关电源电路具有 第I输入端和第2输入端(P1、P2)； 第I输出端和第2输出端(P3、P4)； 第I路径(LH1)，其连接所述第I输入端与所述第I输出端之间； 第I电抗器(LI)，其设置在所述第I路径上； 第I 二极管(D1)，其在所述第I路径上在所述第I输出端侧与所述第I电抗器串联连接，并且设置为其阳极朝向所述第I电抗器侧； 第2路径(LL)，其连接所述第2输入端与所述第2输出端之间；以及第I开关元件(SI)，其设置在所述第I电抗器和所述第I 二极管之间的点与所述第2路径之间， 在所述制冷剂循环以中间运转能力和比所述中间运转能力低的能力运转时流过所述第I电抗器的电流取最大值的情况下，所述第I电抗器的电感取第I值(L11)， 在所述制冷剂循环以超过最大运转能力的能力进行过渡性运转时和以所述最大运转能力运转时流过所述第I电抗器的电流取最大值的情况下，所述第I电抗器的电感取比所述第I值小的第2值(L12)。
2.根据权利要求I所述的开关电源电路，其中， 在所述制冷剂循环以额定能力运转时流过所述第I电抗器的电流取最大值的情况下，所述第I电抗器的电感取所述第I值。
3.根据权利要求I所述的开关电源电路，其中， 所述第I电抗器的电感取使所述第I开关元件的开关频率为可听频率以上的值。
4.根据权利要求I所述的开关电源电路，其中， 该开关电源电路还具有 第3路径(LH2)，其连接所述第I输入端与所述第I输出端之间，且不同于所述第I路径; 第2电抗器(L2)，其设置在所述第3路径上； 第2 二极管(D2)，其在所述第3路径上在所述第I输出端侧与所述第2电抗器串联连接，并且设置为其阳极朝向所述第2电抗器侧；以及 第2开关元件(S2)，其设置在所述第2电抗器和所述第2 二极管之间的点与所述第2路径(LL)之间，与所述第I开关元件互斥地导通。
5.根据权利要求2所述的开关电源电路，其中， 该开关电源电路还具有 第3路径(LH2)，其连接所述第I输入端与所述第I输出端之间，且不同于所述第I路径; 第2电抗器(L2)，其设置在所述第3路径上； 第2 二极管(D2)，其在所述第3路径上在所述第I输出端侧与所述第2电抗器串联连接，并且设置为其阳极朝向所述第2电抗器侧；以及 第2开关元件(S2)，其设置在所述第2电抗器和所述第2 二极管之间的点与所述第2路径(LL)之间，与所述第I开关元件互斥地导通。
6.根据权利要求I所述的开关电源电路，其中， 所述第I开关元件和所述第I电抗器安装于同一印刷基板。
7.根据权利要求2所述的开关电源电路，其中， 所述第I开关元件和所述第I电抗器安装于同一印刷基板。
8.根据权利要求4所述的开关电源电路，其中， 所述第I开关元件和所述第I电抗器安装于同一印刷基板。
9.根据权利要求5所述的开关电源电路，其中， 所述第I开关元件和所述第I电抗器安装于同一印刷基板。
10.根据权利要求I 9中的任意一项所述的开关电源电路，其中， 所述制冷剂循环是空调机。
全文摘要
在采用升压斩波器的交错型功率因数改善电路中，通过适当设定电抗器的特性，改善效率提高和可听音抑制之间的折衷关系。与路径(LH1)连接的电抗器(L1)、二极管(D1)和开关元件(S1)构成升压电路(B1)，均与路径(LH2)连接的电抗器(L2)、二极管(D2)和开关元件(S2)构成升压电路(B2)。升压电路(B1、B2)还作为改善输入侧的功率因数的功率因数改善电路发挥作用。电抗器(L1、L2)采用摆动扼流圈。
文档编号H02M3/155GK102835010SQ201180015520
公开日2012年12月19日 申请日期2011年2月22日 优先权日2010年3月29日
发明者荣纪雄, 矢吹俊生, 大下和广 申请人:大金工业株式会社