电源控制器的制作方法

本发明有关于一种电源控制器，尤其是提供多个频率负载工作曲线，并依据来自输入电源感测端的输入电源状态信号以及第一、第二负载感测端的负载状态信号，分别选取其中适当的频率负载工作曲线以执行相对应的操作模式而产生第一及第二pwm驱动信号，分别控制功率因数校正预先调节器及直流电至直流电转换器的至少其中之一，进而将交流电的输入电源转换成稳定直流电的输出电源，可降低切换损失、导通损失、空载损失，提升整体的电源转换效率。

背景技术：

电源供应器是目前电子产品中相当重要电气元件，因为不同产品需要不同电压或电流的电源而运作，比如，集成电路(ic)需要5v或3v，电动马达需要12v直流电，而液晶显示器中的灯管需要更高压的电源，如1150v，因而需要电源供应器以满足对不同电源的需求。因此，电源供应器的电源转换技术日益蓬勃发展，属于电子产业中相当重要的一环。

在现有技术中，一般常利用返驰式转换器(flybackconverter)以达到电源转换的目的，包含初级侧调节(primarysideregulation，psr)或次级侧调节(secondarysideregulation，ssr)的不同稳压架构，不过都只使用单一频率负载工作曲线，比如在90v～264v的范围内，其中驱动信号的频率是随不同负载而依据频率负载工作曲线进行变动。

为了达到新一代能效要求，电源供应器必须达成更高的四载平均效率以及极低的空载损失，而高效率的要求关乎电源转换器的功率损失的最小化，其中功率损失又可分为导通损失及切换损失二种，但是二者大致上是呈现彼消则我长的变化趋势，亦即很难同时降低导通损失及切换损失。一般，定频率的控制器在平衡导通损失及切换损失的具体作法是将高压(比如230vac)的满载设计为不连续导通模式(dcm)，并将低压(比如115vac)的满载设计为连续导通模式(ccm)。

另外，在空载稳压方面，传统设计是加入维持电流的偏压电阻，比如431ic，或哑电阻(dummyresistor)，藉以维持输出电压的稳定。

虽然现有技术中以定频率平衡导通损失及切换损失的作法可近似于最佳化而提高满载时的效率，但是缺点在于：无法有效降低轻载时的切换损耗，而且这类控制器是属于硬切换方式，即，切换条件是受限于硬体电路的特性而无法弹性改变。此外，qr(quasiresonant)模式的控制器虽然可达到部分的软切换功能，但是对于90vac～264vac的全电压范围应用而言，会导致在高输入电压时，比如230vac，系统的操作频率会过高，导致大幅削弱软切换的优势。

现有技术的另一缺点在于qr模式虽然可在相同功率条件下降低切换损失，但是导通损失却比ccm还高，所以qr模式比较适合应用于低负载的条件，因低负载时的导通损失较小。结果，现有技术无法进一步提高电源转换效率。

因此，非常需要一种创新的电源控制器，提供多个频率负载工作曲线，并可依据来自输入电源感测端的输入电源状态信号以及第一、第二负载感测端的负载状态信号，分别选取其中适当的频率负载工作曲线以执行相对应的操作模式而产生第一及第二pwm驱动信号，分别控制功率因数校正预先调节器及直流电至直流电转换器的至少其中之一，进而将交流电的输入电源转换成稳定直流电的输出电源，可降低切换损失、导通损失、空载损失，提升整体的电源换效率，藉以解决上述现有技术的问题。

技术实现要素：

本发明的主要目的在于提供一种电源控制器，具有输入电源感测端、第一驱动端、第一负载感测端、第二驱动端以及第二负载感测端，可连接至功率因数校正(pfc)预先调节器及直流电至直流电(dc_dc)转换器的至少其中之一，主要是依据来自输入电源感测端的输入电源状态信号以及第一、第二负载感测端的负载状态信号，分别选取多个预设的频率负载工作曲线中适当的频率负载工作曲线，并执行相对应的操作模式，包含持住模式、突发模式、不连续导通模式、连续导通模式，进而产生第一、第二pwm驱动信号，用以将交流电的输入电源转换成稳定直流电的输出电源，不仅可大幅降低导通损失及切换损失，同时能维持不同输入电压下的最佳操作效率而提升整体的电源转换效率。

具体而言，pfc预先调节器是接收输入电源，经pfc预先调节处理而产生pfc直流电源，而dc_dc转换器接收pfc直流电源，经直流到直流调节处理而产生输出电源。此外，输入电源感测端、第一驱动端及第一负载感测端是连接至pfc预先调节器，而第二驱动端及第二负载感测端是连接至dc_dc转换器。

输入电源感测端接收输入电源，第一负载感测端用以感测dc_dc转换器对pfc预先调节器的负载效应，而第二负载感测端可感测dc_dc转换器所产生并输出的输出电源所承受的负载。

电源控制器储存多个预设的频率负载工作曲线，而不同频率负载工作曲线是对应到输入电源的不同电压范围，供电源控制器进行电源转换操作，进而产生第一pwm驱动信号及第二pwm驱动信号，分别经第一驱动端及第二驱动端传送至pfc预先调节器及dc_dc转换器，将输入电源转换成输出电源。

频率负载工作曲线是在输入电源的不同电压范围内定义第一pwm驱动信号及第二pwm驱动信号的频率对不同负载的变动关系，其中负载愈重时，第一及第二pwm驱动信号的频率会保持不变或变得愈高。

具体而言，每个频率负载工作曲线在纵轴为频率且横轴为负载的二维频率负载平面上是包含依序连接的第一曲线、第二曲线及第三曲线，其中第一曲线、第三曲线分别为具不同高度的水平直线，而第二曲线为递升曲线，且第一曲线、第二曲线是在第一折点连接，第二曲线、第三曲线是第二折点连接，而第一折点及第二折点分别定义相对的频率及负载的数值。此外，在二维频率负载平面上定义出边界导通模式(boundaryconductionmode，bcm)曲线，用以界定不连续导通模式(dcm)、连续导通模式(ccm)的操作范围，且bcm曲线所定义的频率是随着负载增加而下降，同时bcm曲线会交越第二曲线或第三曲线，但不会与第一曲线相交。再者，在bcm曲线的左下方区域是属于dcm的操作范围，而bcm曲线的右上方区域是属于ccm的操作范围，即，频率愈低，是操作在朝dcm，频率愈高，则操作在朝ccm。尤其是，第一曲线是对应到空负载的负载状态，而第一曲线、bcm曲线的间的区域是对应到低负载，且bcm曲线以上的区域是对应到重负载。本发明的电源控制器可依据输入电源选取适当的频率负载工作曲线，藉以调整第一pwm驱动信号及第二pwm驱动信号的频率，同时依据bcm曲线判断负载程度，进而选取dcm、ccm中适当的操作模式。

要注意的是，第二折点的频率及负载是分别大于第一折点的频率及负载，且第二折点的频率及负载是随输入电源的电压上升而降低。

更进一步而言，上述的电源转换操作包括：在pfc预先调节器及/或dc_dc转换器的负载状态为空负载(对应到第一曲线)且相对应的负载电流为零时，当作零负载，则电源控制器选取并执行持住模式；如果是在空负载(对应到第一曲线)且相对应的负载电流不为零时，则选取并执行突发模式；如果是在低负载(对应到第一曲线、bcm曲线之间的区域，则选取并执行不连续导通模式；以及如果是在重负载(对应到bcm曲线以上)，则选取并执行连续导通模式。

由于本发明是设计成可随输入电源状态以及负载状态而动态改变操作模式，所以可降低导通损失及切换损失，同时可依据输入电源的电压而选取所需的频率负载工作曲线，能维持不同输入电压下的最佳操作效率，因此，可大幅提升整体的电源转换效率。再者，本发明的电源控制器是以数字形式的整合型电子控制器而实现，具有较强的抗杂讯干扰的能力，可同时改善耐用性及整体电气操作的稳定性。

附图说明

图1显示本发明实施例电源控制器的系统示意图。

图2显示本发明实施例电源控制器的示范性频率负载工作曲线。

图3显示本发明实施例电源控制器的操作模式波形图。

其中，附图标记说明如下：

10电源控制器

11数字控制核心单元

13输入电源adc单元

15第一负载adc单元

17第二负载adc单元

20功率因数校正预先调节器

30直流电至直流电转换器

a输入电源感测端

b第一驱动端

bcm_c边界导通模式(bcm)曲线

c第一负载感测端

c1第一电容

c2第二电容

c3第三电容

d第二驱动端

d1第一整流二极体

d2第二整流二极体

e第二负载感测端

f1、f2频率

g接地端

l电感

l1第一频率负载工作曲线

l2第二频率负载工作曲线

l3第三频率负载工作曲线

l4第四频率负载工作曲线

ld1、ld2负载

lp初级侧线圈

ls次级侧线圈

p1第一折点

p2第二折点

t1第一切换单元

t2第二切换单元

tr变压器

vin输入电源

vout输出电源

具体实施方式

以下配合图式及附图标记对本发明的实施方式做更详细的说明，使熟悉本领域的技术人员在研读本说明书后能据以实施。

参阅图1，本发明实施例电源控制器的系统示意图。如图1所示，本发明的电源控制器10主要是包含输入电源感测端a、第一驱动端b、第一负载感测端c、第二驱动端d以及第二负载感测端e，可连接并控制功率因数校正(powerfactorcorrection，pfc)预先调节器20及直流电至直流(dc_dc)电转换器30的至少其中之一，其中输入电源感测端a、第一驱动端b及第一负载感测端c连接至pfc预先调节器，而第二驱动端d及第二负载感测端e连接至dc_dc转换器，可用以将交流电的输入电源vin转换成稳定直流电的输出电源vout。

pfc预先调节器20接收输入电源vin，经pfc预先调节处理而产生pfc直流电源，并由dc_dc转换器接受后，经直流到直流调节处理而产生输出电源vout。

再者，输入电源感测端a接收输入电源vin，第一负载感测端c是用以感测dc_dc转换器30对pfc预先调节器20的负载效应，而第二负载感测端e是用以感测dc_dc转换器30所产生并输出的输出电源vout所承受的负载。

上述的pfc预先调节器20及dc_dc电转换器30基本上是一般的电气装置，并非本发明的重点，但是为清楚显示本发明的具体应用及功效，以下将简单说明pfc预先调节器20及dc_dc电转换器30的技术内容，包含相关的电气结构及运作。

通常，pfc预先调节器20是包含第一电容c1、电感l、第一切换单元t1、第一整流二极体d1以及第二电容c2，其中第一电容c1接收输入电源vin，且电感l的一端连接至第一电容c1，电感l的另一端同时连接至第一切换单元t1、第一整流二极体d1的正端，而第一整流二极体d1的负端连接至第二电容c2的一端，并产生该pfc直流电源，尤其，第一电容c1的另一端及第二电容c2的另一端皆为接地。

要注意的是，pfc预先调节器20的第一切换单元t1可由双载子接面电晶体(bipolarjunctiontransistor，bjt)或金氧半场效电晶体(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor，mosfet)实现，因此，如果第一切换单元t1是使用双载子接面电晶体，则第一切换单元t1具有集极端、基极端及射极端，而如果使用金氧半场效电晶体当作第一切换单元t1，则第一切换单元t1具有汲极端、闸极端及源极端。不过为方便说明起见，以下将以金氧半场效电晶体当作示范性实例，如图1所示，所以下文中所提的汲极端、闸极端及源极端在电气特性上系等同于集极端、基极端及射极端，而不再赘述。

此外，第一切换单元t1的汲极端是连接至第一整流二极体d1的正端，而源极端为接地。电源控制器的输入电源感测端a连接至输入电源vin，第一驱动端b连接至第一切换单元t1的闸极端，第一负载感测端c连接至第一整流二极体d1的负端。

一般，dc_dc转换器30包含变压器tr、第二切换单元t2、第二整流二极体d2以及第三电容c3，其中变压器tr是由初级侧线圈np及次级侧线圈ns构成。初级侧线圈np的一端连接至pfc预先调节器30中第一整流二极体d1的负端，次级侧线圈ns的一端连接至第二整流二极体d2的正端，而第二整流二极体d2的负端连接至第三电容c3的一端，并产生输出电源vout，且次级侧线圈ns的另一端、第三电容c3的另一端是同时接地。

另外要注意的是，上述第二整流二极体d2是配置在次级侧线圈ns的高压侧，不过在电气性能等效上，第二整流二极体d2也可配置在次级侧线圈ns的低压侧(图中未显示)，即，可连接至次级侧线圈ns及接地之间，所以第二整流二极体d2实质上是可配置在次级侧线圈ns的高压侧或低压侧。因此，任何将整流元件配置在次级侧线圈ns的高压侧或低压侧的应用方式都应涵盖于本发明的范围。

第二切换单元t2是类似于pfc预先调节器20的第一切换单元t1，即，第二切换单元t2可为双载子接面电晶体(bjt)或金氧半场效电晶体(mosfet)，而为方便说明起见，以下将以金氧半场效电晶体当作第二切换单元t2的示范性实例，所以下文中第二切换单元t2的汲极端、闸极端及源极端在电气特性上等同于集极端、基极端及射极端，而不再赘述。

第二切换单元t2的汲极端连接至初级侧线圈np的另一端，闸极端连接至电源控制器10的第二驱动端d，而源极端为接地。再者，电源控制器10的第二负载感测端e连接至第二整流二极体d2的负端。

此外，本发明的电源控制器10进一步具有接地端g，用以连接至pfc预先调节器20的接地以及dc_dc转换器30中第二切换单元t2的接地，尤其是使得电源控制器10、第一切换单元t1及第二切换单元t2具有共同接地，进而电源控制器10可正确控制第一切换单元t1及第二切换单元t2的导通操作。比如，电源控制器10的接地端g是与第一切换单元t1的源极及第二切换单元t2的源极为同一接地位准。

进一步而言，本发明的电源控制器10是以整合型电子控制器而实现，即集成电路(integratedcircuit，ic)，储存多个预设的频率负载工作曲线，可用以提供进行电源转换操作，其中电源转换操作主要是包含依据来自输入电源感测端a的输入电源状态信号以及第一负载感测端c、第二负载感测端e的负载状态信号，分别选取所述频率负载工作曲线中适当的频率负载工作曲线，并执行相对应的操作模式，包括持住模式(holdupmode)、突发模式(burstmode)、不连续导通模式(dcm)、连续导通模式(ccm)，用以产生第一、第二(pulsewidthmodulation，pwm)驱动信号，并分别经由第一驱动端b及第二驱动端d以个别控制pfc预先调节器20及/或直流电至直流(dc_dc)电转换器30的电气操作，进而将输入电源vin转换成输出电源vout。尤其是，每个频率负载工作曲线是用以在输入电源vin的不同电压范围内定义第一及第二pwm驱动信号的频率对不同负载的变动关系，其中负载愈重，则第一、第二pwm驱动信号的频率会保持不变或变得愈高。

为方便说明频率负载工作曲线的特点，请参考图2，显示四个示范性实例的频率负载工作曲线，是定义在纵轴为频率且横轴为负载的二维频率负载平面上，包含分别为对应到第一、第二、第三、第四输入电压范围的第一频率负载工作曲线l1、第二频率负载工作曲线l2、第三频率负载工作曲线l3、第四频率负载工作曲线l4，其中第一、第二、第三、第四输入电压范围可分别定义为95v以下、95～170v、170～250v、250v以上。当然要注意的是，上述所提的第一、第二、第三、第四输入电压范围是可依据实际需要而设定，所以图2只是示范性实例而已，并非用以限定本发明的范围。

更加具体而言，每个频率负载工作曲线在二维频率负载平面上是包含依序连接的第一曲线、第二曲线及第三曲线，其中第一曲线、第三曲线分别为具不同高度的水平直线，而第二曲线为递升曲线，且第一曲线、第二曲线是在第一折点连接，第二曲线、第三曲线是第二折点连接，而第一折点及第二折点分别定义相对的频率及负载的数值。以第一频率负载工作曲线l1为例，第一曲线、第二曲线是在第一折点p1连接，而第二曲线、第三曲线是第二折点p2连接，其中第一折点p1是由频率f1及负载ld1的数值所定义，而第二折点p2是由频率f2及负载ld2的数值所定义。再者，第一曲线、第三曲线可为不同高度的水平直线，而第二曲线可为递升曲线，比如图2中的上升曲线，因而第二折点p2的频率f2及负载ld2分别大于第一折点p1的频率f1及负载ld1。

较佳的是，不同频率负载工作曲线的第一折点p1可为相同或互不相同，但是每个频率负载工作曲线的第二折点p2可互不相同，且第二折点p2的频率f2及负载ld2是随着输入电源vin的电压上升而降低。

此外，更在二维频率负载平面上进一步定义出边界导通模式(boundaryconductionmode，bcm)曲线bcm_c，用以界定不连续导通模式(discontinuousconductionmode，dcm)、连续导通模式(continuousconductionmode，ccm)的操作范围，且bcm曲线bcm_c所定义的频率是随着负载增加而下降，并且会随输入电源的电压范围的下降/上升而下降/上升，同时bcm曲线bcm_c会交越第二曲线或第三曲线，但不会与第一曲线相交。尤其是，第一曲线是对应到空负载的负载状态，而第二曲线中第一折点p1至bcm曲线bcm_c之间的区域是对应到低负载，且第二曲线中在bcm曲线bcm_c以上的区域以及第三曲线都是对应到重负载。因此，本发明的电源控制器10可依据输入电源vin以选取适当的频率负载工作曲线，藉以调整第一pwm驱动信号及第二pwm驱动信号的频率，同时依据bcm曲线bcm_c判断负载程度，进而选取适当的操作模式。

为进一步提升转换效率，本发明电源控制器10的电源转换操作可如图3所示依据不同负载程度而选取适当的操作模式，主要是包括：在pfc预先调节器20及/或dc_dc转换器30的负载状态为空负载(第一曲线)且相对应的负载电流为零时，亦称为零负载时，电源控制器10选取并执行持住模式；如果负载状态是在空负载(第一曲线)且相对应的负载电流不为零时，则选取并执行突发模式；如果是在低负载，则选取并执行不连续导通模式；以及如果是在重负载，则选取并执行连续导通模式。

具体而言，上述的持住模式是利用以图1中第一折点p1的频率f1而以间歇方式产生第一、第二pwm驱动信号，并分别驱动第一切换单元t1、第二切换单元t2，可将输出电源vout持住。突发模式一般是以第一折点p1的频率f1，用比持住模式还要密的间歇方式产生并驱动第一、第二pwm驱动信号，可小幅度提高输出功率以供相对应负载所需。

再者，负载ld1是与最小切换频率的频率f1配对，可被设定成能避免音频噪音，而负载ld2是与最大切换频率的频f2配对，可被设定成能降低切换损失。尤其，负载ld1、频率f1是与输入电源的电压范围无关，而负载ld2、频率f2会随输入电源的电压范围的下降/上升而相反的上升/下降。

当负载低于负载ld1时，上述的切换频率会被箝制、固定在频率f1(持住模式及突发模式)。

当负载是在负载ld1及ld2之间时，切换频率会在频率f1、f2之间做线性或非线性调变。

当负载高于负载ld2时，切换频率会会被箝制、固定在频率f2。

简言之，持住模式及突发模式都会被配置到某一固定频率区域内，用以降低无负载时的功耗，而不连续导通模式(dcm)是配置到变动频率区域内，用以降低负载时的切换损失，而连续导通模式(ccm)是配置到固定及变动频率区域内，用以降低重载时的导通损失。

因此，本发明利用上述不同频率负载工作曲线所达成的具体功效是，在相同的输入电源电压下，如果负载愈重，则负载的电流愈大，可藉增加第一、第二pwm驱动信号的频率以使得导通损失降低，而对于低负载，因负载的电流较小，所以较低频率对导通损失的影响很小，甚至可忽略不计，却可达到降低切换损失的目的。

再回到图1，为达成上述电气功能，电源控制器10可包括数字控制核心单元11、输入电源类比至数字转换器(analog-to-digital，adc)单元13、第一负载adc单元15以及第二负载adc单元17，其中输入电源adc单元13接收来自输入电源感测端a的输入电源vin，并经类比至数字转换而产生并传送输入电源adc感测信号，第一负载adc单元15接收来自第一负载感测端c的第一负载信号，并经类比至数字转换而产生并传送第一负载adc感测信号，且第二负载adc单元17接收来自第二负载感测端e的第二负载信号，并经类比至数字转换而产生并传送第二负载adc感测信号。此外，数字控制核心单元11接收输入电源adc感测信号、第一负载adc感测信号、第二负载adc感测信号，分别判断输入电源vin的电压以及第一、第二负载的负载状态，用以执行上述本发明的电源转换操作，进而产生所需的第一、第二pwm驱动信号。

尤其，数字控制核心单元11是以数字方式运作，即藉执行韧体程式或软体程式而实现电源转换操作，因而具有较强的抗杂讯干扰的能力，可同时改善耐用性及整体电气操作的稳定性，且更加具有弹性以应付复杂的实际应用环境。

不过要注意的是，图1中电源控制器10的电气构造只是用以说明本发明特点的其中一具体实例而已，并非用以限定本发明范围，即，所有具有电源控制器10的电气特征的电气单元都应涵盖于本发明的内，比如，利用类比电路方式或是类比/数字混合方式建构的电源控制器10。

此外，本发明在进入ccm后，仍可弹性增加频率，而且可在进入dcm后，可在一定谷底时进行切换，并弹性设定切换的谷底数目，还能弹性设定突发模式进入dcm的转态点，即第一折点，以及弹性设定突发模式的频率、占空比(duty)、脉冲数目(pulsecount)。

综上所述，本发明的主要特点在于提供多个频率负载工作曲线，并可视输入电压的不同而选取最佳的频率负载工作曲线，以满足不同输入电压的最佳化，尤其可在低负载操作时，执行dcm的操作模式以减少切换损失，并在重负载时，切换成ccm的操作模式以减少导通损失，且还可在低输入电压时，提供足够高的操作频率，藉以避免变压器发生饱合的危险，因而不仅提高整体转换效率并能改善应用的安全性。

此外，在ccm操作时，可设计为变动频率，达到安全设计及小型化的需求，而为了达到降低电磁干扰(emi)的要求以及提高效率的要求，本发明对于ccm频率的上升，提供限制最大ccm频率的机制。

本发明的另一特点在于利用突发模式及持住模式，可达成空载行为的最佳化，因而完成极低的空载损耗，所以效率表现为市场同类产品的最佳者。再者，因不需使用现有技术的偏压电阻或哑电阻，所以可避免额外功耗，进一步改善转换效率。

由于本发明是设计成可随负载状态而动态改变操作模式，所以可降低导通损失及切换损失，同时可依据输入电源的电压而选取所需的频率负载工作曲线，能维持不同输入电压下的最佳操作效率，因此，可大幅提升整体的电源转换效率。再者，本发明的电源控制器是以数字形式的整合型电子控制器而实现，具有较强的抗杂讯干扰的能力，可同时改善耐用性及整体电气操作的稳定性。

以上所述仅为用以解释本发明的较佳实施例，并非企图据以对本发明做任何形式上的限制，因此，凡有在相同的发明精神下所作有关本发明的任何修饰或变更，皆仍应包括在本发明意图保护的范畴。