电机驱动系统的制作方法

总的而言本发明涉及电机，特别涉及一种电机驱动系统。

背景技术：

电动车辆，例如电动汽车，越来越受到人们的青睐。目前电动汽车的驱动一般采用蓄电池+永磁电机的模式，控制系统采用开环/闭环控制。对于开环控制而言，车辆(车速)不能精确的跟随给定，已逐步淘汰。在闭环控制中，当前一般采用速度闭环控制方式，其采用传统的PID调节器对给定速度与实际速度的偏差进行调节，根据调整结果控制逆变器的输出。这种控制方式，系统响应速度慢，调整过程中易出现超调，实际速度围绕设定值长时间振动，这样就造成在车辆提速过程中驾驶者感觉车速不稳定。永磁同步电机通常采用矢量控制，精确的转子位置必不可少。机械位置传感器能实现转子位置的高精度检测，但通常价格高昂，易受环境条件限制，而且存在增加电机转子转动惯量、增大系统体积及系统可靠性降低等缺点。除此之外，目前电动车辆一般采用斩波升压(boost)的方式对蓄电池的输出电压进行升压，这种方式开关管损耗大，功率因数低。

技术实现要素：

针对现有技术的缺陷，本发明提供了一种电机驱动系统。

一种电机驱动系统，包括：DC/DC变换单元、逆变器、永磁电机、MCU、谐波生成器以及谐波观测器；DC/DC变换单元与电池相连，DC/DC变换单元的输出端连接逆变器，逆变器与永磁电机相连；通过电压传感器分别检测DC/DC变换单元的输入电压Vin和输出电压Vo，通过电流传感器检测逆变器的输出电流ia、ib，通过谐波观测器对永磁电机的转速ω_m和转子位置进行观测；谐波生成器用于按照指令生成高次正弦谐波信号，并将生成的谐波信号注入q轴电压中；驱动系统采用转速外环、电流内环的双闭环结构，它包括Cark变换模块、Park变换模块、谐波生成器、分数阶PID调节器、电流调节器、Park逆变换模块、脉冲宽度调制模块和逆变器、谐波观测器包括HPF(高通滤波器)、极性判断模块和位置观测模块；HPF与Park变换模块的输出相连，极性判断模块和位置观测模块均与HPF相连，极性判断模块用于对转子极性进行判断，位置观测模块利用注入的谐波信号观测转子位置θ和实际转速ωm；转子位置θ发送给Park逆变换模块和Park变换模块的转子位置数据输入端；转速ωm发送至第一比较器的反向输入端，第一比较器的正向输入端与转速给定信号相连，第一比较器的输出端与分数阶PID调节器的输入端连接，分数阶PID调节器的输出端连接第二比较器的正向输入端，第二比较器的反向输入端与Park变换模块的q轴电流输出端相连，采用d轴电流恒零控制，即d轴电流给定值恒为零，这一给定值与第三比较器的正向输入端相连，第三比较器的反向输入端与Park变换模块的d轴电流输出端相连，第二比较器和第三比较器的输出端与电流调节器相连，电流调节器的输出端通过Park逆变换模块与脉冲宽度调制模块相连，脉冲宽度调制模块输出调制信号至逆变器，逆变器接收DC/DC变换单元的输出电压Vo；第二比较器对iq与进行比较，第三比较器对id与进行比较，第二比较器和第三比较器的比较结果送入电流调节器，通过电流调节器调节后得到dq轴坐标系下的q轴电压给定值和d轴电压给定值Park逆变换模块对和进行Park逆变换后，依次输出给脉冲宽度调制模块和逆变器，从而得到永磁同步电机的三相输入电压，驱动永磁同步电机运行；所述DC/DC变换单元包括DC/AC变换模块、AC/DC变换模块和高频变压器，DC/AC变换模块与高频变压器的原边相连，AC/DC变换模块与高频变压器的副边相连；DC/AC变换模块包括原边高频电能转换电路和原边高频谐振电路，电池通过原边高频电能转换电路和原边高频谐振电路与高频变压器的原边相连；AC/DC变换模块包括副边高频电能转换电路和副边高频谐振电路，高频变压器的副边通过副边高频谐振电路和副边高频电能转换电路与逆变器相连；所述电流调节器用于计算q轴电压给定值和d轴电压给定值第二比较器与第三比较器输出的偏差信号分别送入d轴PI调节器与q轴PI调节器，d轴PI调节器的输出电压为U_d，q轴PI调节器的输出电压为U_q，U_d、U_q、V_o送入电压极限环，得到和通过第四比较器对U_q与进行比较，得到偏差△U_q，△U_q经比例模块1/Kqp被送入q轴PI调节器中的积分模块，对△U_q进行PI调节，使得通过第五比较模块对U_d与进行比较，得到偏差△U_d，△U_d经比例模块1/Kdp被送入d轴PI调节器中的积分模块,对△U_d进行PI调节，使得

本发明的有益效果是：采用转速外环、电流内环的双闭环控制结构，转速可以快速跟随给定，提高了系统响应速度；采用谐振软开关状态双向DC/DC变换器，改善了电能质量；通过采用分数阶PID使得系统具有了更大的调节范围，获得了比传统PID更好的控制品质及更强的鲁棒性；利用谐波注入法对电机转子位置角进行观测，从而取代了传统的机械位置传感器，降低了系统成本，提高了可靠性；电流环中加入了限幅与闭环反馈环节，保证了电机平稳运行，避免电机出现过调制。

附图说明

图1为本发明系统整体结构示意图；

图2为本发明驱动系统的结构示意图；

图3为DC/DC变换单元的结构示意图；

图4为分数阶PID的结构示意图；

图5为分数阶PID整定流程图；

图6为电流调节单元的结构示意图；

图7为本发明控制结果比较图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明，使本发明的上述及其它目的、特征和优势将更加清晰。在全部附图中相同的附图标记指示相同的部分。并未刻意按比例绘制附图，重点在于示出本发明的主旨。

首先结合附图1对本发明的系统结构做说明。本发明提供了一种电机驱动系统，系统包括：DC/DC变换单元、逆变器、永磁电机、MCU(主控单元)，谐波生成器以及谐波观测器等。DC/DC变换单元与电池相连，DC/DC变换单元的输出端连接逆变器，逆变器与永磁电机相连，通过永磁电机驱动车辆运行。通过电压传感器分别检测DC/DC变换单元的输入电压Vin和输出电压Vo，通过电流传感器检测逆变器的输出电压ia、ib，通过谐波观测器对永磁电机的转速ω_m和转子位置进行观测，这些信号被送入MCU，MCU根据这些检测信号分别向DC/DC变换单元和逆变器输出驱动信号G1、G2，从而调节DC/DC变换单元和逆变器的输出。

整个系统由一块MCU处理器控制运行，各个部分协调运行，人机交换部分可采用LCD和按键实现(图中未示出)。MCU控制逆变器中IGBT的导通频率，从而实现永磁同步电机线圈磁场顺序变化驱动电机运转；谐波生成器用于按照指令生成高次正弦谐波信号，并将生成的谐波信号注入q轴电压中；电流检测电路通过实时检测电机线圈的相电流，并与MCU处理器中电机理论模型进行比较，实现电机的闭环控制，以及实现电机的过压、过流保护。

下面对本发明中驱动系统的控制结构做详细介绍，请参阅图2。驱动系统采用转速外环、电流内环的双闭环结构，它包括Cark变换模块、Park变换模块、谐波生成器、分数阶PID调节器、电流调节器、Park逆变换模块、脉冲宽度调制模块和逆变器，谐波观测器包括HPF(高通滤波器)、极性判断模块和位置观测模块。

其中，HPF与Park变换模块的输出相连，极性判断模块和位置观测模块均与HPF相连，极性判断模块用于对转子极性进行判断，位置观测模块利用注入的谐波信号观测转子位置θ和实际转速ωm。转子位置θ发送给Park逆变换模块和Park变换模块的转子位置数据输入端；转速ωm发送至第一比较器的反向输入端，第一比较器的正向输入端与转速给定信号相连，转速给定信号可以由油门踏板给出。第一比较器的输出端与分数阶PID调节器的输入端连接。分数阶PID调节器的输出端连接第二比较器的正向输入端，第二比较器的反向输入端与Park变换模块的q轴电流输出端相连。本发明中采用d轴电流恒零控制，即d轴电流给定值恒为零，这一给定值与第三比较器的正向输入端相连，第三比较器的反向输入端与Park变换模块的d轴电流输出端相连。第二比较器和第三比较器的输出端与电流调节器相连，电流调节器的输出端通过Park逆变换模块与脉冲宽度调制模块相连，脉冲宽度调制模块输出调制信号至逆变器，逆变器接收DC/DC变换单元的输出电压Vo，根据调制信号打开/关闭逆变器中的IGBT，从而输出可变频率的电压信号至永磁电机。

永磁同步电机的转子位置θ、转速ωm，通过电流传感器采集逆变器输出的其中两相ia、ib，ia、ib经过Clark变换和Park变换，得到永磁同步电机在dq轴坐标系下的等效电流id和iq。第一比较器将转速给定值与实际转速ω_m进行比较，偏差信号经过分数阶PID调节器调节，分数阶PID调节器的输出值作为q轴的电流给定值d轴电流给定值

第二比较器对iq与进行比较，第三比较器对id与进行比较，第二比较器和第三比较器的比较结果送入电流调节器，通过电流调节器调节后得到dq轴坐标系下的q轴电压给定值和d轴电压给定值Park逆变换模块对和进行Park逆变换后，依次输出给脉冲宽度调制模块和逆变器，从而得到永磁同步电机的三相输入电压，驱动永磁同步电机运行。

其中，Clark变换、Park变换、Park逆变换分别通过下式(1)、(2)、(3)实现。

式中，i_α和i_β均为两相静止坐标系(简称αβ坐标系)下的等效电流，i_a、i_b和i_c为永磁同步电机的三相电流，i_d和i_q为永磁同步电机在dq轴坐标系下的等效电流，θ为永磁同步电机的转子位置。

下面重点对本发明中的谐波观测器做详细介绍。本发明通过谐波生成器向d轴注入高次谐波u_h，高频分量叠加基频分量再经过坐标变换得到调制电压u_α和u_β，脉冲宽度调制模块产生逆变器IGBT的开关信号，采用电流传感器采样定子A相、B相电流，变换到αβ坐标系中得到i_α和i_β。将i_α和i_β变换到两相旋转坐标系中得到包含高次谐波的d轴电流信号和q轴电流信号，包含高次谐波的d轴电流信号和q轴电流信号通过LPF(低通滤波器)后其中的基频分量i_d和i_q被提取作为电流调节器的反馈量，通过HPF后其中的高频分量i_dh、i_qh被提取用于估计出转子位置θ及转速ω_m。

具体而言，谐波生成器产生高次谐波u_h，并注入到d轴中，u_h＝Ksin(ωt+π)。其中，K为高频电压幅值，ω为高频电压角频率，t表示信号注入时间。根据注入的高次谐波u_h，计算信号调制数组Am的维数N，生成信号调制数组Am，通过HPF后其中的高频分量i_dh、i_qh。将i_qh与信号调制数组Am相乘得到目标值P1，P1＝i_qh*Am；根据目标值P1获取磁极位置估计值θ_p及转速估计值ω_r；将i_dh与信号调制数组Am相乘得到目标值P2，P2＝i_dh*Am；根据目标值P2判断磁极极性，对θ_p补偿后输出转子位置估计值θ。本发明利用估计的d轴电流分量进行极性判断，充分利用了高频电流响应，无需注入额外信号；降低了观测器的复杂度，易于数字实现。

图3为本发明中DC/DC变换单元的结构示意图，DC/DC变换单元包括DC/AC变换模块1、AC/DC变换模块2和高频变压器3，DC/AC变换模块1与高频变压器3的原边相连，AC/DC变换模块2与高频变压器3的副边相连。DC/DC变换单元采用对称的电路结构，实现能量的双向传输，使得整个电力电子变压器能够为其它的系统双向供电，具有持续性。其中，DC/AC变换模块1包括原边高频电能转换电路11和原边高频谐振电路12，动力电池通过原边高频电能转换电路11和原边高频谐振电路12与高频变压器3的原边相连；AC/DC变换模块2包括副边高频电能转换电路22和副边高频谐振电路21，高频变压器3的副边通过副边高频谐振电路21和副边高频电能转换电路22与逆变器相连，稳压电容与逆变器并联，稳压电容对在逆变器上输出的直流电起到稳压的作用。

直流电源经原边高频电能转换电路11得到恒频恒幅的交流方波信号，方波信号经原边高频谐振电路12转换为具有恒包络特性的交流信号输入至高频变压器3进行电气隔离，并经副边高频谐振电路21产生高频感应电动势，高频感应电动势经过副边高频电能转换电路22进行交直流转换，得到稳定直流电压输出。图3中M为两侧绕组的互感。上述的原边高频电能转换电路11包括第一高频开关S1和第二高频开关S2，原边高频谐振电路12包括原边谐振电容C1和原边谐振电感L1，电池的正极与第一高频开关S1的一端连接，第一高频开关S1的另一端分别与第二高频开关S2的一端和原边谐振电容C1的一端连接，电池的负极与第二高频开关S2的另一端连接，原边谐振电容C1的另一端通过原边谐振电感L1与第二高频开关S2的另一端连接；高频变压器3原边绕组的漏感可代替所述原边谐振电感L1。输入的直流电源经过原边高频电能转换电路11变换得到交流方波信号，然后再经过原边高频谐振电路12将交流方波信号输入高频变压器3的原边进行电气隔离。原边高频谐振电路12使得DC/AC变换器始终工作在谐振软开关状态，从而改善电能质量。

上述的副边高频谐振电路21包括副边谐振电感L2和副边谐振电容C2，副边高频电能转换电路22包括第三高频开关S3和第四高频开关S4，副边谐振电感L2的一端与副边谐振电容C2的一端连接，副边谐振电容C2的另一端分别与第四高频开关S4的一端和第三高频开关S3的一端连接，副边谐振电感L2的另一端与第四高频开关S4的另一端连接，第三高频开关S3的另一端通过副边谐振电容C2与副边谐振电感L2的另一端连接；高频变压器3副边绕组的漏感可代替所述副边谐振电感L2。副边高频谐振电路21根据原边电压信号产生高频感应电动势，再经过副边高频谐振电路21交直流转换后，转换为直流电压经过负载输出。副边高频谐振电路21使得DC/AC变换器始终工作在谐振软开关状态，改善电能质量。

本发明中DC/DC变换单元具有两种工作模式：能量注入模式和自由振荡模式。在能量正向传输、输入直流电和原边高频谐振电路12电流正向流通时，第一高频开关S1导通、第二高频开关S2关断，输入直流电经过高频开关注入原边谐振网络，提升谐振电流，此种工作模式为能量注入模式；在能量正向传输和原边高频谐振电路12电流负向流通时，第二高频开关S2导通，第一高频开关S1关断，原边高频谐振电路12的谐振电流经过第二高频开关S2流动，此种工作模式为自由振荡模式。当向DC/AC变换器拓扑模块1中输入直流电源时，通过工作模式的控制，使得第一高频开关S1和第二高频开关S2交替互补导通，实现了零电流的切换，由此在高频变压器3的原边便产生了高频励磁电流。其中，DC/AC变换器拓扑模块1的能量注入时间和自由振荡时间均等于原边高频谐振电路12的谐振周期的一半。在DC/AC变换器拓扑模块1的工作模式中，第一高频开关S1和所述第二高频开关S2导通时的导通角度为180度，导通周期为原边高频谐振电路12的谐振电流周期。

通过副边高频电能转换电路22控制AC/DC变换器拓扑模块2的工作模式，具体为能量注入模式和自由振荡模式两种工作模式。在能量正向传输和副边高频谐振电路21的谐振电流负向流通时，所述第四高频开关S4导通，第三高频开关S3关断，所述副边高频谐振电路21的谐振电流经过第四高频开关S4流动，此种工作模式为自由振荡模式；在能量正向传输和副边高频谐振电路21的谐振电流正向流通时，所述第三高频开关S3导通，第四高频开关S4关断，所述副边高频谐振电路21的谐振电流经过第三高频开关S3注入逆变器，此种工作模式为能量注入模式。这两种模式实现了第三高频开关S3和第四高频开关S4的零电流切换，完成了能量的转换和传递。

本发明的DC/DC变换单元采用对称的电路结构，实现能量的双向传输，使得整个电力电子变压器能够为其它的系统持续供电，在控制方法方面，采用自由振荡模式和能量注入模式，具有更好的控制性能。进一步增大了DC/DC变换器的传输效率，控制简单，功率器件少，减小了整个电力电子变压器的体积；整个电力电子变压器中的DC/AC变换器和AC/DC变换器始终工作在谐振软开关状态，改善了电能的质量。

与传统调节器不同，在本发明中，对于外环的速度调节采用分数阶PID，其结构如图4所示。与整数阶PID控制器相似，分数阶PID控制器的微分方程为:

其中，为Caputo定义；λ＞0、μ＞0为任意实数，是分数阶控制器的阶次。

对Caputo定义的分数阶微积分求拉普拉斯变换，可得:

由此得到的分数阶PID控制器的传递函数：

分数阶PID控制器包括一个积分阶次λ和微分阶次μ，其中λ和μ可以是任意实数。整数阶PID控制器是分数阶PID控制器在λ＝1和μ＝1时的特殊情况，当λ＝1、μ＝0时即为PI控制器，λ＝0、μ＝1时为PD控制器。分数阶PID控制器多了两个可调参数λ和μ，通过合理地选择参数就能够提高系统的控制效果。

参阅图5，设系统理想的闭环参考模型为：λ、μ、kp、ki，kd通过如下方式确定：

S110：根据系统的控制性能要求选取理想闭环参考模型的截止频率ωc和阶次α；系统的控制性能要求为时域指标，时域指标可以是超调量、调节时间或峰值时间；该理想闭环参考模型H(s)使得系统具有对增益变化不敏感的期望特性，当增益变化时只是引起截止频率ωc的变化，系统对增益变化具有强鲁棒性，系统的超调大小只与α有关，而与增益无关。

S120：由H(s)及G_c(S)，计算控制对象模型

其中λ、μ取小数。若λ＝α，则有

S130：获取未知实际被控对象Gp(s)的频域响应数据，假设与Gp(s)在ω＝0和ω＝ωx处的频率响应相同，则ωx可以选取为原系统的Gp(s)相位裕量的穿越频率|Gp(jωx)|＝1，先选取λ＝α，在ω＝0处有意义(此时，对象能够保持良好的稳态响应，与一般实际系统的情况是一致的)，有然后根据有k_p、k_d在ω＝ω_x处与μ的函数关系为：

其中，

S140：通过寻优辨识出未知对象的理想形式中的参数，使在截止频率范围内最大限度地接近实际对象Gp(s)的频域响应指标；建立频域响应误差指标并在0＜μ＜2范围内对误差指标优化最终得到分数阶控制器的参数。

本发明根据系统的时域响应指标初步确定ωc、α、λ的值，通过逼近实际对象模型和理想对象模型的频率响应特性曲线，寻优得到分数阶PID的微分项阶次，计算得到kd，ki，kp的值，可以得到逼近理想参考模型的分数阶PID控制器。

电流调节器用于计算q轴电压给定值和d轴电压给定值电流调节器的结构如图6所示，第二比较器与第三比较器输出的偏差信号分别送入d轴PI调节器与q轴PI调节器，d轴PI调节器的输出电压为U_d，q轴PI调节器的输出电压为U_q，U_d、U_q、V_o送入电压极限环，得到和同时，通过第四比较器对U_q与进行比较，得到偏差△U_q，△U_q经比例模块1/Kqp被送入q轴PI调节器中的积分模块，这样对△U_q进行PI调节，使得通过第五比较模块对U_d与进行比较，得到偏差△U_d，△U_d经比例模块1/Kdp被送入d轴PI调节器中的积分模块,这样对△U_d进行PI调节，使得

为了保证电机平稳运行，避免电机出现过调制模式，需要电压极限环限制电机电压U_dq小于母线电压。即U_d、U_q需满足下式条件。

若所述条件不成立，dq轴电压ud、uq需根据母线电压幅值Vo，进行等比例限幅，如式(11)所示：

Park逆变换模块用于将和转换为α轴电压Uα、β轴电压U_β，并发送至脉宽调制模块；脉宽调制模块为空间矢量脉宽调制，用于根据αβ轴电压、母线电压计算得到电压脉冲，并发送至逆变器。

这样通过控制d轴电流与q轴电流来控制逆变器输出功率，根据电机实际所需的定子电流幅值，通过与q轴电流做矢量差，得到实际所需的q轴电流，简化了q轴电流的控制结构，在实现网侧高功率因数的前提下，增强系统的鲁棒性；根据母线电压幅值，限制电机实际定子电压大小，避免电机进入过调制运行，增强了系统的可靠性；通过电压误差调节，将得到的电流误差值反馈至电流环积分环节，有效增加了电流环调节的快速性。

将本发明的双闭环+分数阶PID+电流限幅环的控制系统与传统的单比环速度调节系统进行对比，图7为控制结果的对比图，图中曲线a为给定的阶跃信号，曲线b为本发明驱动系统的速度响应曲线，曲线C为传统单闭环系统的响应曲线。通过对比可以看出，本发明的驱动系统转速响应平滑、快速，没有超调、振荡的现象，大大改善了系统驱动效果。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。对于本申请的方法实施例而言，由于其与装置实施例基本相似，所以描述的比较简单，相关之处参见装置实施例的部分说明即可。

在以上的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明。但是以上描述仅是本发明的较佳实施例而已，本发明能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，因此本发明不受上面公开的具体实施的限制。同时任何熟悉本领域技术人员在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。