一种变匝比谐振变换器的制作方法

本发明涉及电力电子变换技术领域，尤其谐振式开关变换器。

背景技术：

参见图1，谐振变换器具有高效率和高功率密度的优点，其最佳工作点在谐振点附近，该特性使得谐振变换器的输入电压范围较窄，当输入电压在较大范围内变化时，需调节开关频率偏离谐振点，这将导致谐振变换器性能和效率的降低，并会导致变换器增益敏感，导致系统不稳定，降低系统可靠性。

技术实现要素：

针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种可适应宽输入电压范围的谐振变换器，根据输入电压不同，采用变匝比的控制方式，令该谐振变换器始终工作在较好的工作点附近。

为实现上述目的，一种变匝比谐振变换器采用了如下技术方案：参见图2，

包括变压器T1，高位开关SH，低位开关SL，初始谐振电容Cr；第一谐振电容Cr1；第一控制开关SC1、第二控制开关SC2……第n-1控制开关SC n-1，第一二极管DS1、第二二极管DS2……第n-1二极管DS n-1；所述的变压器T1包括n个一次侧绕组，即第一绕组Np1及其第一漏感Lr1，第二绕组Np2及其第二漏感Lr2……第n绕组Npn及其第n漏感Lr n，该第一绕组Np1的异名端连接第二绕组Np2的同名端，第二绕组Np2的异名端连接相邻绕组的同名端……相邻绕组的异名端和下个绕组的同名端依次连接，构成n段级联绕组；相应地，n个一次侧绕组寄生的n个漏感串联形成n段级联漏感，且包含在n段级联绕组之内；所述的n段级联绕组形成首端、抽头1、抽头2……抽头n-1、末端，共n+1个端点，其首端连接初始谐振电容Cr，抽头1连接第一控制开关SC1的漏极，抽头2连接第二控制开关SC2的漏极，抽头n-1连接第n-1控制开关SC n-1的漏极，末端连接第一谐振电容Cr1；第一控制开关SC1至第n-1控制开关SC n-1的源极连接电路参考地；第一二极管DS1的阴极和阳极分别并联于第一控制开关SC1的漏极和源极，第二二极管DS2的阴极和阳极分别并联于第二控制开关SC2的漏极和源极，第n-1二极管的阴极和阳极分别并联于第n-1控制开关SCn-1的漏极和源极，高位开关SH和低位开关SL连接为半桥电路，该半桥电路的中点与初始谐振电容Cr串联。

所述的第一漏感Lr至第n漏感Lr n是变压器T1的n个一次侧绕组的寄生漏感，与对应的一次侧绕组为串联关系，当电路需要较大感量时，可使用外部独立电感替代所述的寄生漏感，以使电路工作在最佳工作点。

所述的第一控制开关SC1连接在抽头1和参考地之间，第二控制开关SC2连接在抽头2和参考地之间，第n-1控制开关SC n-1连接在抽头n-1和参考地之间，所述的第一控制开关SC1至第n-1控制开关SC n-1或者是MOSFET，或者是三极管，或者是SiC器件，或者是GaN器件，其作用是改变变压器T1的匝比，第一控制开关SC1导通而其它控制开关关断时，匝比Ns/Np1；第二控制开关SC2导通而其它控制开关关断时，匝比Ns/Np1+Np2；第n-1控制开关SCn-1导通而其它控制开关关断时，匝比为Ns/ Np1+Np2+……+ Np n-1；当所有控制开关关断时，匝比为Ns/ Np1+Np2+……+ Np n-1+Npn。

所述的第一二极管DS1的阴极和阳极分别并联于第一控制开关SC1的漏极和源极，该第一二极管DS1或者是独立二极管，或者是第一控制开关SC1的寄生二极管，所述第一二极管DS1的作用是阻断变压器T1的励磁电流通路，以改变变压器匝比。

附图说明

图1：已知的谐振变换器电路结构图

图2：第一实施例一种变匝比谐振变换器电路结构图

图3：第二实施例一种变匝比谐振变换器电路结构图

图4：第一控制开关SC1关断时的等效电路图

图5：第一控制开关SC1导通时的等效电路图

图6：第一控制开关SC1关断时的波形图

图7：第一控制开关SC1导通时的波形图

附图标号：SH：高位开关；VgH：高位开关的驱动信号；SL低位开关；VgL：低位开关的驱动信号；SC1~SCn：控制开关；Vsc1~Vscn：控制开关的驱动信号；Lr：参与谐振的漏感；Cr~Cr n：谐振电容；Ns：变压器T1的二次侧绕组；Np1~Npn：变压器T1的一次侧绕组；Vin：输入电压。

具体实施方式

以图3为例，第二实施例一种变匝比谐振变换器电路结构图，当输入电压较高时，例如300VDC，第一控制开关SC1关断，等效电路图如图4所示，此电路状态下，由于二极管DS1的阻断，变压器T1的励磁电流流过Np1和Np2，因此变压器T1的匝比为NS/ NP1+NP2，参与谐振的电感为第一漏感Lr1串联第二漏感Lr2，参与谐振的电容为第一谐振电容Cr1串联初始谐振电容Cr，其工作原理等同于传统的谐振变换器电路，在此不再赘述。

主要工作波形参看图6，上面方波为半桥中点的电压波形，中间波形是初始谐振电容Cr的电流波形，下面的方波为绕组NS的输出电压波形，由图6可知，当输入电压为300VDC时，绕组NS输出电压峰峰值约为正20到负20V。

当输入电压较低时，例如直流100VDC，第一控制开关SC1导通，等效电路如图5所示，在此电路状态下，变压器T1的励磁电流只流过第一绕组Np1，因此其匝比为Ns/ Np1，参与谐振的电感由第一漏感Lr1构成，参与谐振的电容部分由初始谐振电容Cr构成。

主要工作波形参看图7，上面方波为半桥中点的电压波形，中间波形是谐振电感Lr的电流波形，下面的方波为绕组NS的输出电压波形，由图6可知，当输入电压为140VDC时，绕组NS输出电压峰峰值约为正20到负20V。

由上述描述可知，本发明第二实施例一种变匝比谐振变换器引入两段级联绕组及与抽头连接的第一控制开关SC1的开通或关断，控制变压器T1励磁电流通路，令励磁电流或者流过Np1和Np2；或者仅仅流过Np1，从而改变变压器的匝比，使该电路在较低输入电压或较高输入电压均可工作在最佳工作点，变压器T1输出电压基本一致，提高了效率，增加了可靠性。

图2为本发明第一实施例一种变匝比谐振变换器的电路结构图，包括变压器T1，高位开关SH，低位开关SL，初始谐振电容Cr；第一谐振电容Cr1；第一控制开关SC1、第二控制开关SC2……第n-1控制开关SC n-1，第一二极管DS1、第二二极管DS2……第n-1二极管DS n-1；所述的变压器T1包括n个一次侧绕组，即第一绕组Np1及其第一漏感Lr1，第二绕组Np2及其第二漏感Lr2……第n绕组Npn及其第n漏感Lr n，该第一绕组Np1的异名端连接第二绕组Np2的同名端，第二绕组Np2的异名端连接相邻绕组的同名端……相邻绕组的异名端和下一绕组的同名端依次连接，构成n段级联绕组；相应地，n个一次侧绕组寄生的n个漏感串联形成n段级联漏感，且包含在n段级联绕组之内；所述的n段级联绕组形成首端、抽头1、抽头2……抽头n-1、末端，共n+1个端点，其首端连接初始谐振电容Cr，抽头1连接第一控制开关SC1的漏极，抽头2连接第二控制开关SC2的漏极，抽头n-1连接第n-1控制开关SC n-1的漏极，末端连接第一谐振电容Cr1；第一控制开关SC1至第n-1控制开关SC n-1的源极连接电路参考地；第一二极管DS1的阴极和阳极分别并联于第一控制开关SC1的漏极和源极，第二二极管DS2的阴极和阳极分别并联于第二控制开关SC2的漏极和源极，第n-1二极管的阴极和阳极分别并联于第n-1控制开关SCn-1的漏极和源极，高位开关SH和低位开关SL连接为半桥电路，该半桥电路的中点与初始谐振电容Cr串联。

第一控制开关SC1导通而其它控制开关关断时，变压器T1的励磁电流流过Np1，因此变压器的匝比为Ns/Np1；第二控制开关SC2导通而其它控制开关关断时，变压器T1的励磁电流流过Np1和Np2，因此变压器匝比为Ns/Np1+Np2；…… 第n-1控制开关SCn-1导通而其它控制开关关断时，变压器T1的励磁电流仅流过Np1、Np2、……NPn-1，因此变压器匝比为Ns/ Np1+Np2+……+ Np n-1；当所有控制开关关断时，变压器T1的励磁电流流过所有的一次侧绕组，因此变压器匝比为Ns/ Np1+Np2+……+ Np n-1+Npn；由上述描述看出，本实施例的变压器T1的匝比变化可适应特大的输入电压和输出电压范围。

本发明一种变匝比谐振变换器引入n段级联绕组，利用与该级联绕组抽头连接的各个控制开关的开通或关断，控制变压器T1励磁电流通路，令励磁电流流过指定的变压器一次侧绕组，从而改变变压器T1的匝比，以适应不同输入电压和输出电压，令谐振变换器始终工作在最佳工作点附近。

上述仅为本发明的较佳实施方式及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。