开关电容器转换器和用于提供开关电容器转换器的方法与流程

本申请涉及开关电容器转换器，尤其涉及以下电路拓扑：其中，补偿电感器用于将电荷转移至开关电容器转换器内的开关或者从开关电容器转换器内的开关传送电荷，以实现零电压开关。

背景技术：

在各种应用中使用开关直流(dc)至dc转换器以用于将输入电压下的电力转换成期望输出电压下的电力。通常使用dc至dc转换器的一种应用是在数据中心中提供电力。全球有大量数据中心，并且其数量在不断增长。这些数据中心的所产生的能耗正成为全球总体能耗的很大(且不断增长的)部分。因此，存在提高数据中心中使用的电力转换器的效率的重大动机。

多年来，数据中心和其他电子系统依赖于12v中间dc总线来向各种电路供电。这种12vdc总线可以广泛地分布在系统内，并且通常被向下转换成较低电压，例如3.3v、1.8v、1.2v以供需要较低电压电平的负载使用。这种向下转换优选地在负载点(pol)处执行，使得可以更有效地调节负载所需的电压电平。

用于数据中心及相关系统的现代配电系统正转向具有40v至60v电压的中间dc总线。通过使用诸如此的较高的中间dc电压，降低了分配中间dc电压所引起的电力损耗。中间dc电压可以由非常高效的未调节的第一转换级提供。第二转换级优选地位于pol附近，并且与中间电压仅为12v的情况相比需要更大的降压比。

当使用40v至60v范围内的中间dc电压时，第二转换级的常用实现使用基于迪克森(dickson)电荷泵拓扑的开关电容器转换器。这种开关电容器转换器使用开关在电容器之间传送电荷，从而降低所提供的中间输入电压，例如，对于4:1开关电容器转换器而言从48v的输入到12v的输出。在没有适当考虑这种转换器中的开关时序的情况下，由于硬开关，即当在开关两端存在非零电压并且非零电流流过开关时切换开关，会产生损耗。

通过在开关电容器转换器的每一级处与电容器串联地布置电感器，可以减轻上述硬开关，从而借用了在谐振(或半谐振)开关转换器——例如基于中心抽头电感器的开关转换器——中使用的设计技术。所得到的开关电容器转换器有时称为开关回路转换器(stc，switchedtankconverter)。由电感器和电容器的串联连接形成的谐振回路具有基于这些部件的电感和电容的相关联的谐振频率。如果以该谐振频率切换开关，则可以实现零电流开关(zcs)，这引起开关损耗减少以及电力转换的效率良好。

将stc的开关频率与stc内的一个或更多个谐振回路的谐振频率匹配提出了超越与不基于开关电容器拓扑的传统谐振开关转换器相关联的挑战的实际挑战。这种传统谐振转换器可以例如在校准阶段期间表征谐振回路的电抗，并相应地设置开关频率。可替代地或另外地，这种传统谐振转换器的控制器可以测量通过开关的电压和/或电流，并动态地调节开关频率以匹配谐振回路的固有谐振频率。在stc中，这样的技术通常不可行。为了实现大于2:1的向下转换比率，在stc内需要多个开关级，每个开关级都有其自己的谐振回路。由于控制器必须使用相同的频率切换每个开关级中的开关，因此当存在多个开关级时，调节开关频率以匹配各个谐振回路是不可行的，至少不具有显著的控制复杂度。此外，依赖于电流和/或电压测量的技术增加了不期望的电路复杂度并且通常向转换器引入额外的低效率。

因此，具有多个开关级的stc使用需要具有几乎相同的谐振频率的多个谐振回路。这又要求每个谐振回路的电感电容乘积相同。标准电感器和电容器具有相当大的公差，例如±10％、±20％。此外，标准电感器和电容器的电感和电容在很大程度上取决于温度。因此，标准电感器和电容器的使用通常导致跨stc的开关级的显著不同的谐振频率，并且这些谐振频率会随着温度具有大的变化。当使用标准部件时，控制器以相同频率切换所有开关通常不能在所有开关级中实现零电流开关。这又导致stc的电力转换效率低。为了克服这个问题，stc可以使用温度依赖性小的高精度电容器和电感器。然而，这些部件比标准电感器和电容器更昂贵且尺寸更大。

期望能够在达到与软开关相关联的效率的同时减小stc中使用的电感器和电容器的尺寸和成本的电路和相关技术。

技术实现要素：

根据一种开关电容器转换器(scc)的实施方式，scc将从输入电源以输入直流(dc)电压提供的电力转换成以输出dc电压提供给输出负载的电力。scc包括整流器、第一开关级、第一谐振分支(leg)、控制器和补偿电感器。第一开关级包括在第一互连节点处串联连接的第一开关和第二开关，并且被插在输入端和整流器之间。第一谐振分支包括将第一连接节点耦接至整流器的第一半桥支路的第一谐振电容器。控制器操作成提供交替切换第一开关级中的第一开关和第二开关以及整流器内的开关的开关控制信号。以被选择成接近每个开关的零电流开关(zcs)条件的开关频率执行该切换。第一补偿电感器将第一半桥整流器支路耦接至第二半桥整流器支路或接地。第一补偿电感器用于将电荷转移至开关的电容或从开关的电容传送电荷，以在每个开关接通之前将该开关两端的电压降低至零，从而实现零电压开关(zvs)并减少开关损耗。

根据一种方法的实施方式，该方法提供将输入端处的电力转换成输出端处的电力的开关电容器转换器(scc)。该方法包括设置整流器、第一开关级和第一谐振分支。第一开关级耦接至输入端，并且包括在第一连接节点处串联连接的第一开关和第二开关。整流器被插在第一开关级和输出端之间，使得整流器在输出端处提供整流电压。第一谐振分支包括耦接在第一连接节点和整流器的第一半桥支路之间的谐振电容器。该方法还包括表征将输入端连接至输出端的第一电力回路内的第一谐振电感，其中第一电力回路包括第一开关、第一谐振分支、第一半桥整流器支路的一个开关、以及连接这些元件的迹线。确定用于scc的开关频率，并且基于所选择的开关频率和所表征的第一谐振电感来确定第一谐振电容器的第一电容。最后，设置将第一半桥整流器支路耦接至第二半桥整流器支路或接地的补偿电感器。该补偿电感器提供用于将电荷转移至开关电容或从开关电容传送电荷的传导路径，使得可以在每个开关接通之前将该开关两端的电压降低至零，从而实现零电压开关(zvs)。

在阅读以下详细描述并查看附图时，本领域技术人员将认识到额外的特征和优点。

附图说明

附图中的元件不一定相对于彼此按比例绘制。相同的附图标记表示相应类似的部分。各个示出的实施方式的特征可以被组合，除非它们彼此排斥。在附图中描绘并且在以下描述中详述实施方式。

图1示出了具有将整流器的第一半桥耦接至第二半桥的补偿电感器的开关电容器转换器(scc)的示意图；

图2示出了使用零电流开关(zcs)但不具有补偿电感器的scc内的电压波形和电流波形；

图3示出了具有补偿电感器的scc(例如图1的scc)内的电压波形和电流波形；

图4示出了与图1的scc中的开关电压对应的波形并且示出了其中所实现的零电压开关(zvs)；

图5a、图5b、图5c和图5d示出了图1的scc内的四个电力回路；

图6示出了替代的scc，其类似于图1的scc，但是在该替代的scc中补偿电感器耦接在第一半桥整流器支路和接地之间并且耦接在第二半桥整流器支路和接地之间；

图7示出了替代的scc，其类似于图6的scc，但是在该替代的scc中包括第三半桥整流器支路，并且另一补偿电感器将该第三半桥整流器支路耦接至接地；

图8示出了用于提供包括被配置成将第一半桥整流器支路耦接至第二半桥整流器支路或接地的补偿电感器的scc的方法；和

图9示出了与图1的开关电容器转换器类似但是包括附加的开关级的开关电容器转换器(scc)的示意图。

具体实施方式

本文描述的实施方式提供实现开关电容器转换器(scc)的有效工作而不需要高精度电感器和电容器的电路和方法。这通过引入补偿电感器来实现，该补偿电感器不是scc内的谐振回路的一部分，但是当开关关断时，即在相邻开关导通的时间间隔之间出现的空载时间间隔期间，用于将电荷转移至开关电容或从开关电容传送电荷。通过在开关关断时将电荷(能量)传送至补偿电感器或从补偿电感器传送电荷(能量)，可以正好在启用开关之前将开关两端的电压降低至零，从而提供零电压软开关(zvs)以及与这种zvs相关联的效率。

在优选实施方式中，在scc的谐振回路中不需要电感器部件。相反，给定电力回路内的迹线和部件(例如，开关、电容器)的寄生电感被用作谐振电感。一旦表征了给定电力回路的谐振电感，就可以确定谐振电容来以给定开关频率提供谐振。这又会提供近似零电流开关(zcs)。由部件变化或温度漂移引起的所表征的谐振电感或谐振电容的不准确会导致开关频率和scc的给定谐振分支的谐振频率之间的不匹配。这种频率不匹配会导致zcs的损失。虽然由于这种不匹配可能无法实现理想的zcs及其相关联的效率，但是与zvs相关联的效率允许scc仍具有良好的效率。换言之，由补偿电感器实现的软开关使得scc的有效工作更能容忍谐振电感和电容的变化以及由这些电抗确定的谐振频率的变化。

注意，可以在也利用补偿电感器的scc内使用谐振电感器部件，从而这种scc将实现接近理想的zcs和zvs。然而，补偿电感器的使用及其相关联的zvs提供可以消除谐振电感器部件的优点，从而减少印刷电路板上所需的空间，降低成本并减少电感器芯损耗。(这些优点中的一些优点部分地被对更大谐振电容器的需要所抵消，但在消除谐振电感器部件方面存在净效益。)使用补偿电感器但不使用谐振电感器部件也允许scc使用比使用谐振电感部件的scc更高的开关频率，这提供了包括scc的输出端处的较小电压纹波的优点。

借助于特定示例描述本发明。该描述开始于如下scc的实施方式：该scc将输入电压降低至原来的四分之一，即4:1scc，并且包括提供zvs(软切换)的补偿电感器。补偿电感器跨整流器的两个半桥支路而被放置。虽然所示出的示例是针对4:1scc，但是应当理解，所描述的技术可以容易地被扩展到其他scc电路，包括那些通过2:1、6:1、8:1等降低输入电压的电路。4:1scc的实施方式开始于用于实现这种转换器的电路的描述。接下来描述在这种scc中发现的电流和电压的波形。然后描述其中补偿电感器被放置在别处的电路拓扑。最后，描述了用于设计利用补偿电感器的scc的方法。

应当理解，下面描述的实施方式不意味着是限制性的。没有详细描述本领域公知的电路和技术，以避免模糊本发明的独特方面。可以组合或重新安排示例实施方式的各个特征和方面，除非上下文不允许这样做。

具有跨整流分支的补偿电感器的开关电容器转换器

图1示出了将在输入电源vin_dc处提供的电压降低至原来的四分之一的开关电容器转换器(scc)100的实施方式。在输出端vout_dc处提供降低的电压。在输出端vout_dc处提供的降低的电压vout通常是系统内的中间电压，其必须在被提供给诸如存储器、中央处理单元(cpu)这样的负载之前进一步被降低。虽然为了便于说明而没有示出，但是耦接至输出端vout_dc的线性稳压器或者开关dc/dc转换器可以提供该电压的进一步降压，并且还提供scc100没有提供的调节。在其他应用中，由scc100提供的降低的电压vout可以由负载直接使用。

所示出的scc100包括第一开关级110和第二开关级112，第一开关级110包括第一开关q1和第二q2，以及第二开关级112包括第三开关q3和第四开关q4。整流器被插在第二开关级112和接地之间，并且将经整流的电压vout提供给输出端vout_dc和滤波电容器cout。所示出的整流器包括形成第一半桥整流器支路140的开关q7和q8以及形成第二半桥整流器支路146的开关q9和q10。第一半桥整流器支路140的开关q7，q8在半桥开关节点v4处连接，而第二半桥整流器支路146的开关q9和q10在另一个半桥开关节点v5处连接。

表示为lzvs的补偿电感器在其相应的开关节点v4、v5处将第一半桥整流器支路140耦接至第二半桥整流器支路146。如下面将进一步详细说明的，补偿电感器lzvs提供传导路径，该传导路径用于将电荷转移至开关级110、112内的开关的电容coss或从开关级110、112的开关的电容coss传送电荷，使得这些开关两端的电压——例如场效应晶体管(fet)的漏源电压vds——在给定开关接通之前降低至零。以这种方式，无论电路分支的谐振回路是否与scc100的开关频率匹配，补偿电感器lzvs对于每个开关都实现零电压开关(zvs)。

scc100还包括将第一开关级110耦接至整流器的第一谐振分支120，以及将第二开关级112耦接至整流器的第二谐振分支122。第一谐振分支120包括第一谐振电容器cr1，并且表征为具有第一谐振电感lr1。谐振电流ir1流经第一谐振分支120。第二谐振分支122类似地被配置成包括第二谐振电容器cr2，并且表征为具有第二谐振电感lr2。谐振电流ir2流经第二谐振分支122。如下所述，优选实施方式的谐振电感lr1、lr2仅表示scc100的电力回路内的寄生电感。

第一谐振分支120将连接第一开关级110的第一开关q1和第二开关q2的开关节点v1耦接至连接第一半桥整流器支路140的开关q7、q8的开关节点v4。第二谐振分支122类似地将连接第二开关级112的第三开关q3和第四开关q4的开关节点v3耦接至连接第一半桥整流器支路140的开关q7、q8的同一开关节点v4。第一飞跨(flying)分支130在位于第二半桥整流器支路146的开关q9、q10之间的连接节点v5处将级间连接节点v2耦接至第二半桥整流器支路146。第一飞跨分支130包括第一飞跨电容器cfly1，并且表征为具有第一飞跨电感lfly1，第一飞跨电感lfly1通常不是电感器部件。

图1的scc100中示出的开关q1、…q4、q7、…q10是功率金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，但是可以使用其他开关类型。例如，在一些应用中，结型场效应晶体管(jfet)、双极结型晶体管(bjt)、绝缘栅双极晶体管(igbt)、高电子迁移率晶体管(hemt)或其他类型的功率晶体管可能是优选的。开关q1、…q4、q7、…q10可以被集成在同一半导体管芯上，每个可以设置在单独的管芯上，或者可以以其他方式扩散至多个半导体管芯。scc100内的每个开关q1、…q4、q7、…q10具有漏极端子和源极端子以及控制漏极和源极之间的导通的栅极端子(为了便于说明而没有示出)。控制信号经由驱动器被提供给每个栅极端子，为了便于说明也没有示出驱动器。

scc100还包括生成用于scc100的开关q1、…q4、q7、…q10的控制信号的控制器150。控制器150在当第二开关q2关断时设置第一开关q1导通与当第一开关q1关断时设置第二开关q2导通之间交替。类似地，第二开关级112内的开关q3、q4的开关被交替，以及第一半桥整流器支路140和第二半桥整流器支路146内的开关q7、q8、q10、q9的开关也被交替。开关被划分成包括可以全部一起切换的开关q1、q3、q7、q10的a组，以及包括同样可以一起切换的开关q2、q4、q8、q9的b组。控制器150生成控制a组内的开关q1、q3、q7、q10的脉冲宽度调制(pwm)控制信号vpwm_qa以及控制b组内的开关q2、q4、q8、q9的pwm控制信号vpwm_qb。开关控制信号vpwm_qa、vpwm_qb通常被输入至每个开关的驱动电路。对于图1的scc100，控制信号vpwm_qa可以被提供给4个单独的驱动器，这4个单独的驱动器输出用于a组的开关q1、q3、q7、q10的控制信号vpwm_q1、vpwm_q3、vpwm_q7、vpwm_q10。控制信号vpwm_qb可以被提供给4个单独的驱动器，这4个单独的驱动器输出用于b组的开关的控制信号vpwm_q2、vpwm_q4、vpwm_q8、vpwm_q9。然后，将从驱动器输出的控制信号提供给开关的控制端子(例如，栅极)。为便于说明，没有示出驱动器。在替选实现中，控制器150可以为每个开关生成单独的控制信号，而不是为两个开关组提供公共控制信号vpwm_qa、vpwm_qb。

针对交替控制信号vpwm_qa、vpwm_qb的波形是对称的，即具有相同的正脉冲间隔，使得每个控制信号具有大约50％的占空比。在控制信号vpwm_qa、vpwm_qb的脉冲之间存在空载时间，即，对于scc100的每个开关周期将存在没有开关被导通的短暂间隔。控制器150以开关频率fsw生成控制信号vpwm_qa、vpwm_qb。为了获得最佳效率，与scc100的谐振分支120、122对应的谐振频率应当与开关频率fsw匹配，并且通过小的调整来考虑空载时间间隔。

可以使用模拟硬件部件(例如晶体管、放大器、二极管和电阻器)的组合以及主要包括数字部件的处理器电路来实现控制器150及其构成部分。处理器电路可以包括数字信号处理器(dsp)、通用处理器和专用集成电路(asic)中的一个或更多个。控制器150还可以包括：存储器，例如，诸如闪存的非易失性存储器，其包括供处理器电路使用的指令或数据；以及一个或更多个定时器，例如，用于根据开关频率和空载时间间隔提供开关间隔。

开关电容器转换器内的电压波形和电流波形

图2至图4示出了scc——例如图1的scc100——内的实现开关级和整流器内的开关的软开关的电压波形和电流波形。

图2的电压波形和电流波形对应于使用零电流开关(zcs)但不包括提供零电压开关(zvs)的补偿电感器——例如图1中的lzvs——的scc。为了便于说明，没有示出这种zcsscc，但是其类似于图1的scc100，其中值得注意的例外是删除了补偿电感器lzvs。另外，zcsscc内的谐振电感lr1、lr2通常是电感器部件，而不是先前针对scc100描述的优选的寄生电感。

与图2对应的zcsscc具有335khz的开关频率。(相应的开关半周期为1490ns，其减去80ns的空载时间，产生1410ns的激活/导通半周期。当开关频率因空载时间而被降低时，有效的激活开关频率为353khz。)zcsscc具有第一谐振分支和第二谐振分支，第一谐振分支和第二谐振分支包括具有70nh的电感的谐振电感器lr1、lr2和具有2.82μf的电容的谐振电容器电感器cr1、cr2。谐振电感将通过包括第一谐振分支和第二谐振分支的电力回路的寄生电感而进一步增加。例如，部分地包括第一谐振分支的第一电力回路可以具有寄生电感lpara1＝7nh。电感器lr1、寄生电感lpara1和电容器cr1形成谐振回路，该谐振回路的谐振频率由下式给出：

所得到的谐振频率f_res＝342khz非常接近353khz的期望频率。如电流波形230所示，第一谐振分支和第二谐振分支内的电流ir1、ir2呈现正弦形状。由于每个谐振回路的谐振频率(例如，大约342khz)与有效的激活开关频率(353khz)良好地匹配，因此当几乎为零的电流流经开关时，开关被关断，如图2中的时刻toff_qb、toff_qa所示。

图2还示出了与zcsscc的开关的控制信号vpwm_qa、vpwm_qb和zcsscc的输出电压vout对应的电压波形240。示出了与整流器开关两端的漏源电压vds_q8、vds_q10对应的波形220，以及与开关级内的开关两端的漏源电压vds_q1、…vds_q4对应的波形210。注意，在这些开关被接通之前，例如在时刻ton_qa、ton_qb处，开关级内的开关两端的漏源电压vds_q1、…vds_q4没有降低至零。虽然与图2的波形对应的scc实现zcs，但它未实现zvs。

为了实现zcs或接近zcs，与包括每个谐振分支的电力回路(传导路径)对应的谐振频率f_res必须彼此紧密匹配并且与期望的开关频率紧密匹配。这又意味着等式(1)中提供的电感电容乘积必须相当精确。为了实现该目的，通常需要高精度电感器和电容器。除了具有低公差例如±5％之外，谐振电感器和电容器必须在整个温度范围内保持稳定，并且电容器必须对它们两端的任何dc偏置电压不具有高度依赖性。这种高精度、温度稳定性、不依赖偏置的部件比标准部件更昂贵且更大。因此，与图2的波形对应的zcsscc相对昂贵、尺寸大，并且不能实现由zvs提供的开关效率。

图3示出了类似于图2的电压波形和电流波形但是与图1的zvsscc100对应的电压波形和电流波形。值得注意的是，除了scc100的开关频率为600khz而不是335khz之外，所示出的控制开关的信号vpwm_qa、vpwm_qb的波形340以及scc100的输出电压vout类似于图2的波形240。然而，与谐振电流ir1、ir2对应的图3波形330和与开关q1、q2、q3、q4的漏源电压对应的图3波形310与图2的那些波形基本不同。

图4示出了与开关级110、112的开关q1、q2、q3、q4两端的漏源电压vds_q1、vds_q2、vds_q3、vds_q4对应的波形410。这些波形410表示临近控制器150关断a组内的开关而接通b组内的开关时的图3的类似的波形310的扩展视图。为了提供漏源电压的时序上下文，还示出了开关控制信号vpwm_qa、vpwm_qb的波形。对于时刻toff_qa之前的所示时间间隔，a组的开关q1、q3接通，如a组控制信号vpwm_qa上的激活高脉冲所指示的，而b组的开关q2、q4关断。由于a组开关q1、q3导通(闭合)，因此在该时间间隔期间，它们两端的漏源电压vds_q1、vds_q3为零。在该时间间隔内期间，未导通(即断开)的b组开关q2、q4的漏源电压vds_q2、vds_q4将分别浮动至输出电压vout的两倍和输出电压vout。对于由输入电源vin_dc提供的54v电压而言，第二开关q2两端所得到的电压vds_q2为27v，而第四开关q4两端所得到的电压vds_q4为13.5v。

在时刻toff_qa处，a组的控制信号vpwm_qa转变成低值，以关断a组开关q1、q3。这意味着没有一个开关导通，即在时刻ton_qb之前它们全部断开。这个没有开关导通时的时间间隔通常称为空载时间。参照scc100的第二开关q2，补偿电感器lzvs提供从该开关的漏极即从图1的scc100内的第一开关节点v1开始的传导路径。在空载时间期间，存储在第二开关q2的电容coss上的电荷将通过穿过补偿电感器lzvs传导的电流izvs而被放电。假如在空载时间期间来自第二开关q2的漏极的电流ir1(电荷转移)足够，则该漏极(即节点v1)处的电压将从3×vout减小到1×vout，这在空载时间结束时与第二开关q2的源极(即节点v2)处的电压相匹配。因此，第二开关q2两端的漏源电压vds_q2在时刻ton_qb之前减小到零。当第二开关q2在时刻ton_qb处导通时，其两端的电压为零，这实现了zvs(软开关)。

第四开关q4的漏极在空载时间期间类似地被放电。更具体地，补偿电感器lzvs使电流ir2能够流经第二谐振分支122，从而将存储的电荷放电到第四开关q4的电容coss上。假如在空载时间期间来自第四开关q4的漏极的电流ir2(电荷转移)足够，该漏极(即节点v3)处的电压将从2×vout减小到1×vout，这在空载时间结束时与第四开关q4的源极处(即节点vout-dc处)的电压相匹配。因此，第四开关q4两端的漏源电压vds_q4在时刻ton_qb之前减小到零，从而在时刻ton_qb处实现接通第四开关q4的零电压软开关(zvs)。

在所描述的空载时间期间，流经谐振分支120、122的电流ir1、ir2在它们的连接节点v4处相加，从而产生在补偿电感器lzvs中流动的电流izvs。(当开关q7、q8关断时，没有电流流经第一半桥整流器支路140。)在该空载时间期间，能量被传送出第二开关q2和第四开关q4的电容coss并且被存储在补偿电感器lzvs中。在图3的波形330中示出了电感器电流izvs，其中在每个所示的空载时间期间流过幅度为10a的峰值电流。

在b组中的开关关断的时间点与a组的开关接通的时间点之间，即在图3中的时刻toff_qb和时刻ton_qa之间，出现第二空载时间。在扩展视图中没有示出该第二空载时间间隔。在该第二空载时间期间的电路操作补充了上述操作。在第二空载时间期间，通过谐振分支的电流ir1、ir2以与前述方向相反的方向流动，并用于对第一开关q1和第三开关q3的源极进行充电。能量从补偿电感器lzvs被传送到这些开关q1、q3的电容coss。在节点v1、v3处提供的源极电压在第二空载时间期间增加，直到这些电压分别与这些开关q1、q3的漏极电压匹配。换言之，漏源电压vds_q1、vds_q3在第二空载时间期间减小到零，从而当a组开关q1、q3接通时实现零电压软开关(zvs)。

scc100内的补偿电感器lzvs必须能够处理实现上述zvs所需的峰值电流，即，使得在空载时间期间可以转移足够的电荷。该峰值电流由必须从每个开关组的开关电容coss排出(或提供给每个开关组的开关电容coss)的所有电荷qoss的总和来确定。给定开关电容器coss上的电荷累积取决于其电容和scc100内的谐振频率不匹配。当开关关断时，不匹配的谐振频率导致电流流经该开关，即，未实现zcs。在禁用开关的时刻，剩余电流导致开关电容coss上的电荷累积。

流经每个谐振分支的电流必须能够在规定的空载时间tdt内对其相关联的开关的电荷qoss进行放电(充电)。补偿电感lzvs必须支持电流流经所有谐振分支。在基于scc100的特定示例中，mosfet开关的coss、当mosfet开关关断时产生非零谐振电流ir1、ir2的谐振频率不匹配以及60ns的空载时间tdt导致10a的峰值电流幅度，其在图3的电流波形330中被示出。具有更好的谐振频率匹配的scc将需要更低的峰值电流幅度，使用更长的空载时间的scc也是如此。开关电容coss或类似物也对电荷累积和相关联的峰值电流要求具有显著影响。开关电容在很大程度上取决于开关的类型，并且对于除了针对图1的scc100描述的mosfet之外的开关可以显著不同。

图3还示出了与在第一谐振分支120和第二谐振分支122中流动的谐振电流ir1、ir2对应的波形330。如图所示，第一谐振电流ir1在其正半周结束时提供接近理想的zcs，即，当第一开关q1在时刻toff_qa处关断时，流经它的电流几乎为零。然而，当第二开关q2在时刻toff_qb处关断时，存在流经第一谐振分支和第二开关q2的显著非零电流ir1。这是由于scc100内的不同电力回路的谐振频率的不匹配所引起的。第二谐振分支112发生类似的不匹配，当第三开关q3关断时在时刻toff_qa处产生非零电流ir2。

在图2所示的电流波形230中，正半周期与负半周期的谐振频率的不匹配不是重要问题。如前所述，zcsscc包括谐振分支120、122内的实际电感器部件lr1、lr2。与这种电感器部件lr1、lr2的电感相比，电力回路内的寄生电感相对不重要。例如，如前所述，电感器部件可以具有70nh的电感，而给定电力回路内的迹线和其他元件具有通常为1nh至7nh的电感。不同电力回路的寄生电感的变化对由电感器部件决定的总电感和所得到的谐振频率具有相对不显著的影响。

如果没有电感器部件并且谐振电感lr1、lr2仅由寄生电感提供，则对于图1的scc100而言情况完全不同。电力回路(传导路径)内的迹线长度和/或元件数量的变化会产生显著不同的寄生电感，这导致图3的电流波形330中出现明显的谐振频率不匹配。这将使用图5a至图5d所示的电力回路(传导路径)来进一步说明。为了便于说明，在图5a至图5d中删除了图1的scc100中所示的一些分界线，但是底层电路连接与图1中相同。另外，为了便于说明，在图5a至图5d中没有示出控制器150。

图5a和图5b示出了当a组的开关q1、q3、q7、q10接通(导通)时的电力回路510、520，而图5c和图5d示出了当b组的开关q2、q4、q8、q9接通(导通)时的电力回路530、540。首先使用图5a和图5c来考虑第一谐振分支的谐振电流ir1。

当该电流处于正半周期时，所示出的从节点1(vin_dc)到节点2(vout_dc)的传导路径510的电抗确定了第一谐振电流ir1的谐振频率。在设计scc100时，该路径的寄生电感可以通过电路仿真或测量来表征。如果在印刷电路板(pcb)上实现scc100，则该电感包括第一开关q1、第一谐振电容器cr1、半桥开关q7和连接这些元件的pcb迹线的寄生电感。(集成电路实现可以替代地表征管芯上的迹线的寄生电感。)一旦该电感被表征，就可以基于给定的开关频率和空载时间来选择第一谐振电容器的电容。例如，如果该路径510的寄生电感为1nh并且控制器使用600khz的开关频率(833ns的开关半周期)连同60ns的空载时间(773ns的激活开关半周期)，那么第一谐振电容器cr1将被设计成具有60μf的电容。利用这样的配置，第一谐振电流ir1将呈现半正弦形状，其在其初始上升之后的770ns将下降到零。(参见等式1)这在图3中的第一谐振电流ir1的波形330中被示出，其当第一开关q1接通时在时刻ton_qa_0处开始上升，而当开关q1关断时在时刻toff_qa之后的大约770ns下降到零。

在空载时间tdt之后，b组内的开关在时刻ton_qb处接通。这导致通过图5c所示的电力回路530的电流传导。当该电流处于负半周期时，所示出的从节点1(vout_dc)到节点2(接地)的传导路径530的电抗确定了第一谐振电流ir1的谐振频率。如果在印刷电路板(pcb)上实现scc100，则该电感包括第二开关q2、第一谐振电容器cr1、半桥开关q8和q9、第一飞跨电容器cfly1和连接这些元件的pcb迹线的寄生电感。由于附加的开关、附加的电容器和附加的迹线，该电感将大于电力回路510的1nh电感。第一飞跨电容器cfly1也影响电力回路530的谐振电容。对于cfly1＝40μf且cr1＝60μf而言，电力回路530的总谐振电容为24μf，这远小于电力回路510的谐振电容。电力回路530的不同电抗导致第一谐振电流ir1的负半周期的不同谐振频率。这在图3的电流波形330中被示出，其中在时刻toff_qb处第二开关q2关断而电流仍然流经它，即，对于流经第二开关q2和整流器的开关q8、q9的第一谐振电流ir1的负半周期而言，没有实现零电流开关(zcs)。

在图5b的电力回路520和图5d的电力回路540中示出了第二谐振电流ir2的传导路径。将不详细描述电力回路520、540的电抗与第二谐振电流ir2的正半周期和负半周期的谐振频率之间的关系，因为这样的描述类似于上面关于第一谐振电流ir1提供的那些描述。如图3的波形330所示，由于电力回路520的谐振频率与开关频率的不匹配，第二谐振电流ir2的正半周期没有实现zcs。然而，由于电力回路540的谐振频率与开关频率紧密匹配，因此第二谐振电流ir2的负半周期确实实现了zcs。

替选的开关电容器转换器电路拓扑

图1的scc100示出了在4:1scc内耦接两个半桥整流器支路的补偿电感器lzvs。然而，其他电路拓扑可以以其他方式连接补偿电感器，并且其他电路仍可以提供其他转换比率。

假定图1中的控制器150生成对称的控制信号vpwm_qa、vpwm_qb，即除了空载时间之外具有50％占空比的pwm波形。如果生成非对称的pwm信号，例如具有不同于50％的占空比，则从补偿电感器lzvs存储和释放的能量可能不完全平衡，并且补偿电感器lzvs可能饱和。可以通过将隔直dc电容器与补偿电感器lzvs串联放置来解决该问题。(为了便于说明，没有示出这样的电路。)

图1的scc100使用两个开关级110、112将输入电压向下转换成原来的四分之一。该scc100可以容易地被扩展以提供其他转换比率。例如，可以删除第二转换级112、第二谐振分支122和第一飞跨分支130以产生具有2：1的转换比率的scc。相反地，如图9所示的scc900中所展示的，第三开关级114可以被插在第二开关级112和整流器之间，并且具有相关联的第三谐振分支124和相关联的第二飞跨分支132。这些部件将以类似于scc100的第二开关级112、第二谐振分支122和第一飞跨分支130的方式连接。所得到的scc将具有6:1的向下转换。可以重复该技术以实现8:1及更低的向下转换。为了便于说明，没有明确地示出具有这些替选的向下转换比率的电路。

图6示出了其中第一补偿电感器lzvs1在半桥开关节点v4处连接在第一半桥整流器支路140和接地之间的替选scc电路600。与第一补偿电感器lzvs1串联放置有第一隔直电容器cdc_blk1，使得半桥开关节点v4处的dc电压不会不期望地受第一补偿电感器lzvs1的影响。飞跨补偿电感器lzvs_f1和飞跨隔直电容器cdc_blk_f1将第一飞跨分支130连接至接地，并且能够对第二开关q2和第三开关q3的电容进行充电/放电。

图7示出了其中设置第三半桥整流器支路142以支持第二谐振分支122及其相关联的第二谐振电流ir2的另一替选scc电路700。通过在两个半桥整流器支路140、142之间分离谐振电流ir1、ir2，半桥整流器开关不需要支持和当使用一个半桥整流器支路140以支持两个谐振分支140、142时所需的电流电平一样高的电流电平，如在图1的scc100中和图6的scc600中那样。替选scc700还包括第二补偿电感器lzvs2和第二隔直电容器cdc_blck2，它们耦接至第二谐振分支122并且用于分别对第三开关q3和第四开关q4的电容进行放电和充电。

图6的scc600包括两个半桥整流器支路140、146，这两个半桥整流器支路140、146为输出端vout_dc处提供的电压vout提供全波整流。在替选的scc拓扑中，可以删除第二半桥整流器支路146，这导致对输出端vout_dc处提供的电压vout进行半波整流。

用于提供使用补偿电感器的开关电容器转换器的方法

图8示出了用于提供将来自输入端处的电源的电力转换成输出端处的电力的开关电容器转换器(scc)的方法800。该方法800可以用于设计scc例如图1的scc100。该方法：在scc的输出端处设置810整流器；设置820第一开关级；以及设置830第一谐振分支。第一开关级包括在第一连接节点处串联连接的第一开关和第二开关，其中，第一开关级被插在输入端和整流器之间。第一谐振分支包括耦接在第一连接节点和整流器的第一整流器支路之间的第一谐振电容器。

scc的第一电力回路将输入端连接至输出端，并且包括第一开关、第一谐振分支、第一整流器支路内的整流器开关以及连接这些元件的迹线。该方法通过表征840该第一电力回路的第一谐振电感来继续。为scc确定850开关频率。然后，基于第一谐振电感和开关频率，例如使用等式(1)，确定860第一谐振电容器的第一电容。最后，设置870补偿电感器，并且补偿电感器将第一整流器支路耦接至整流器的第二支路或接地。

第一谐振电感的表征通常通过对正被设计的scc上的元件和迹线的电感进行仿真来执行，但是也可以通过测量scc电路上的电感来完成。

电容器部件的电容通常根据施加在电容器两端的dc电压而变化。例如，对于没有dc偏压的额定值为10μf的标准电容器，当在其两端施加13.5vdc偏压时的标称电容为8.9μf，当在其两端施加27vdc偏压时的电容为5.5μf，而当在其两端施加40.5vdc偏压时的电容为3.5μf。在scc、例如图1的scc100内，第一谐振电容器cr1通常在其两端具有相当大的40.5v(3×vout)的偏置电压。在为scc选择谐振电容器时，应考虑这种偏置电压。

假设对于第一谐振电容器确定20μf的第一电容，并且在该电容器两端预期40.5v的dc偏压。根据电容对dc偏压的上述依赖性，10μf在40.5vdc偏压下仅产生3.5μf。为了获得所需的20μf电容，将并联放置额定值为10μf的6个电容器以形成所需的第一谐振电容器，从而在40.5v的dc偏压下产生21μf的电容。

方法800可以扩展成表征第二电力回路内的第二谐振电感或者对应于另外的电力回路的另外的谐振电感。这样的表征可以使用与结合图5b至图5d描述的技术类似的技术。然后，可以基于第二谐振电感和另外的谐振电感来确定第二电容和另外的电容。

scc内的电力回路(传导路径)的谐振频率可能不完全匹配。该方法可以进一步扩展成表征这些谐振频率的不匹配，并基于这些不匹配来确定补偿电感器的电感和额定功率。

如图1的scc100中所示，方法800还可以扩展成设置额外的开关级、谐振分支和飞跨分支。

如本文所使用的，术语“具有(having)”、“包含(containing)”、“包括(including)”、“包括(comprising)”等为开放式术语，其指示所述元件或特征的存在但不排除其他元件或特征。除非上下文另有明确说明，否则冠词“一个(a)”、“一个(a)”和“该(the)”旨在包括复数以及单数。

应理解，除非另有特别说明，否则本文所描述的各个实施方式的特征可以彼此组合。

虽然在本文中已经示出和描述了特定实施方式，但是所属领域的技术人员应理解，在不偏离本发明的范围的情况下，各种替代和/或等效实现可以替代所示出和描述的特定实施方式。本申请旨在涵盖本文论述的特定实施方式的任何调整或变化。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等同物来限制。