一种永磁同步电机低速域转子位置辨识方法与流程

本发明涉及永磁同步电机控制领域，尤其涉及一种永磁同步电机低速领域的无位置传感器转子位置辨识方法。

背景技术：

永磁同步电机因具有高功率密度、高效率、低噪声的优点被广泛应用于风力发电、电动汽车、航空航天等领域。为实现高性能的矢量控制，需要获取精确的转子位置信息，通过安装高分辨率的机械传感器可以准确的获取转子位置，但是增加了电机的体积和硬件成本，并且在一些特殊的场合无法使用。因此，研究高可靠性、高精确度的无位置传感器控制技术以取代机械式传感器具有重要意义。

对于永磁同步电机零、低速阶段的控制，主要是采用基于电机凸极特性的高频信号注入法，这类方法通过向电机定子绕组中注入高频信号，从响应的电流信号中获取转子位置信息，可以获取较好的控制性能。但是传统的高频信号注入方法，即旋转电压注入法和脉振电压注入法在电流环及信号解调的过程中均需要使用一个甚至多个滤波器，滤波器的使用会带来不同程度的幅值衰减和相位滞后，不仅会降低电流环的带宽，影响系统的动态性能，还会增大位置估计误差。此外，传统的脉振信号注入法是将高频电压信号注入到估计的d轴上，具有算法简单和转矩脉动小的优点，但是因在估计的坐标系中注入高频信号，不可避免地带来收敛时间长，稳定范围小的问题；而传统的旋转信号注入法将高频电压信号注入到两相静止坐标系中，具有良好的稳定性，但是信号解调过程复杂，多个滤波器的使用恶化系统的动态性能。因此，为提高永磁同步电机低速无位置传感器控制性能，亟需研究出一种稳定性好，动态性能高，算法简单，位置估计准确度高的控制策略。

技术实现要素：

本发明针对以上问题，提出了一种基于脉振方波电压注入静止坐标轴系的转子位置估计方法。将脉振信号注入到两相静止坐标系的控制方法，同时具备传统旋转电压注入法稳定性好和传统脉振电压注入法算法简单的优点。通过注入方波信号，可以将注入信号的频率提高至pwm开关频率的二分之一，由于高频响应电流信号的频率远高于基波控制电流的频率，因而可以设定电流环pi调节器的参数滤除高频电流信号，从而省去了低通滤波器，提高电流环的带宽。在信号分离和解调过程中采用基于sogi的新型信号处理方法，无需使用滤波器，避免了使用滤波器所造成的相位滞后的问题，从而提高了位置估计精度。

本发明的目的是：针对目前传统高频注入法需使用多个滤波器降低系统带宽，增大位置估计误差的问题，提出新的信号分离及解调方法，从而提高了系统的动态性能和位置估计精度。

本发明的技术方案为：一种永磁同步电机低速域转子位置辨识方法，包括以下步骤：

步骤1：向两相静止坐标轴系的α轴中注入脉振高频方波电压信号，其幅值和频率可通过微处理器控制；

步骤2：提取β轴电流，通过基于广义二阶积分器(sogi)的信号分离和解调方法得到包含转子位置信息的两路正交信号；

步骤3：根据步骤2得到的两路信号，通过外差法和幅值归一化的方法得到位置跟踪误差信号εn，经位置观测器处理得到转子位置和转速信息，用于电机的无位置传感器控制。

进一步，所述步骤1中，向矢量控制系统的α轴中注入的脉振高频方波电压具体为：

其中，uαh为向α轴中注入的电压，uβh为向β轴中注入的电压，vh为注入方波电压的幅值，k为控制序列，且k＝1,2,3…；

采用id＝0的转速、电流双闭环矢量控制策略时，静止坐标系为自然坐标系abc经clark变换而得，包括α轴和β轴，α轴与自然坐标系的a轴重合，β轴垂直于α轴且与逆时针旋转90°的α轴重合；α轴的给定参考电压为维持电机正常运行的电压与所注入高频电压之和；所注入高频方波电压的频率为pwm载波频率的二分之一，pwm载波信号为逆变器的控制信号。

进一步，所述步骤2具体过程为：

步骤2.1：利用电流传感器采样永磁电机任意两相定子电流，经clark变换得到静止参考轴系下的α轴电流iα和β轴电流iβ，iα中含有基频控制电流iαf、高频响应电流iαh和开关器件产生的高次谐波电流iαc三种成分；iβ中也含有基频控制电流iβf、高频响应电流iβh和开关器件产生的高次谐波电流iβc三种成分；

步骤2.2：提取β轴中的电流iβ，乘以幅值解调信号2cos(ωht)，ωh为注入α轴中方波信号的角频率，ωh＝2πf，f为注入方波信号的频率；

步骤2.3：设定sogi的中心角频率为2ωe，ωe为电机转子的电角速度，则sogi可从乘以幅值解调信号后的β轴电流iβ·2cos(ωht)中筛选出含有位置信息的高频响应电流幅值信号

并产生其正交信号

式中，为平均电感，为半差电感，ld、lq为永磁同步电机d、q轴电感，θe＝ωet，θe为转子电角度。

进一步，所述步骤2.1中所得高频响应电流iαh、iβh具体为：

将注入的方波信号改写为傅里叶级数的形式

代入永磁同步电机在静止坐标轴系下的电流响应方程

得

式中，

进一步，所述步骤2.2中乘以幅值解调信号2cos(ωht)后的β轴电流具体为：

iβ·2cos(ωht)＝iβf·2cos(ωht)+iβh·2cos(ωht)+iβc·2cos(ωht)

其中，高频响应电流iβh乘以高频解调信号为

上式中包含有β轴高频响应电流的幅值，insin(2θe)项，即实现β轴高频响应电流幅值解调。

进一步，所述步骤2.3中实现信号分离的具体过程为：

乘以幅值解调信号2cos(ωht)后的β轴电流中只有insin(2θe)为低频信号，其余所有项均为高频信号，角频率至少为ωh。由于sogi可筛选出频率为中心角频率处的信号，因而可以设定sogi的中心角频率为2ωe，从而提取出包含有转子位置信息的β轴高频响应电流幅值信号并利用sogi的结构生成其正交信号作为两相型锁相环的输入信号。

进一步，所用sogi传递函数为

其中，x为输入信号，y1、y2为输出信号，ω′e为sogi的中心角频率，其值可随着转速的变化自适应调整，k为阻尼系数。

进一步，所述步骤3具体过程为：

步骤3.1：由于ld小于lq，因而in为负值，根据外差法，将高频响应电流幅值信号和分别乘以和再相减，得到位置跟踪误差信号ε1：

式中，为估计的转子位置电角度；

步骤3.2：由于系数in与注入电压的幅值、频率以及电机的电感参数有关，给观测器参数的整定带来困难，因此将系数归一化处理。利用和计算出|in|，令

将ε1除以ε2，得到归一化后的转子位置估计误差表达式：

步骤3.3：将εn作为转子位置观测器的输入信号，观测器采用两相型锁相环的形式，通过调节pi调节器的比例和积分参数，使得εn趋向于零，则转子位置估计值收敛于实际值，从而得到转子位置及转速信息，用于转速、电流的双闭环控制。

本发明的有益效果为：

1)本发明采取将脉振电压注入到静止坐标轴系的信号注入方法，相比于传统的脉振电压注入法，该方法不需要去估计一个同步旋转坐标系，利用估计的坐标系收敛于实际的坐标系来获取转子位置；而是直接对转子的实际位置进行估计，具有更高的稳定性和更快的收敛速度。

2)本发明的注入信号采用方波信号的形式，相比于传统的正弦波信号注入方法，可以提高注入信号的频率至pwm开关频率的等级，利用电流环中的pi调节器，设置电流环的截止频率即可滤除高频电流信号，从而省去了低通滤波器，提高电流环的带宽和系统的动态性能，使得系统具有更快的响应速度。

3)本发明在信号分离和解调过程中，提出了一种基于sogi的信号分离和解调方法，在信号处理的过程中无需使用滤波器，避免了使用滤波器所带来的相位滞后问题，使转子位置估计更加准确。

4)将转子位置跟踪误差信号进行幅值归一化处理，避免了位置误差信息受逆变器非线性和电机电感参数变化的影响，简化了观测器参数的整定过程。

附图说明：

图1为本发明的永磁同步电机无位置传感器控制系统结构框图。

图2为本发明所注入方波电压信号的时序图。

图3为sogi的结构框图。

图4为本发明中步骤2所述基于sogi的信号分离和解调流程框图。

图5为电机空载运行在100r/min时，经sogi输出的两路正交信号仿真波形图。

图6为本发明中步骤3所述基于两相型锁相环及加入幅值归一化处理环节的转子位置跟踪观测器结构框图。

图7为电机空载运行在100r/min时，采用本发明控制方法所得转子实际位置、转子估计位置及位置估计误差仿真波形图。

图8为电机空载运行在100r/min时，采用传统脉振电压注入法所得转子实际位置、转子估计位置及位置估计误差仿真波形图。

图9为电机在空载状态下，转速由50r/min阶跃至100r/min时，采用本发明控制方法所得转子实际位置、转子估计位置、位置估计误差及估计转速仿真波形图。

图10为电机空载状态下，转速由100r/min突变至-100r/min时，采用本发明控制方法所得转子实际位置、转子估计位置、位置估计误差及估计转速仿真波形图。

图11为电机运行于100r/min，突加2n·m负载时，采用本发明控制方法所得估计转子位置、实际转子位置、转子位置估计误差及q轴电流波形图。

具体实施方式：

基于本发明的永磁同步电机无位置传感器控制系统结构框图，如图1所示。其中，ω^*为给定的角速度值，为转子位置观测器估计出的角速度值，为d轴电流的给定值，为速度调节器输出的q轴电流给定值，ud、uq分别为经d、q轴电流调节器输出的d、q轴电压给定值，id、iq为d、q轴反馈电流，iα、iβ为α、β轴反馈电流，uα、uβ为α、β轴电压给定值，svpwm为空间电压矢量调制模块，ia、ib为采样的a、b相定子电流，udc为逆变器的直流母线电压，pmsm为永磁同步电机，信号解调部分为步骤2中的内容实现，位置观测器部分为步骤3中的内容实现。具体实施步骤如下：

步骤1：向两相静止坐标轴系的α轴中注入脉振高频方波电压信号，其幅值和频率可通过微处理器控制。

步骤2：由于电机的凸极效应，注入的高频信号会激励出含有转子位置信息的高频电流信号，此外，在电机的定子电流中还包含有用于矢量闭环控制的基频控制电流，以及逆变器开关器件所产生的高次谐波电流，本发明提取β轴中的电流，乘以高频解调信号，并通过广义二阶积分器滤除其他信号，得到包含转子位置信息的两路正交信号。

步骤3：根据步骤2得到的两路信号，通过外差法和幅值归一化的方法得到位置跟踪误差信号εn，经位置观测器处理得到转子位置和转速信息，用于电机的无位置传感器控制。

所述步骤1中，注入的高频方波电压如图2所示，其中，方波为注入α轴的高频信号，vh为方波的幅值，t为时间，注入方波的频率为pwm载波频率的二分之一。具体为：

步骤1.1：注入α轴中的方波电压：

其中，uαh为向α轴中注入的电压，uβh为向β轴中注入的电压，vh为注入方波电压的幅值，k为控制序列，且k＝1,2,3…；

步骤1.2：采用id＝0的转速、电流双闭环矢量控制策略时(该技术为本领域公知技术，参见文献(袁雷，胡冰新，魏克银，等.现代永磁同步电机控制原理及matlab仿真[m].北京：北京航空航天大学出版社，2016:70-74.)，静止坐标系为自然坐标系abc经clark变换(该技术为本领域公知技术，参见文献袁雷，胡冰新，魏克银，等.现代永磁同步电机控制原理及matlab仿真[m].北京：北京航空航天大学出版社，2016:5-6.)而得，包括α轴和β轴，α轴与自然坐标系的a轴重合，β轴垂直于α轴且与逆时针旋转90°的α轴重合；α轴的给定参考电压为维持电机正常运行的电压与所注入高频电压之和；所注入高频方波电压的频率为pwm载波频率的二分之一，pwm载波信号为逆变器的控制信号。

图3为sogi的结构框图，x为输入信号，y1，y2为输出信号，其传递函数为

式中，ω′e为sogi的中心角频率，其值可随着转速的变化自适应调整，k为阻尼系数。

所述步骤2中，根据提取的β轴电流，通过基于广义二阶积分器的信号分离和解调方法得到包含转子位置信息的两路正交信号的流程如图4所示，具体过程为：

步骤2.1：利用电流传感器采样永磁电机任意两相定子电流，经clark变换得到静止参考轴系下的α轴电流iα和β轴电流iβ，iα中含有基频控制电流iαf、高频响应电流iαh和开关器件产生的高次谐波电流iαc三种成分；iβ中也含有基频控制电流iβf、高频响应电流iβh和开关器件产生的高次谐波电流iβc三种成分；

步骤2.2：提取β轴中的电流iβ，乘以幅值解调信号2cos(ωht)，ωh为注入α轴中方波信号的角频率，ωh＝2πf，f为注入方波信号的频率；

步骤2.3：设定sogi的中心角频率为2ωe，ωe为电机转子的电角速度，则广义二阶积分器可从乘以幅值解调信号后的β轴电流iβ·2cos(ωht)中筛选出含有位置信息的高频响应电流幅值信号

及其正交信号

式中，为平均电感，为半差电感，ld、lq为永磁同步电机d、q轴电感，θe＝ωet，θe为转子电角度。

电机空载运行在100r/min时的两路正交信号仿真波形如图5所示，图5中经sogi输出的包含转子位置信息的两路正交信号曲线光滑，提取位置信息准确，从而验证了本发明方案的正确性。

所述步骤2.1中所得高频响应电流iαh、iβh具体为：

将注入的方波信号改写为傅里叶级数的形式

代入永磁同步电机在静止坐标轴系下的电流响应方程

得

式中，

所述步骤2.2中乘以幅值解调信号2cos(ωht)后的β轴电流具体为：

iβ·2cos(ωht)＝iβf·2cos(ωht)+iβh·2cos(ωht)+iβc·2cos(ωht)

式中，iβf、iβh、iβc分别为β轴中的基频控制电流、高频响应电流和开关器件产生的高次谐波电流。其中，高频响应电流iβh乘以幅值解调信号为

上式中包含有β轴高频响应电流的幅值insin(2θe)项，即实现β轴高频响应电流幅值解调。

所述步骤2.3中实现信号分离的具体过程为：

乘以幅值解调信号2cos(ωht)后的β轴电流iβ·2cos(ωht)中只有insin(2θe)为低频信号，其余所有项均为高频信号，角频率至少为ωh。由于sogi可筛选出频率为中心角频率处的信号，因而可以设定sogi的中心角频率为2ωe，从而提取出包含有转子位置信息的β轴高频响应电流幅值信号并利用sogi的结构生成其正交信号作为两相型锁相环的输入信号。

所述步骤3中，通过外差法和幅值归一化的方法得到位置跟踪误差信号，经位置观测器处理得到转子位置和转速信息，其结构框图如图6所示，具体实施过程为：

步骤3.1：由于ld小于lq，因而in为负值，根据外差法，将高频响应电流幅值信号和分别乘以和再相减，得到位置跟踪误差信号ε1：

步骤3.2：将位置跟踪误差信号ε1进行幅值归一化处理，利用和计算出|in|，令

将ε1除以ε2，得到归一化后的转子位置估计误差表达式：

步骤3.3：将εn作为转子位置观测器的输入信号，观测器采用两相型锁相环的形式(为公知技术，见文献：李孟秋，王龙.一种改进的永磁同步电机低速无位置传感器控制策略[j].电工技术学报，2018，33(9)：1969-1970.)，通过调节pi调节器的比例和积分参数，使得εn趋向于零，则转子位置估计值收敛于实际值，从而得到转子位置及转速信息，用于转速、电流的双闭环控制。

为验证所提方案的正确性和有效性，本发明在matlab中进行了仿真实验。所用电机参数为d轴电感5.25mh，q轴电感12mh，转动惯量0.003kg·m²，磁链0.1827wb，定子电阻0.958ω，阻尼系数0.008n·m·s。仿真条件设置为：pwm开关频率为5khz，注入方波幅值120v，频率2.5khz，直流母线电压311v。

图7为电机空载运行，给定转速为100r/min时，采用本发明所提出的转子位置辨识方法得到的估计转子位置、实际转子位置及转子位置估计误差波形，转子位置估计误差在1°以内，位置估计准确。图8为电机空载运行，给定转速为100r/min时，采用传统的高频脉振电压注入方法，所得估计转子位置、实际转子位置及转子位置估计误差波形，平均估计误差约为7°。因此，仿真实验证明，本发明所提方法能有效提高转子位置辨识精度。

为验证本发明所出提转子位置辨识方法的动态跟踪性能，对电机空载运行，给定转速突变时，电机的运行情况进行了仿真验证。图9为给定转速由50r/min阶跃至100r/min时，所得转子位置及转速波形；图10为给定转速由100r/min阶跃至-100r/min时，所得转子位置及转速波形。由图9和图10可知，无论是正向转速突变，还是正反转运行，在转速突变瞬间，所提出的方法均能准确、快速地跟随实际转子位置，且过渡过程平滑，跟踪效果好。

图11为电机运行于100r/min，突加2n·m(·为乘号)负载时，采用本发明提出的转子位置估计方法得到的估计转子位置、实际转子位置、转子位置估计误差及q轴电流波形。由图可知，在加载瞬间，q轴电流瞬时增大，转子位置估计误差略有增大，平均估计误差约为4°，仍具有较高的位置估计精度，抗负载扰动性能好。