专利名称：电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电源装置，它提供使任何输入电流失真得以改善的电力。
通常，包括称作半桥型逆变器装置在内，作为电源装置已被广泛地应用。也即，在所涉及类型的电源装置中，将全波整流器的交流输入端连接到市电上，而在全波整流器的直流输出端上则连接一平滑电容器。在平滑电容器两端，连接一开关元件串联电路，而这些开关元件以高频交替地导通和截止。将谐振电感器和谐振电容器串联的谐振电路通过一隔直电容器连接至这些开关元件之一的两端，而把负载Z并联连接至谐振电容器。在平滑电容器上产生一经平滑化的直流电压以便开关元件交替地导通和截止，并通过隔直电容器将高频方波电压V施加至负载，由于谐振电感器和电容器的谐振作用而向负载提供高频电压。在把该电源装置用作逆变器型荧光灯点亮装置的情况下，荧光灯作为负载加以连接，并处于高频点亮作用下。
对于各开关元件，可以使用功率MOSFET器件，也可以使用带有反向并联二极管的双极性晶体管。一般对各开关元件进行这样控制，使逆变器电路的电流相位迟后于高频方波电压V。因此，相对于高频方波电压，逆变器电路电流的功率因素不为1，而引起比提供给负载电流大的电流流动，因此就产生这样一个问题，即流过开关元件的电流变大，并且与使开关损耗变大。存在的另一个问题是要求使用额定电流较大的开关元件，并通使成本提高。
在日本专利公开No.4-329297所揭示的电源装置中，这样来制作电路配置，俾使产生相位滞后电流和相位超前电流，并把它们的合成电流提供给开关元件，而在该已有技术中，则使开关电流处于同相位模式。在这种情况下，已出现这样的危险，即开关元件会因诸如负载不稳定，电源波动等线路波动而进入相位超前模式，并存在易使开关损耗变大的问题。
在另一著名的电源装置中，反全波整流器的交流输入端连接到交流电源上，开关元件之一通过电感器连接到全波整流器的直流输出端，平滑电容器通过二极管连接到特定的开关元件上。按照交流电源的输入电压提供输入电流，并配备有能改善输入失真的输入失真改善电路。在这种情况下，用该电感器、一个开关元件、二极管和平滑电容器建立起增压斩波电路，且该开关元件也被用作为逆变器电路的开关元件。
将一对开关元件的串联电路与平滑电容器相连，而把二极管反向并联到这些开关元件的每个之上。将逆变器负载电路通过隔直电容器连接到这些开关元件之一，且该逆变器负载电路包括另一谐振电感器和谐振电容器的串联谐振电路，而负载则并联连接到该谐振电容器上。来自平滑电容器上的直流电压引起各开关元件交替地导通和截止，而方波电压则向逆变器负载电路提供，从而使高频电流流过谐振电感器。另一方面，前述的一个开关元件还起到斩波电路的作用，所以，将引起输入电流流过前述的那一个电感器，输入电流失真得以改善，而平滑电容器则由积聚在前述的那一个电感器中的能量充电。
在上述著名的电源装置中，来自谐振电感器的电流和来自前述那一个电感器中的电流一起流过前述的一个开关元件，彼此叠加，以致变成大电流，从而引起功耗或应力变大的问题，至少是前述的那一个开关元件的尺寸必须增大，而使制造成本提高。另外，对于平滑电容器上获得的电压是升高的电压，需要使用高耐压的开关元件，在这一方面，同样，也会引起成本变高的问题。
在又一种著名的电源装置中，把一电容器与前述的那一个电感器串联连接，从而将减弱向平滑电容器充电的能量，使平滑电容器上电压的上升得以限制。这里参照此时斩波器的运行操作，开关元件之一的导通引起输入电流从交流电源流过全波整流器、另一个电容器、前述的那一个电感器、一个开关元件和全波整流器，而能量则积聚在此另一个电容器和那一个电感器上。接着，当该一开关元件截止时，引起电流流过该一电感器，一个二极管、平滑电容器、全波整流器、另一个电容器和该一电感器，而平滑电容器和另一电容器则由该一电感器上所感生的电压充电。而且，当另一开关元件导通时，则有电流流过另一电容器、另一二极管、另一开关元件、一电感器和另一电容器，以使将另一电容器成为电源，而与前一周期方向相反的电流则流过该一电感器。再者，当另一开关元件截止时，则有电流流过该一电感器、另一电容器、另一二极管、平滑电容器、再一个二极管和该一电感器，所以平滑电容器由该一电感器上感生的电压进行充电、而另一电容器上的电荷则进行放电。此后，重复相同的操作，并在平滑电容器上获得直流电压。在这种情况下，逆变器电路和配置和操作运行与上述已知技术的那些相同。在上述著名电源装置中，也存在以下问题，即流过谐振电感器和一电感器的电流彼此叠加流过各开关元件，使功耗或应力较大，开关元件的尺寸增加，而装置的成本不得不变高。
因此，本发明的首要目的在于提供一种电源开关装置，它消除了上述问题，并能改善开关电流相对于高频方波电压的功率因素，使开关电流变小，容许使用额定电流小的开关元件，并实现使所需逆变器电路的尺寸以及，最终制造该装置的成本减至最小。
根据本发明，上述目的可以借助这样一种电源装置来达到在该电源装置中，通过对交流电源进行整流和平滑化得到直流电源，用逆变电路的开关元件接收直流电源并以高频导通和截止进行转换，来输出高频方波电压，且将后者施加于逆变器负载电路，其特征在于，在逆变器负载电路上并联上电流补偿电路，用于产生一相位与高频电压流过逆变器负载电路所引起电流基本上相反的电流，并使流过逆变器负载电路的电流和流过电流补偿电路的另一电流的合成电流，其相位相对于高频电压要稍微有些滞后。
通过参照附图所示的较佳实施例对本发明的描述，本发明的其它目的和优点将会变得明朗起来。
图1是按本发明电源装置的一实施例的示意性电路图；图2是图1电源装置的主要部分运行波形解释图；图3是图4分别是图1的电源装置使用在不同方面的运行解释图；图5是图1的电源装置更为具体的电路图；图6至图10分别是显示本发明其它实施例的电路图；图11是图10实施例电路主要部分的运行波形解释图；图12和图13分别是本发明其它实施例的电路图；图14是图13实施例电路主要部分的运行波形解释图；图15是本发明另一个实施例的电路图；图16是按本发明电源装置的另一个实施例的电路图；图17是图16电路中主要部分的运行解释图；图18是图17实施例中主要部分的高频运行解释图；图19是图17实施例中主要部分的低频运行解释图；图20至26分别是本发明其它实施例的电路图；图27是本发明另一个实施例主要部分的局部电路图；图28是图27实施例更为实际的电路图；图29和图30分别是显示本发明其它实施例的电路图；图31至36分别是图30实施例不同运行状态的解释图；图37至46分别是显示本发明其它不同实施例的电路图。
尽管现在将参照附图所示的实施例来描述本发明，但应当明白，本发明并不应仅限于这些所示的实施例，而应包括所有可能落入所附权利要求书范围内的替代物、改进型和等效的配置。
在图1中示出本发明基本配置的电路图。在该电路配置中，全波整流器DB的交流输入端连接到交流电源Vs，全波整流器DB的直流输出端连接到平滑电容器C1上，而逆变器电路3则连接到平滑电容器C1上。逆变器电路3用于在其输出端提供高频电压输出V，该电压加到逆变器负载电路1和电流补偿电路2上。有一相对于高频电压V其相位滞后的电流I1流过逆变器负载电路1，以致使得该电流I1大于提供给负载Z的电流Zz。另外，电流补偿电路2与逆变器负载电路1并联连接，并为此配置，俾使一相位与电流I1基本上相反的电流I2流过逆变器负载电路1，且其相位稍稍滞后，以使合成电流I将随着高频电压V的反转而反转，从而使合成电流I减小，并接近高频电压V的梯形波，以便提高功率因素。
图2示出图1电源装置的运行波形，也即，出现在逆变器电路3输出端的高频电压V，流过负载Z的电流Iz，流过逆变器负载电路1的电流I1，流过电流补偿电路2的电流I2，流过逆变器负载电路1和电流补偿电路2的合成电流I。正如在图2中将可看出的那样，通过使通过电流补偿电路2的电流I2相对于流过逆变器负载电路1而由高频电压V所产生电流I1的相位基本相反来改善合成开关电流I的功率因素，使开关电流减至最小，从而使开关元件的额定电流最小以及实现使逆变器电路和最终电源装置的尺寸和，成本均减至最小乃是可能的。另外，由于流过逆变器负载电路1的电流I1和流过电流补偿电路2的电流I2这两者的合成电流I，相对于上述高频电压V，其相位略为滞后，故有可能在高频电压V翻转的瞬间也即，在开关元件之一导通的瞬间防止诸开关元件同时导通。因此，根据本发明，流过逆变器电路中开关元件的电流减至最小，还可以使开关损耗降至最小，所以可用额定电流小的元件，足以有助于使尺寸和成本均减至最小。
在电源装置中为改进输入失真，通常把输入失真改善电路与开关元件连接在一起，以致于将构成一斩波电路。虽然直流电源用这种输入失真改善电路得以产生，并且还把包括开关元件在内的逆变器电路连接到该直流电源上，但这种配置仍会引起流过斩波器和逆变器电路的电流流经同一个开关元件，容易使开关元件的电流变大。
在另一方面，按照本发明的特征之一，流运斩波装置和逆变器装置共用部分的开关元件Q的电流得以减小，以使在电路配置中容许使用额定电流较小的开关元件。
如图3和图4所示，在这种情况下，将输入失真改善电路3a配置成借助于开关元件Q高频导通和截止来对交流电压Vs进行斩波以改善输入失真，而在平滑电容器C1上将得到直流电压。另外，向配备的逆变器电路2a提供来自平滑电容器C1的直流电压，并通过使开关元件Q导通和截止来产生高频电压，并把逆变器电路2a的高频输出电压提供给逆变器负载电路1。所配备的电流补偿电路2用于向输入失真改善电路3a和逆变器电路2a共用的开关元件Q提供电流I2，该电流I2的相位至少与输入失真改善电路3a的电流I3a和逆变器电路2a的电流I1之一的基本上相反。
在此情况下把图3电路中流过反相的电流补偿电路2与逆变器负载电路1并联，而由于逆变器负载电路1的电流I1和电流补偿电路2的电流I2在相位上相互颠倒，故其合成电流(I1＋I2)的有效值和瞬时值两者均减小。由于该电流(I1＋I2)流过开关元件Q，所以即使把斩波电流I3a叠加上去，流过开关元件Q的电流Is也是不大的。因此，可以把额定电流较小的开关元件用作为开关元件Q。
又在图4的电路中，通过把电流补偿电路2与输入失真改善电路3a并联连接，来减小斩波电流I3a和补偿电路电流I2的合成电流(I3a＋I2)是可能的，所以，即使把逆变器负载电路1的电流I1叠加上去，流过开关元件Q的电流IS也将比传统装置的小。
图1的电源装置可以配备图3和图4这两种功能结构，而电流补偿电路2可以同时用作输入失真改善电路3a或者逆变器负载电路1。
在图5中，示出了比图1的电源装置更为具体的电路图，在该电路图中，全波整波器DB的交流输入端连接到交流电源DB上，而平滑电容器C1则连接到全波整流器DB的直流输出端上。一对开关元件Q1和Q2的串联电路连接到该平滑电容器C1上，而二极管D1和D2分别反向并联到各开关元件Q1和Q2上。逆变器负载电路1和电流补偿电路2通过幅直电容器C3并联到开关元件Q2上。逆变器负载电路1包含电感器L1和电容器C2的串联谐振电路，负载Z并联到谐振电感器C2上。另外，电流补偿电路2包含电感器L2和电容器C4的串联谐振电路。
在本例中，上述的开关元件Q1和Q2以高频交替地导通和截止，以便起到半桥型逆变器的作用，而在隔直电容器C3的输出端则产生高频电压V，并将该高频电压V加到逆变器负载电路1和电流补偿电路2上。高频电压V加到逆变器负载电路1上，产生高频电流I1。高频电流I1的相位滞后于高频电压，并大于提供负载Z的电流。为了改善流出的高频电流的功率因素，连接上电流补偿电路2。该电流补偿电路2最好包含电感器L2和电容器C4的串联电路，其谐振频率 设置成高于高频电压的频率。用这种设置使电流补偿电路5的电流I2的相位超前于高频电压V，并使提高了相位滞后电流I1和相位超前电流I2均出自高频电压V而流出，其合成电流I就变成为高功率因素的电流。此时主要部分的运行波形与图2的相同，并应理解，它们的合成电流I接近梯形波，且将是属于高功率因素的波。因此，使流动开关元件Q1和Q2的电流有效值小于位滞后电流I1，并且当导通和截止转换时电流变小，以便使开关损耗减至最小。因而，可把额定电流较小的元件用作开关元件Q1和Q2，并能有效地使尺寸减至最小和成本降低得以实现。
在图6所示本发明的另一个实施例中，采用放电灯LA作为负载Z，并把装置配置成用以点亮高频放电灯。在这种情况下，把谐振电容器C2连接到放电灯LA的非电源端上，因而将形成由电感器L1和电容器C2组成的谐振电路，该谐振电路还起到放电灯LA的灯丝加热电路的作用。
在图7所示本发明的另一个实施例中，设置有使用两隔直电容器C31和C32的半桥逆变器。
在图8所示的另一个实施例中，采取借助变压器T的隔离措施，把放电灯LA连接到电源装置的输出端一侧，而这种对放电灯LA的隔离可容许防止任何一种电冲击或其类似现象。
在图9所示本发明的另一个实施例中，当与图7的实施例相比较时，将可明显地看出，所形成的是全桥逆变器。
在图6至图9各实施例中，其它的配置与图1和图5的相同，所以，在任一实施例中，流过开关元件Q1和Q2的电流的有效值均减至最小，可以使用额定电流较小的开关元件，并能有效地达到使尺寸和成本均减至最小。
在图10中，示出本发明的又一个实施例，在该实施例中，其配置是这样进行的，在上述图5的改进方案中，根据所加的高频电压V，相位滞后电流I1流过逆变器负载电路1，相位超前电流I2流过电流补偿电路2，而在本实施例中，流过逆变器负载电路1和电流补偿电路2的电流I1和I2，其相位关系相互颠倒，使得相位超前电流I1流过逆变负载电流1，而相位滞后电流I2则流过电流补偿电路2。在这种配置中，合成电流I的功率因素也是增高的，其有效值也能减至最小。在本例中，为了使逆变器负载电路1的电流I1容易地相位超前，额外地配以串联电容器C5，而为了使电流补偿电路2的电流I2容易地相位滞后，在本例中，仅使用电感器L2。
图11示出本实施例中相关各部分的运行波形图，也即示出了电容器C3输出端上的高频电压V，流过逆变器负载电路1的电流I1，流过电流补偿电路2的电流I2，以及流过逆变器负载电路1和电流补偿电路2的这些电流I1和I2的合成电流I。通过有选择地设定电感器L1、电容器C2、电感器L2和电容器C2的电路常数可以建立本实施例中所希望的电流间相位关系，因而正如所了解的将能获得如上述图5实施例一样的效果。另外，在本实施例中，按需要可以用MOSFET元件作为开关元件Q1和Q2，而当采用其合为一体的内含二极管时，则反向并联的二极管可以省略。
图12中本发明另一实施例的配置借高频放电灯一起使用，把该放电灯LA用作为负载Z。在这种情况下，用变压器T来隔离放电灯LA，并在放电灯LA的非电源一侧连接上电容器C2。对于该实施例，也可以实现与图10实施例一样的功能和效果。
在如图13所示本发明的另一实施例中，逆变器负载电路1和电流补偿电路2通过隔直流电容器C3并联连接到一个开关元件Q1的两端上。逆变器负载电路1包括电感器L1和电容器C2的串联谐振电路，负载Z1与谐振电感器C2并联。电流补偿电路2基本上包含电感器L2和电容器C4的串联谐振电路，并把负载Z2与电容器C4并联，也构成第二逆变器负载电路。另外，把电路C5插到电路内，使之与电感器L2串联，并使流过电流补偿电路2的电流I2相位超前于所加的电压，相反使流过逆变负载电路1的电流I1相位滞后于所加的电压。
在图14中，示出图13所示电路的运行波形图，也即开关元件Q2上的电压V2，流过逆变负载电路1的电流I1，流过电流补偿电路2的电流I2，以及流过逆变器负载电路1和电流补偿电路2的电流I1和I2的合成电流I。在这里，通过电流I1和I2之间的相位差，可以降低流过逆变器负载电路1的电流I1的流过电流补偿电路2的电流I2的合成电流I。再者，还可以向两负载供电，而使开关电流大大小于向并联的同相负载供电时的开关电流，从而能达到使开关元件Q1和Q2的尺寸和成本减到最小，并且由于电流补偿电路2还起到逆变器负载电路1的作用，所以还能实现使电路和尺寸和成本均减至最小。
在如图15所示本发明的另一实施例中，用隔直电容器C31和C32构成半桥逆变器。另外，把放电灯LA1和LA2用作为负载E1和E2，电容器C2和C4连接到放电灯LA1和LA2的非电源一侧，并构成诸谐振电容器和灯丝加热电路。当选用MOSFET作为开关元件时，则可省略二极管D1和D2。
在该实施例中，可以实现与图13实施例相同的效果。
在如图16所示本发明的另一实施例中，全波整波器DB的交流输入端通过滤波电路4连接到交流电源Us上。滤波电路4包含电感器L3和电容器C6，用于阻止因开关电流引起的任何噪声流到交流电源Us平滑电容器C1通过二极管D3连接到全波整流器D13的直流输出端，开关元件Q1和Q2的串联电路并联连接到平滑电容器C1上。开关元件Q1和Q2以高频交替地导通和截止。电感器L1和电容器C2的串联谐振电路通过隔直电容器C3连接到开关元件Q1上，负载LA并联连接到电容器C2上。负载LA可以采用放电灯。包含开关元件Q1和Q2、电感器L1和电容器C1—C3的电路构成逆变电路2a。
在该实施例中，使用了输入失真改善电路3a，并把电容器C5连接到全波整流器DB的直流输出端上。把电感器L2和电容器C4的串联电路连接到全波整流器DB与二极管D3的连接点上，而电感器L2和电容器C4的串联电路的另一端则连接到隔直电容器C3和负载LA的连接点上。
再参见图17，那里示出图16实施例中电路内电压随开关元件Q1和Q2的振荡频率f的变化，其中，示出了逆变器电路2a中负载LA产生的电压Vz和输入失真改善电路3a中电容器C4上产生的电压Vc。
在图18中，示出图16电路中的高频运行波形主要部分，也即(a)表示开关元件Q2两端的电压；(b)表示流过电感器L1的电流；(c)表示流过电感器L2的电流；(d)表示开关元件Q2的电流；和(e)表示全波整流器DB的输出电流。
在图19中，示出图16电路中主要部分的低频运行波形，也即(a)表示交流电Vs的电压；(b)表示流过电感器L2的电流；(c)表示流过负载LA的电流，以及(d)表示交换电源的Vs流出的电流Iin。
下面进一步描述本实施例的电路运行情况。首先描述将在交流电源Vs的电压为高时的运行周期作为参考来进行。在开关元件Q2导通，开关元Q1截止的情况下，在逆变器电路2a中有一再生电流流经从电感器C1至电容器C1、开关元件Q2、电容器C3和电容器C2到负载LA的回路。此后，电流流经从电容器C1至电感器L1、电容器C2以及负载LA和电容器C3到开关元件Q2的回路。另一方面，在输入失真改善电路3a内，输入电流从交流电源Vs流出，并有一电流流过全波整流器DB、电感器L2、电容器C4、电容器C3和开关元件Q2。由于电感器L2和电容器C3的作用决定了该电流的相位超前。也即，此时产生如图18(e)所示的输入电流。此后，电荷充分积聚在电容器C4上，并且电容器C4作为电源使电流流过电感器L2、二极管D3、电容器C1、开关元件Q2和电容器C3。此时，电容器被充电。
接着，在开关元件Q1导通，开关元件Q2截止时，逆变器电路2a内的再生电流流径从电感器L1至电容器C2，以及负载LA和电容器C3到开关元件Q1的回路。此后，电流流径从电容器C3至电容器C2以及负载LA、电感器C1和开关元件Q1的回路。在输入失真改善电路3a内，电流从电容器C4流过电感器L2、二极管D3、开关元件Q1和电容器C3，由于电感器L2和电容器C4的作用，决定了该电流的相位超前。此后，由于电容器C4上积聚有足够的电荷，所以电容器C4和交流电源Vs作为电源产生电流，流过全波整流器DB、电感器L2、电容器C4、电容器C3、开关元件Q1和电容器C1。此时，交流电源Vs产生输入电流，同时向电容器C1充电。
下面的描述将以交流电源Vs的电压为低时的运行周期作为参考来进行。首先，在开关元件Q2导通，开关元件Q1截止时，逆变器电路2a和输入失真改善电路3a的运行与交流电源Vs的电压为高时的情况相同。其次，在开关元件Q1导通，开关元件Q2截止时，逆变器电路2a的运行与交流电源Vs的电压为高对的情况一样。在输入失真改善电路3a中，电流从电容器C4流过电感器L2、二极管D3、开关元件Q1和电容器C3，由于电感器L2和电容器C4的作用决定了该电流相位超前。此后，由于有足够的电荷积聚在电容器C4上，所以电流从作为电源电容器C4和C5流过电感器L2、电容器C4、电容器C3、开关元件Q1和电容器C1的回路。此时，电容器C5的电在总是等于来自交流电源Vs的全波整流电压，所以电容器C5释放其电荷。此时，与交流电源电压为高时的情况相反，输入电流暂停。另外，流经电感器L2的电流取决于电容器C5、电感器L2和电容器C4，但是由于交流电源的电压是低的，因此，该电流值同样是低的，开关元件对电流的任何影响将是不大的。2a的相位滞后电路的合成电流成为流过开关元件Q1和Q2的电流，所以有可能通过相互抵消来显著地减小合成电流值，并且还降低发生在开关元件上的功耗。随着对开关元件额定电流的降低，还能相应降低成本。由于负载电路的构成与交流电源Vs无关，所以流过负载LA的电流乃为如图19(c)所示那样的平滑波形。另外，从全波整流器DB流出的电流波形变成为有一如图18(e)所示的暂停期，其幅度随交流电源Vs的在进一步而变，尤其是，当交流电源Vs电压为低时，该暂停期展宽。当从低频角度来看时，该波形将如图19(d)所示。在滤波电路4中将该电流的高频分量除去，从而使输入电流成为正弦形；且可得到功率因素高，高频分量少的输入电流。
在如图20所示本发明的另一实施例中，与上述把电容器C5连接在全波整流器DB的直流输出端之间的图16的实施例不同，把电容器C5并联在二极管D3两端。由于电容器C5的容量比电容器C1足够小，所以将来自交流的整流电压加于其上，该运行基本上与图16中的实施例相同，故对图17—19的运行描述也行之有效用于本实施例。也即，在交流电源Vs电压为高时的周期内，其运行情况与图16的实施例相同，即使在交流电源Vs电压为低时的周期内，当开关元件Q2导通，开关元件Q1截止情况下其运行也与图16的实施例相同。另外，当开关元件Q1导通，开关元件Q2截止时，在输入失真改善电路内，电流从电容器C4流过电感器L2、二极管D3、开关元件Q1和电容器C3，该电流由于电感器L2和电容器C4的作用而被决定为相位超前。此后，由于电容器C4上存贮有足够的电荷，所以电流从作为电源的电容器C4流过电感器L2、电容器C4、电容顺C3和开关元件Q1的回路。此时，与图16的实施例不同，不存在向电容器C1的充电的电流回路。另一方面，流过电感器L2的电流也几乎不变。
经上述一系列的运行描述，使流过输入失真的改善电路3a的相位超前电流和流过逆变器电路2a的相位滞后电流的合成电流成为流过开关元件Q1和Q2的电流，因而随着这些电流相互抵消就能使合成电流显著地减小，并降低发生在开关元件上的功耗。随着开关元件额定电流的降低，还能相位降低制造成本。由于构成的负载电路与交流电源无关，所以使流过负载LA的电流具有如图19(c)所示那样只有较少纹波的平滑波形。而且，从全波整流器DB流出的电流波形具有如图18(e)所示那样的暂停周期，其幅随交流电源Vs的大小而变，所以尤其当交流电源Vs电压为低时，该暂停周期就展宽。从低电平角度来看，这样一种变化的波形将如图19(d)所示。通过在滤波器4中除去高频分量，有可能得到输入功率因素高、高频分量少的正弦输入电流。
在图21所示本发明的另一实施例中，采用放电灯LA作为负载，而电源装置供与放电灯一起使用。另外，电容器C2连接到放电灯LA的非电源一侧，以便形成电感器L1和电容器C2的谐振元件，同时也形成灯丝加热电路。
在图22所示本发明的另一实施例中，在借助变压器T的隔离配置中使用两个放电灯。电容器C2连接到放电灯LA1和LA2的非电源一侧，以便形成谐振电容器，同时形成灯丝加热电路。中间的灯丝通过变压器T的绕组n3相互连接，该绕组n3形成加热电路。
另外，电容器C6和二极管D4连接到全波整流器DB输出端，而二极管D4最好是快速恢复的二极管。对于整流器DB输出端上的电容器C6，最好使用这样一种电容器，其容量大到足以在响应开关元件Q1和Q2导通和截止而有高频电流流过二极管D4的情况下几乎不引起电压的波动，并小到足以显示由市电电压进行整流而获得的脉动电压，从而可命名采用低速、小而不贵的全波整流器DB成为可能。
在图23所示本发明的另一实施例中，用漏磁变压器代替图22实施例中的变压器T，省略了谐振电感器L1，并把电容器C1改成为单独的平滑电源(电容器C11和C12，以及二极管D5、D6和D7)。对于这种配置，施加逆变器电路2a上的电压得以降低以便有可能采用耐压较低的电路元件。
在图24所示本发明的另一实施例中，用压降斩波器的独立平滑电源代替图23中的独立平滑电源。电感器L3形成压降斩波器用的电感器，而开关元件Q2也作用降斩波器用的开关元件。对于这种配置，通过控制开关元件Q2可以限制提供给与电源相连的电解电容器的电流。
在图25所示本发明的另一实施例中，用一个插入的变压器T来隔离图16实施例中的放电灯LA。此时，把变压器T和放电灯LA配置成与图22的实施例中相同形式。
在图26所示本发明的另一实施例中，可以采用漏磁变压器配置和独立的平滑电源配置。
在上述图21—26的实施例中，除了已经涉及到的那些配置外其余的与图16或20实施例中的相同，并可以实现相同的效果。
在本发明的另一实施例中，把示于图27的电源装置的主要部分，即控制电路5附加到图16和20实施例的装置中，该控制电路用于控制开关元件Q1和Q2从预热到点亮状态的开关频率。在图27中，a端和b端分别连接到作开关元件Q1用MOSFET的栅极和源极，而c端和d端分别连接到作开关元件Q2用另一个MOSFET的栅极和源极。而且将e端连接到全波整流器DB直流输出端的正极，而把g端连接到控制电路5的电源端Vcc。
图28示出图27实施例中控制电路的一具体电路例子，其中，用了内含振荡器的集成驱动器IC1(称作IR2155)，并这样来配置以便由电阻器R1和R2以及电容器C9所确定的时间常数来决定其振荡频率。另外把双向开关元件Q3并联连接到电阻器R2上，并由比较器C81的输出来控制开关元件Q3，以改变振荡器的时间常数。
下面将涉及本实施例的控制系统。如图17所示，当作为负载的放电灯LA处于点亮状态时，开关元件Q1和Q2以f2频率这样的运行在导通和截止状态，以致逆变器电路2a的相位滞后，而输入失真改善电路3a的相位则超前。也即，在图28的配置中，双向开关元件Q3处于截止状态，并可由电阻器R1和R2的电容器C9的时间常数来决定振荡频率。
接下来将涉及负载放电灯LA处于预热状态的情况。在预热时，图28比较器CP1的输出信号使双向开关元件Q3导通，所以振荡频率由电阻器R1和电容器C9的时间常数来确定。此外，对预热时振荡频率f1处于这样的范围，例如，相对于输入失真改善电路3a的谐振频率fd的逆变电路2a的谐振频率fO2之间，即f02＜f1＜fO1的情况下，会发生导致电路损坏的危险，即使得逆变器电路2a的相位滞后电流变小，相反输入失真改善电路3a的相位超前电流变大，而开关元件Q1和Q2则同时导通。因此，要把预热时的振荡频率f1设置在这样一个范围内，即或者相对于逆变电路2a的谐振频率为fO2＜f1，或者相对于输入失真改善电路3a的谐振频率为fo1＜f1，而开关元件Q1和Q2的同时导通变得以防止。另外在本实施例中，双向开关元件Q3间断地把频率从预热状态转变到点亮状态，所以将不经过输入失真改善电路3a的谐振点fO1，且将不存在使开关元件Q1和Q2损坏的应力，从而可以从预热状态进入稳定的点亮状态。
在图29所示本发明的另一实施例中，将控制电路5设置成能改变开关元件Q1和Q2的占空比，以便例如在把放电灯作为负载的情况下，用以完成预热状态、点亮状态和变暗状态的控制。在本实施例中，使用由通用点时器IC(例如日本NEC公司制造的UPD555)组成的定时电路，所以，振荡频率将由定时电路IC1确定，接着占空46由定时电路IC2决定，这样所获得的信号乃为频分的信号，并在截止时间(dead—offtime)形成之后，提供给相关的各驱动电路DR1和DR2。
下面将涉及本实施例的控制系统。首先，在诸如作为放电灯的负载LA处于预热状态时，使逻辑电路A1的输出为低电平，开关元件Q4导通，以便不同占空比的信号输入到驱动电路DR1和DR2。此后，电容器C22的电位逐渐上升，开关元件Q4转为截止状态，进至开关元件Q1和Q2的驱动信号，其占空大致为50％。也即，即使振荡频率保持恒定，也使预热时的驱动信号由非平衡状态向50％的状态接近。由于在这些步骤中开关元件Q1和Q2的振频率并未发生变化，故从预热状态转入稳定的点亮状态就成为可以，而且还使开关元件Q1和Q2的同时导通得以防止。
另外，在进行变暗控制时，通过改变图29中的可变电阻VR的值可以满足改变进入，开关元件Q1和Q2驱动信号的占空比的目的。虽然本实施例中把独立的激励系统用作控制系统，但即使采用自激励系统时也可以进行上述控制，其中在低电位一侧测出开关元件Q2上的电压下降来向开关元件Q2提供导通信号。
在图30所示本发明的另一实施例中，其配置这样进行，使得输入失真改善电路3a同样起逆变置负载电路1的作用，并在逆变负载电路1中进行相位校正。在该实施例中，把交流电源Vs连接到全波整流器DB的交流输入端，而电源平滑电容器C1和开关元件Q1和Q2的串联电路则通过二极管D3并联到该全波整流器DB的直流输入端上。各个二极管D1和D2分别反向并联到开关元件Q1和Q2上。还将电容器C6和负载LA2的并联电路通过电容器C7连接到全波整流器DB的直流输出端之间。电容器C5和C3通过电感器L2串联连接到电容器C6和C7的共同连接点和开关元件Q1和Q2的另一个共同连接点之间。电容器C2和负载LA1的并联电路的一端通过电感器L1连接到电容器C5和C3之间的连接点上，而该并联电路的另一端则连接到全波整流器DB的负输出端一侧。
下面将讨论图30实施例的运行。在该实施例中，开关元件Q1和Q2交替地导通和截止，以便以半桥型逆变器方式运行，并把平滑电容器C1上的充电压用作为电源，而把高频源提供给负载LA1和LA2。也即，当开关元件Q1导通时，引起电流流过电容器C1、开关元件Q1、电容器C3、电感器L1、负载LA1和电容器C2的并联电路和电容器C1组成的回路，另一方面，引起另一电流流过电容器C1、开关元件Q1、电容器C3和C5、电感器C2、负载LA2和电容器C6的并联电路以及电容器C1组成的回路。
当开关元件Q2导通时，引起电流流过电容器C3、开关元件Q2、负载LA1和电容器C2的并联电路、电感器L1和电容器C3组成的回路，而另一电流则流过电容器C3、开关元件Q2、负载LA2和电容器C6的并联电路、电感器L2和电容器C2以及C3的回路，从而向负载LA1和LA2提供以开关元件Q1和Q2的开关频率为其频率的高频电源。
此外，当负载电路21内的电感器L1和电容器C2正在形成LC串联谐振系统时，却使流过该谐振系统的电流的相位滞后于由平滑电容器C1通过开关元件Q1和Q2所提供的方波电压V。另一方面，负载电路22内的电容器C6、电感器C2和电容器C5以及输入失真补偿电路3a内的电容器C7、电感器L2和电容器C5则正分别形成LC串联谐振系统，但将如后面要解释的那样，流过这些谐振系统的电流I2，其相位将超前于方波电压V。因此，也正如前面对输入失真改善电路3a的电路运行解释所作的描述那样，根据电流I1和I2之间的相位差，可以减小相位滞后的电流I1的相位超前的电流I2的合成电流I。
在本实施例中，通过使流过负载电路21的电流I1的相位滞后于开关元件Q1和Q2所提供的方波电压V，使流过也起负载电路22作用的输入失真改善电路3a的电流I2的相位超前于该方波电压V，有可能减小相位滞后电流I1和相位超前电流I2的合成电流I，因而虽然有两个负载却仍能向它们提供电力而不增加流过开关元件Q1和Q2的电流，所以可用电流容量较小的开关元件，并可实现降低成本的效果。另外，随着把输入失真改善电路3a做成也起电流补偿电路2和逆变器负载电路1的作用，就使整个电路配置更为简化，并使电路的尺寸减至最小以及降低所需的成本成为可能。
在图31及以后的附图中，将描述本发明的输入失真改善电路3a的运行。在电路3a中，将电感器L2和电容器C5，附加进配置，用以借助二极管D3和电容器C7来改善输入电流失真，以致于同时具有对平滑电容器C1进行充电的功能。另外，把包含有负载LA和电容器C6的负载电路设置在电容器C7至电感器C2的连接点和全波整流器DB的直流输出端之间，它以便同样具有负载作用。再者，使流过包括电容器C7、电感器L2和电容器C5的串联谐振系统的电流相位超前于来自平滑电容器C1并通过开关元件Q1和Q2所提供的方波电压U。
下面将解释图31电路的运行。首先，当开关元件Q1导通时，产生一电流流过电电容器C1、开关元件Q1、电容器C3和C5、电感器L2、负载LA2和电容器C6的并联电路和电容器C1所形成的回路以及由电容器C7、二极管D3、开关元件Q1、电容器C3、电容器C5、二极管L2和电容器C7所形成的回路。该电流的相位超前。
其次，如图32所示，在开关元件Q1的同一导通周期内，该电流方向反转，电流流过电感器L2、电容器C5和C3、二极管D1、电容器C1、负载LA2和电容器C6的并联电路以及电感器L2的回路。
接着，还是在开关元件Q1的同一导通周期内，如图33所示，电流流过电感器L2、电容器C5和C3、二极管D1、电容器C1、负载LA2和电容器C6的并联电路以及电感器C2的回路，此后，当电容器C7的电感器L2之间的连接点的电位下降。并且电容器C7和C6的串联电路的电压下降到低于全波整流器DB的直流输出端上的电位时，则引起电流流过整流器DB、电容器C7、电感器L2、电容器C5和C3、二极管D1、电容器C1和整流器DB所形成的回路。
当开关元件2随后导通时，如图34所示，电流流过由全波整流器DB，电容器C7、电感器L2、电容器C5和C3、开关元件Q2和全波整流器DB形成的回路以及由电感器L2、电容器C5和C3、开关元件Q2、负载LA2和电容器C6的并联电路和电感器L2形成的回路。
接下来还是在开关元件Q2的同一导通周期内，如图35所示，电流方向反转，电流流过电感器L2、负载LA2和电容器C6的并联电路、二极管D2、电容器C3和C5以及电感器L2的回路。
如图46所示，还是在开关元件Q2的同一导通周期，电流流过电感器L2、负载LA2和电容器C6的并联电路、二极管D2、电容器C3和C5以及电感器L2的回路，此后，当电容器C7和电感器L2的连接点的电位上升，并且电容器C7和C6的串联电路的电压大于电容器C1上的电压时，则引起电流流过电感器L2、电容器C7、二极管D3、电容器C1、二极管D2、电容器C3和C5以及电感器L2的回路。随着以上电路的运行，平滑电容器C1重复充电和放电操作，并能改善任何输入电流的失真，而向负载LA2提供电能。
在图37所示本发明的另一实施例中，除去了图30实施例中的电容器C5，代之以把电容器C8串联到负载LA2和电容器C6的并联电路内。本实施例的其它配置与效果与图30中实施例的那些相同。
在图38所示本发明的另一实施例中，与图30的实施例相反，图30的实施例配置成使相位滞后于方波电压V的电流流过负载电路21，而使相位超前的电流流过同时起输入失真改善电路3a和负载电路22的电路，但本实施例的配置这样进行使得上述电流的相位关系颠倒过来。也即，在本实施例中，使相位滞后的电流流过同时起输入失真改善电路3a和负载电路22作用的电路，而使相位超前的电流则流过负载电路21。本实施例的其它运行与效果均与图30的实施例相同。将会明白，此处的电容器C4起着与图30实施例中电容器C7一样的作用。
在图39所示本发明的另一实施例中，把同时起输入失真改善电路3a和负载电路22作用的电路以及其他负载电路21配置成用以校正电流相位。也即，在本实施例中，虽然其电路配置与图30的实施例不同，但该电路运行仍能减小电流I1和I2的合成电流I的大小，这是通过校正相位，使流过同时起输入失真改善电路3a和负载电路22的电流的相位超前于方波电压V，而使流过负载电路21的电流12滞后来实现的，在这方面，其配置与图30的实施例相同。至于输入电流失真的改善方面，则同样也可通过对电容C4的充电和放电运行加以完成，并可实现如图30所示实施例中相同的效果。
在如图40所示本发明的另一实施例中，与图39的实施例相反，在图39的实施例中，使流过负载电路21的电流I1的相位滞后于方波电压V，流过同时起输入失真改善电路3a和负载电路22两者作用的电路电流I2的相位超前，而在本实施例中，则将该一相位关系加以颠倒。也即，在本实施例中，使相位滞后的电流I1流过同时起输入失真改善电路3a和负载电路21两者作用的电路，而使相位超前的电流I2流过负载电路22。本实施例的其它配置与图39实施例的相同，并可以达到相同的效果。
在图41所示本实施例的另一实施例中，设置有两组同时起输入失真改善电路和逆变器负载电路作用的电路，并被配置用来偏离电流的相位，从而使各电路构成电流互补偿电路，它们共用开关元件Q1和Q2、二极管D1和D2以及隔直电容器C3，并考虑用来接收在一端所提供的方波电压V。电流补偿电路之一包含有包括电感器L1、电容器C2和负载LA1在内的负载电路1以及包括二极管D3、电容器C4和电感器L1在内的输入失真改善电路3a，这样两电路共用电感器L1，并使包含有逆变器负载电路1的电流的电流I1流过，在该逆变器负载电路1的电流上叠加有输入失真改善电路3a的电流。另一电流补偿电路2由包含电感器L2、电容器5和6以及负载LA2的逆变器负载电路1和包含二极管D5、电容器C7和电感器L2的输入失真改善电路3a构成。而电路共用电感器L2，并使电流I2流过电感器L2，在I2上叠加有逆变器负载电路1的电流和输入失真改善电路3a的电流。把这些电流I1和I2的相位相对于方波电压V设置成相互不同之后，可以使合成电流较小，且两电路基本上可以一个电路所需要的电流进行工作。
在本实施例中，由于设置有共用每一种输入失真改善电路3a和逆变器负载电路1之部分的两组电流补偿电路来提供相位互不相同的电流，因此不需要单独设置电流补偿电路。另外，由于两组电流补偿电路还分别起到输入失真改善电路3a的作用，即起到充电电路的作用，因此，不需要由单个光电电路两个负载提供电能，且可使整个电路易于设计。
在如图42所示本发明的另一实施例中，将装置配置成采用放电灯作为负载的电源装置，在该装置中，电容器C2和C6连接到放电灯的非电源一侧，以便起谐振电容器的作用，并构成灯丝加热电路。
在本实施例中，除上面描述之外的其它配置与图41的实施例相同，并可得到同样的效果。
在如图43所示本发明的另一实施例中，在包含电感器L1、电容器C2和负载LA1的逆变负载电路1内附加上二极管D3和电容器C4，在包含电感器L2、电容器C5和C6以及负载LA2的逆变器负载电路1内附加上二极管D5和电容器C7，且逆变器负载电路1还起到输入失真改善电路3a的作用。在本例中，与上述图41的实施例相同，旨在通过使各电流的相位偏离来减小合成电流I，并可实现同样的结果。
在如图44所示本发明的另一实施例中，将装置配置成使用放电灯作为负载以供逆变器用，在该装置中，电容器C2和C6分别连接到各放电灯的非电源一侧，以起到谐振电容器和灯丝加热电路的作用。除了以上描述之外的其它配置则与图43的实施例相同，并可获得相同的效果。
在图45和46分别所示的本发明的另两个实施例中，对装置以如图42和43实施例中的输入失真改善电路之一。该两实施例的其它配置和效果均与图42和43所示实施例的那些相同。
权利要求
1.一种包含有以下各部分的电源装置通过对交流电进行整流和平滑化以获得直流电的电流电源，接收所述直流电并包括开关元件在内使之高频导通和截止以提供高频方波电压的逆变器电路，将所述高频方波电压加于其上从而引起第一电流流过其内的第一逆变器负载电路，与所述第一逆变器电路并联的、使相位基本上与流过所述第一逆变器负载电路相反的第二电流流过其内的电流补偿电路以及使流过第一逆变器负载电路的所述第一电流和流过电流补偿电路的所述第二电流的合成电流相位略为滞后于所述高频电压的装置。
2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，进一步包含以下诸装置，使流过所述第一逆变器负载电路的所述第一电流的相位滞后于所述的高频电压，而使流过所述电流补偿电路的所述第二电流的相位超前于所述的高频电压。
3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，进一步包括以下诸装置，使流过所述第一逆变器负载电路的所述第一电流的相位超前于所述的高频电压，而使流过所述电流补偿电路的所述第二电流的相位滞位于所述的高频电压。
4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，进一步包含与所述电流补偿电路相连的第二逆变器负载电路和所述第一和第二逆变器负载电路相连以使流过所述第一逆变器负载电路的所述第一电流的相位与流过所述第二逆变器负载电路的所述第三电流的相位相互颠倒的装置。
5.一种包含以下各部分的电源装置输入失真改善电路，包括平滑电容器和以高频交替地导通和截止的开关元件在内，用以通过由所述开关元件对交流电源进行斩波并为所述平滑电容器获得直流电压来改善输入电流的任何失真；逆变电路，用以通过使所述开关元件导通和截止来从所述平滑电容器的所述直流电压产生高效方波电压；从所述逆变器电路提供所述高频电压于其上的负载电路；连接到所述开关元件上的激励装置，用于激励所述共用的开关元件以完成各自所述输入失真改善电路和所述逆变器电路的所述功能；以及电流补偿电路，用以一至少与来自所述输入失真改善电路的电流和所述逆变器电路的另一电流之一的相位基本相反的电流流过所述的开关元件。
6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述输入失真改善电路设置成通过使来自所述输入失真改善电路而流入所述开关元件的所述电流与来自所述逆变器电路的电流在相位上基本相反来同样起到所述电流补偿电路的作用。
7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述输入失真改善电路包括第二负载，并且设置成也起除所述逆变器电路之外的其他逆变器电路的作用。
8.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述逆变器电路包括同样也所述输入失真改善电路的所用，用以改善所述输入电流所述失真的装置。
9.如权利要求5所述的装置，其特征在于，包含对交流电进行全波整的整流器，一端连接在所述整流器第一输出端上的正向二极管，连接在所述二极管另一端和所述整流器第二输出端之间的平滑电容器，并联连接在所述平滑电容器上的第一和第二开关元件，一端连接在所述第一和第二开关元件连接上的隔直电容器，包括谐振电路和放电灯负载在内并连接至所述隔直电容器电路，连接在所述隔直电容器另一端和所述二极管所述一端之间的电感器和电容器的串联电路，与所述整流器的所述第一和第二输出端基本上并联的电容器，以及在所述放电灯处于点亮状态时交替地驱动所述第一和第二开关元件导通和截止的控制装置，其振荡频率低于所述电感器和电容器的所述串联电路的谐振频率，而大于所述逆变器负载电路的谐振频率。
10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述控制装置包含把所述振荡频率更改到比所述电感器和电容器的所述串联电路的所述谐振频率和所述逆变器负载电流的所述谐振频率两者均更高的装置，使得流过所述第一和第二开关元件的电流相位在放电灯负载处于预热状态时将不发生任何滞后。
11.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述控制装置包含这样一个装置，当所述放电灯负载处于预热和变暗状态对，向所述第一和第二开关元件提供频率与点亮状态相同但导通宽度各不相同的驱动信号，而当放电灯负载处于点亮状态时则用导通宽度基本上相同的信号交替地驱动第一和第二开关元件，所述控制装置还包括当放电灯负载从预热状态进入点亮状态时使所述驱动信号的所述导通宽度逐渐变化的装置。
全文摘要
一种设置有电流补偿电路电源装置，该电流补偿电路能向包括在逆变器电路内的开关元件馈送基本上相互反相的电流，因此，该电流补偿电路使流过开关元件的电流减小了，并允许使用额定电流小的开关元件。
文档编号H02M7/538GK1123970SQ9510469
公开日1996年6月5日 申请日期1995年5月4日 优先权日1994年11月25日
发明者前原稔, 西村広司, 佐藤胜己, 神舍敏也, 河野忠博 申请人:松下电工株式会社