[0056] 另外，以上的控制是公知的技术，详细的内容记载于例如上述非专利文献1，所以 此处省略进一步的说明。
[0057] 接下来，说明调制模式选择部9、转换信号生成部4所包括的载波生成部5以及调 制波生成部6的各动作、以及转换信号生成部4和调制系数运算部8的关系。
[0058] 首先，在调制系数运算部8中，根据电压检测部10检测的直流电压源部3的输出 电压值EFC、和为了运转交流电动机1而由交流电压指令生成部11生成的交流电压输出振 幅指令值IVI *，通过以下的式，计算调制系数PMF。
[0059]
[0060] 另外，式（1. 1)中的交流电压输出振幅指令值IV「是三相交流中的对中性点电压 的峰值，是针对逆变器电路可输出的最大电压，将后述1脉冲模式（180度（deg)通电）时 的调制系数PMF设为" 1"的定义式。
[0061] 根据基于该式（I. 1)的调制系数PMF，在调制模式选择部9中，选择下述表1所示 的（1)~（3)中的某一个调制模式。图2示出该选择方法和运转条件的关系。图2是逆变 器电路2的输出为交流电动机时的典型的例子。纵轴是调制系数PMF，横轴是输出电压频率 指令值FinV' FinVi与交流电动机1的旋转速度大致成比例，但在FinV F3时调制系数 固定为最大的1. 〇而推移。
[0062] (表1)调制模式选择条件
[0063]
[0064] 此处，作为调制模式选择部9中的模式选择的判别条件，以调制系数范围为前提， 但在驱动电动机的情况下，一般如表1或者图2所示，在输出电压频率指令值Finf与稳定 时的调制系数PMF之间，在某个区间中处于比例关系。因此，根据Finf的值，作为模式选择 的判别条件也能够设为大致同样的功能。但是，调制系数PMF的大小在逆变器电路2、交流 电动机1的起动时等磁通上升时与过渡性的磁通量也成比例，所以在根据调制系数PMF进 行模式选择时能够进行更细致的、依照实际的运转的调制模式选择。调制模式选择部9将 如表1以及图2那样选择了的模式作为调制模式信号（mode)，输出到转换信号生成部4。
[0065] 接下来，说明与调制模式信号对应的转换信号生成部4(载波生成部5、调制波生 成部6)的动作。载波生成部5以及调制波生成部6如图3以及图4那样，分别具有各调制 模式用的载波/调制波的生成部。
[0066] 〈调制模式信号：非同步PffM模式的情况〉
[0067] 非同步PffM用载波生成部50a运算输出不依赖于输出电压相位角指令值Θ 1勺载 波、例如周期IkHz恒定、振幅1的三角波，在作为调制模式信号而被输入了区域（1)的非同 步PWM模式的情况下，通过载波选择部51中的输出切换，作为载波生成部5的输出而被输 出。
[0068] 另一方面，在非同步PffM用调制波生成部60a中，根据输出电压相位角指令值Θ ' 以及调制系数PMF，运算输出例如以下的式（1.2)或者式（1.3)那样的载波信号，在作为调 制模式信号被输入了区域（1)的非同步PWM模式的情况下，通过调制波选择部61中的输出 切换，作为调制波生成部6的输出而被输出。
[0069]
[0070]
[0071] 另外，在上述（1.3)式中，重叠了输出电压相位角指令值θ#的3倍的大小的正弦 波，但只要在各相中是共同的，则也可以重叠其他信号。
[0072] 关于这样得到的载波以及调制波，例如如上述⑴、（ii)那样，依照载波和调制波 的大小关系，针对各相的每一个由比较部7进行比较处理，并作为每相的转换指令而输出 到逆变器电路2,驱动逆变器。该处理也是在上述非专利文献1中记载的公知的逆变器驱动 技术。
[0073] 〈调制模式信号：过调制PffM模式的情况〉
[0074] 接下来，说明作为本申请的最大的特征的过调制PffM模式。图5-1、图6-1以及图 7-1是针对调制系数PMF为0. 9、0. 93、0. 97的情况示出了过调制PffM用载波生成部50b输 出的载波、以及过调制PWM用调制波生成部60b输出的调制波的图。
[0075] 另外，图5-2、图6-2以及图7-2示出由比较部7比较图5-1、图6-1以及图7-1所 示的过调制PWM用载波生成部50b以及过调制PffM用调制波生成部60b的输出并设为选通 信号的结果，选择直流电压输入的高电位的期间的值是" 1"，选择直流电压输入的低电位的 期间的值是"0"。逆变器电路2依照这些各相的选通信号，进行各相的半导体开关元件的接 通断开（ON OFF)控制。
[0076] 接下来，说明过调制PffM用载波生成部50b以及过调制PffM用调制波生成部60b 的详细动作。
[0077] (iii)调制系数 PMF = PMF_1 的情况（图 5-U5-2)
[0078] 如果将调制系数PMF = π八2 V 3) = 0. 9069代入到式（1. 3)，则UVW相各自的调 制波的峰值成为大致1。即，能够与作为最大值"+1"、最小值"-1"的三角波的载波进行比 较来进行调制的最大的调制系数成为〇. 9附近。相比于通常的比较三角波或者锯齿波的载 波与调制波来进行的PWM，得到更高的调制系数（更高的输出电压振幅）的调制方法被称为 所谓的过调制。因此，如下式那样设定本实施方式1中的过调制PWM模式的使用调制系数 范围的下限值、即表1中的PMF_1。
[0079] 铲賺 J:您酱/{W3)遞fC_ …{L .0
[0080] 另外，此时，过调制PffM用载波生成部50b以与过调制PffM用调制波生成部60b生 成的调制波同步的方式，一边参照输出电压相位角指令值Θ#-边计算输出载波。更具体 而言，为了在调制的结果的脉冲波形中不发生偶数的高次谐波，以使载波的零交叉相位和 调制波的零交叉相位重叠的方式生成同步载波，在图5-1的例子中，针对调制波的每1个周 期，以同步地生成15周期的三角波的方式运算输出载波。由此，能够平滑地迀移到后述更 高的调制系数下的运转条件。
[0081] (iv)调制系数 PMF = 0· 93、0· 97 的情况（图 6-1、6-2、图 7-1、7-2)
[0082] 图6-1是在实施方式1中设为调制系数PMF = 0. 93的情况的载波和调制波。如 以下那样，示出了针对各相的每一个定义了期间XI、X2、Y1、Y2的结果的图。
[0083] 期间Xl是如下期间：在用式（1. 3)定义了调制波时的U相Θ $= 90[度]中心、 V相Θ*= 210[度]中心、W相Θ *= 330[度]中心的土 ΔΧ的期间中，使载波、调制波固 定，逆变器电路的各相支路中的上侧持续接通。调制系数变得越大，期间Xl(Ax)变得越 长。另外，在PMF = PMF_1的情况下，Δχ = 〇[度]，X1的期间宽度2ΔΧ也是〇。
[0084] 另外，期间Χ2是如下期间：在用式（1.3)定义了调制波时的1]相θ$= 270[度] 中心、V相Θ*= 30[度]中心、W相Θ *= 150[度]中心的土 ΔΧ的期间中，使载波、调制 波固定，逆变器电路的各相支路的下侧持续接通。调制系数变得越大，期间Χ2变得越长，如 果是同一调制系数、同一频率条件，则期间的长度成为Xl = Χ2。另外，在PMF = PMF_1的情 况下，Ax = 〇[度]，X2的期间宽度2ΔΧ也是〇。
[0085] 期间Yl是夹在期间Xl和期间Χ2之间的期间。在该期间中，在横轴（Θ，方向上， 调制波、载波都成为根据调制系数的上升而缩小了的波形。
[0086] 期间Υ2是期间Χ2与期间Xl之间的期间。在该期间中，在横轴（Θ 〇方向上，调 制波、载波都成为根据调制系数的上升而缩小了的波形。
[0087] 整理以上说明了的过调制PffM用载波生成部50b所计算的计算信号而得到的结果 是下述表2。
[0088] (表2)过调制PffM用载波生成部50b的计算信号（U相）
[0089]
[0090] 另外，在上述表2中，仅示出了 U相的计算信号，但关于V相、W相用的载波，使上 述U相的载波分别以基准而偏移了 120[度]、240[度]的波形成为V相以及W相的计 算信号。
[0091] 另外，下述表3是整理过调制PffM用调制波生成部60b计算的计算信号而得到的 结果。在该表3中，a u_xl、a u_x2、a u_yl、a u_y2分别是在期间X1、X2、Y1、Y2时计算的 信号。
[0092] (表3)过调制PffM用调制波生成部60b的计算信号（U相）
[0093]
[0094] 另外，在上述表3中仅示出了 U相的计算信号，但关于V相、W相用的调制波，使上 述U相的调制波分别以基准偏移了 120[度]、240[度]的波形成为V相以及W相的计 算信号。
[0095] 另外，在上述表3中，转换停止期间Δ X是调制系数PMF的函数，理想的是成为如 下，即，
[0096] 在 PMF = PMF_1 时，Δ X = 〇 [度];
[0097] 在PMF= LO时，ΔΧ = 90[度](180[度]通电、1脉冲模式）。
[0098] 另外，关于Δ X，在函数中逐次代入调制系数PMF来逐次计算，或者预先对函数进 行映射图数据化，根据调制系数PMF来参照该映射图数据，并将参照值代入到上述表2、3的 各式从而能够计算载波以及调制波。在由比较部7比较这样计算的载波以及调制波而得到 的结果下所得到的转换指令是图6-2 (PMF = 0. 93)以及图7-2 (PMF = 0. 97)。
[0099] 如果如以上的表2、3那样，计算载波、调制波，则在上述（i)项中也说明了的、超过 了作为通常的三角波比较方式的调制系数上限值的PMF_1的调制系数下，也能够实施平滑 的过调制。
[0100] 〈调制模式信号：3冲击脉冲模式的情况〉
[0101] 最后，说明在调制系数高的区域、例如调制系数0.97以上的情况下选择的3冲击 脉冲模式。
[0102] 3冲击脉冲模式是在上述（2)的过调制模式的说明中，在各相的期间Y(Y1、Y2)中 转换仅为3次（接通一断开一接通或者断开一接通一断开）的脉冲模式。图8示出该转换 图案的一个例子。在由调制模式选择部9选择了区域（3)的3冲击脉冲模式的情况下，分 别选择3冲击脉冲用载波生成部50c、3冲击脉冲用调制波生成部60c，并由比较部7比较这 些输出，从而得到图8所示的转换图案。另外，2电平逆变器中的3冲击脉冲模式的生成方 法如上述专利文献2以及专利文献3所示那样是公知的技术，此处省略更详细的说明。
[0103] 在实施方式1中，在调制系数接近1的条件下选择该3冲击脉冲模式是因为以下 的理由。
[0104] 如上所述，在本申请中的区域⑵的过调制PffM模式中，在各相的转换波形中存在 作为始终接通或者始终断开而使转换停止的期间X、和进行接通断开的转换控制的期间Y， 调制系数PMF(交流电压输出振幅指令值|νΓ)变得越大，期间Y的比变得越小。
[0105] 在逆变器电路2中，在半导体元件部中根据转换而产生损耗以及与其相伴的发 热。因此，在输出电压的控制中没有问题的范围内，转换次数少时，在冷却设计上更有利。另 外，作为实际的半导体元件，1次的转换所需的时间在物理上并非是〇(在近年来的IGBT的 情况下是几百nsec~几 μ sec程度），所以使时间短的脉冲随意地发生是困难的。因此， 在过调制模式中，使调制系数接近1而在极短的期间Y发生许多脉冲时，有机器设计上的制 约。
[0106] 另一方面，在过调制PffM模式中，调制系数PMF(交流电压输出振幅指令值|νΓ