置载波生成部5以及调制波 生成部6并比较载波和调制波从而得到选通信号，但不依赖于载波和调制波的比较的PffM 调制方法也被广泛知晓。特别是，本申请中的区域（2)a的过调制准备模式、区域（2)的过 调制PffM模式、以及区域（3)的3冲击脉冲模式是基于生成与输出电压相位角指令值0$同 步的选通信号的所谓同步PWM方式的模式，各相应转换的相位角和输出电压相位角指令值 Θ $的关系能够通过调制系数PMF唯一地决定，能够预先映射图化。
[0152] 作为更具体的映射图化的例子，如果将实施方式1~4中的针对过调制PffM用载 波生成部50b和过调制PffM用调制波生成部60b、比较部7预先使调制系数PMF从0变化 至1时的转换发生相位角在仿真作业中进行记录并映射图化，则通过将调制系数PMF用作 自变量，能够求出转换发生相位角。
[0153] 作为更具体的实施方式，图13示出不依赖于载波和调制波的比较的结构。将图13 的结构与图1的实施方式1的结构进行比较时，转换信号生成部4b的结构不同，但最终发 生的转换指令SW_uvw与此前举出的实施方式相同。
[0154] 转换信号生成部4b具有非同步PffM转换信号生成部41、同步PffM转换信号生成部 42、以及将它们输出的选通信号根据调制模式来选择的转换信号选择部43。非同步PffM转 换信号生成部41既可以利用上述非专利文献1的47页所示的"瞬时空间磁通交链数矢量 圆轨迹PWM"那样的方法、或者也可以是与其他实施方式同样地通过非同步PffM用的载波、 调制波进行比较的方法。
[0155] 另一方面，同步PffM转换信号生成部42能够例如如图14那样构成。如图14所 示，同步PffM转换信号生成部42构成为具有上述例示了的对能够预先求出的调制系数和转 换发生相位角的关系进行了映射图化的转换特性映射图45、以及通过比较转换特性映射图 45输出的U、V、W各相的转换相位角和输出电压相位角指令值Θ $而输出同步PffM转换信 号的转换输出判定部46。
[0156] 通过上述的结构，可得到如下效果：不用始终运算调制波以及载波，而从调制系数 PMF引用转换特性映射图，从而能够输出过调制准备模式、过调制PffM模式以及3冲击脉冲 模式各自的选通信号，减少控制装置内部的运算量，无需使用昂贵的高速运算处理运算器 而能够进行PWM运算。
[0157] 实施方式6.
[0158] 在实施方式5的电力变换装置中，使用转换特性映射图来生成选通信号，所以如 果是所谓的同步PWM，则能够选择所谓的调制方法。例如，作为区域（2)a的过调制准备模式 用的转换特性映射图，能够使用进行从逆变器电路2的PffM输出电压抑制或者删除特定的 次数的高次谐波的控制的所谓低次谐波删除PWM(关于详细的内容参照上述专利文献5)， 将该方式作为实施方式6进行说明。
[0159] 如果使用低次谐波删除PWM，则能够从由逆变器电路2进行电力供给的施加到交 流电动机1的电压中删除特定的次数的高次谐波电压，所以可得到除了抑制一部分的高次 谐波电流、高次谐波损耗以外还能够削减特定次数的转矩脉动、噪音这样的效果。但是， 通过研究脉冲发生定时的操作来得到其效果，所以能够维持效果的调制系数的上限是确定 的。
[0160] 将低次谐波删除PffM中的调制系数上限值设为PWM_x，将此时的转换发生相位角 的列设为θ X = ( θ χ?，θ χ2，θ χ3，...... θ χη)。此时的转换波形成为例如图15所示的波 形。
[0161] 根据这些信息，能够如以下那样制作过调制PffM用的转换特性映射图。
[0162] 具体而言，使用上述θχ，以电压相位角指令值是〇、90、180、270[度]为基准， 定义作为PMF>PMF_x以上的转换特性映射图的与图6-2、图7-2同样的期间X1、Y1、X2、Y2(U 相的情况）。
[0163] 接下来，作为使期间XI、X2产生的ΔΧ，定义为如下：
[0164] ?在 PMF = PMF_x 时，Δ X = 〇 ;
[0165] ?在 PMF = I (1 脉冲模式）时，Δ X = 90 度。
[0166] 然后，在PMF_x〈PMF〈 1的期间中，根据PMF，以PMF越大使Δ X越大的方式操作。
[0167] 然后，根据转换发生相位角列ΘΧ和ΔΧ，如图16那样，求出过调制PffM模式下 的转换特性θ (Δχ) = ( Θ 1，Θ 2，Θ 3，……θη)。在期间Υ2、Yl中，使θχ = (θχ?， Θχ2，ΘΧ3，……θχη)以〇[度]为中心、以及以180[度]为中心，在横轴方向上缩小 (9〇-&幻/9〇，将由此得到的结果设为0(&^ = (0 1，0 2，0 3，……θη)。
[0168] 由此，虽然失去低次谐波删除的功能，但能够进行直至调制系数I (1脉冲模式）附 近为止的连续的调制。另外，在调制系数0.97以上等时，如果切换为3冲击脉冲模式（同 样地能够对转换相位角进行映射图化），则能够与实施方式1同样地，更平滑地进行向调制 系数1的切换。
[0169] 实施方式7.
[0170] 在实施方式1~6中，说明了逆变器电路2是2电平的情况，但即使在逆变器电路 2是所谓多电平的情况下，也能够构成同样的功能。
[0171] 例如，在实施方式2中，在逆变器电路2是3电平的情况下，载波生成部成为3电 平用，从载波生成部5输出上侧元件用载波和下侧元件用载波这2种载波，通过与调制波的 比较来求出选通信号。另外，此时的选通信号相对于直流输入电压，取由高位电位"+1"、中 位电位"0"以及低位电位"-1"构成的3个电平中的某一个电平。
[0172] 在具有这样的3电平逆变器的实施方式7的电力变换装置的情况下，具有与在图 9中定义了的4个区域对应的4个模式、具体而言3电平非同步PffM模式（区域（1))、3电 平过调制准备模式（区域（2) a)、3电平过调制PffM模式（区域（2))以及1冲击脉冲模式 (区域（3))而动作。
[0173] 〈3电平非同步PffM模式〉
[0174] 载波生成部5中的非同步PffM用载波生成部50a输出与电压相位角指令值Θ $非 同步的上侧元件用载波以及下侧元件用载波。
[0175] 〈3电平过调制准备模式〉
[0176] 载波生成部5中的过调制PffM用载波生成部50b输出与电压相位角指令值0$同 步的上侧元件用载波以及下侧元件用载波。
[0177] 〈3电平过调制PffM模式〉
[0178] 过调制PffM用载波生成部50b如图16所示，定义分别以0、90、180、270[度]为中 心的期间Y2、XI、Y2、Xl (U相的情况），并且输出操作了与调制系数对应的Δ X的上侧元件 用载波以及下侧元件用载波。
[0179] 另外，在以上的3个模式中，非同步PffM用调制波生成部60a以及过调制PffM用调 制波生成部60b的举动与实施方式2相同。
[0180] 〈1冲击脉冲模式〉
[0181] 与在实施方式1中说明了的3冲击脉冲模式同样地，由于逆变器电路2的制约而 不可能随意地输出期间短的转换脉冲，所以设为在调制系数是1附近的区域（例如超过 0. 95~0. 97的区域）中使期间Y1、Y2的转换次数成为最小限的模式。在3电平逆变器的 情况下，如果使用例如上述专利文献6公开的技术，则能够输出脉冲宽度可变的1个脉冲， 如果使用它来代替2电平逆变器的情况的3冲击脉冲模式，则能够从区域（2)中的3电平 过调制模式平滑地迀移。
[0182] 如以上说明那样，根据实施方式7的电力变换装置，即使在多电平逆变器中的过 调制控制中，也能够提尚针对交流电压输出振幅指令的变化的追踪性能。
[0183] 以上，说明了实施方式1~7的电力变换装置的结构以及动作，但通过这些实施方 式的概念，能够构成将以下所示的内容作为要旨的电力变换装置。
[0184] 首先，能够构成以如下方式动作的电力变换装置：作为向各相的选通信号，在各相 的交流电压输出指令的1个周期中，在以成为上侧电位的第1相位角（θ 1)为中心的第1 期间（Xl)中，为了始终输出逆变器电路2的直流输入正侧端子电压值而使选通信号固定， 在以成为下侧电位的第2相位角（Θ 2 : θ 2> θ 1)为中心的第2期间（X2)中，为了始终输出 逆变器电路2的直流输入负侧端子电压值而使选通信号固定，并生成根据调制系数指令或 者交流电压输出振幅指令值来设定了第1比值以及第2比值的选通信号，其中，所述第1比 值是从第1相位角（θ 1)与第2相位角（Θ 2)之间的期间除去第1以及第2期间（X1、X2) 得到的第3期间（Yl)和第1期间（Xl)的比值，所述第2比值是从第2相位角（Θ 2)与使 第1相位角（θ 1)在正方向上偏移360度得到的相位角（Θ 1+360)之间的期间除去第1以 及第2期间（XI、X2)得到的第4期间（Y2)和第2期间X2的比值，并且，作为第3以及第4 期间（Y1、Y2)中的选通信号的相位角指令条件，在第3期间（Yl)中，维持使选通信号接通 和断开的相位角、与第1以及第2相位角（Θ1、Θ 2)的平均值（（Θ 1+0 2)/2)的比值，在 第4期间（Y2)中，维持使选通信号接通和断开的相位角、与使平均值的相位角偏移180度 得到的相位角（（Θ1+Θ 2)/2+180)的比。根据这样构成的电力变换装置，能够得到如下效 果：在提高作为逆变器电路的输出交流电压振幅相对直流输入电压之比的调制度的所谓过 调制控制中，提尚针对交流电压输出振幅指令的变化的追踪性能。
[0185] 另外，也可以具备将交流电压输出振幅指令值除以输入直流电压来计算输出调制 系数指令的调制系数运算部，转换信号生成部输出根据调制系数指令设定了交流电压输出 指令在1个周期中所占的期间XI、X2、期间Y1、Y2的比值的选通信号。
[0186] 另外，根据本实施方式的电力变换装置，能够构成以如下方式动作的电力变换装 置：在第1期间（Xl)中，将从调制波生成部输出的调制波的大小固定为从载波生成部输出 的载波的上限值以上，在第2期间（Χ2)中，将从调制波生成部输出的调制波的大小固定为 从载波生成部输出的载波的下限值以下，在第3以及第4期间（Υ1、Υ2)中，输出通过根据交 流电压输出振幅指令或者调制系数指令对从载波生成部输出的载波、以及上限值以上的从 调制波生成部输出的调制波及从调制波生成部输出的调制波在相位角方向上分别以相同 的比值进行缩小或者扩大操作而设定了的选通信号。根据这样构成的电力变换装置，能够 进一步提高针对交流电压输出振幅指令的变化的追踪性能。
[0187] 另外，在本实施方式的电力变换装置中，作为第3以及第4期间（Υ1、Υ2)的调制波 既可以输出正弦波，也可以除了该正弦波以外还重叠三相共同的信号。根据这样构成的电 力变换装置，能够提高过调制控制的利用运转范围的设定自由度。
[0188] 另外，在本实施方式的电力变换装置中，作为载波生成部输出的载波，也可以将第 1至第4期间（XI、Χ2、Yl、Υ2)各自的边界相位角条件中的载波的值作为上限值或者下限 值，生成并非不连续的载波并输出。根据这样构成的电力变换装置，避免输出实际的逆变器 电路不可能输出的短的电压脉冲，从而能够提高电压的控制精度，能够在抑制逆变器电路 的转换损耗的同时，维持控制性。
[0189] 另外，根据本实施方式的电力变换装置，能够构成以如下方式动作的电力变换装 置：在预先设定的电压振幅设定范围的范围内存在交流电压输出振幅指令的运转条件时、 在预先设定的调制系数设定范围的范围内存在调制系数指令的运转条件时、或者在预先设 定的交流电压输出基波