)变 大，期间Y的比变小的情况下，对于基于转换的实际的输出电压PWM波形的波形（基波、高 次谐波）而言，期间Y的内部的转换的影响变小，与3冲击脉冲模式的波形差异、含有高次 谐波的分布特性的差异变小。因此，如果在期间Y短的条件下从区域（2)的过调制模式转 移到区域（3)的3冲击脉冲模式，则能够实现对于基波、高次谐波都将变化抑制得较小的模 式切换。另外，如果在3冲击脉冲模式中，调制系数到达100%的所谓期间Y成为0,则能够 平滑地转移到1脉冲控制。
[0107] 从上述说明可理解，如果在调制系数接近1的条件下、作为具体例在调制系数为 97%以上时，从区域（2)的过调制模式转移到区域（3)的3冲击脉冲模式，则能够遵守不发 生短的脉冲这样的机器制约，并且能够使实际的输出电压振幅从与调制系数97%以下相当 的振幅平滑地迀移至与调制系数100%相当的振幅。
[0108] 如以上说明，根据实施方式1的电力变换装置，作为向各相的选通信号，在交流电 压输出指令的1个周期中，在以成为上侧电位的相位角Θ 1为中心的期间Xl中，为了始终 输出逆变器电路2的直流输入正侧端子电压值而使选通信号固定，在以成为下侧电位的相 位角Θ 2为中心的期间Χ2中，为了始终输出逆变器电路2的直流输入负侧端子电压值而使 选通信号固定，输出根据调制系数指令PMF或者交流电压输出振幅指令值IVI *而对从相位 角Θ 1与相位角Θ 2之间的期间除去期间X1、X2得到的期间Yl与期间Xl的比值（第1比 值）、以及从相位角Θ2与相位角Θ 1+360[度]之间的期间除去期间X1、X2得到的期间Y2 与期间X2的比值（第2比值）进行了设定的选通信号，所以即使在所谓的过调制控制区域 中，也能够提尚针对交流电压输出振幅指令的变化的追踪性能。
[0109] 另外，如果在期间Xl中将调制波的大小固定为载波的上限值以上，并在期间X2中 将调制波的大小固定为载波的下限值以下，则能够在过调制控制区域中进一步提高向交流 电压输出振幅指令变化的追踪性能。
[0110] 另外，如果将期间X1、Y1、X2、Y2各自的边界相位角条件中的载波的值作为上限值 或者下限值，输出并非不连续的载波，则通过避免在实际的逆变器电路中不能输出的短的 电压脉冲的输出，从而能够提高电压的控制精度，能够抑制逆变器电路的转换损耗，并且维 持控制性。
[0111] 另外，如果根据交流电压输出振幅指令或者调制系数指令，在不需要过调制运转 的运转条件下选择作为以往技术的基于非同步PffM的运转，并在适合过调制运转的运转条 件下选择过调制模式来进行运转，则能够在各运转条件下抑制负载的高次谐波损耗的同时 进行运转。
[0112] 另外，如果在判定了调制系数是95~97%以上之后选择所谓的3冲击脉冲模式来 进行运转，则能够防止陷入到脉冲宽度变得极窄而超过逆变器电路的控制分辨率的控制， 并且可迀移到不会使电压失真率极端地变化而能够抑制转换损耗的3冲击脉冲模式。
[0113] 另外，如果在载波生成部中设置非同步PWM模式用载波生成部以及过调制模式用 载波生成部，在调制波生成部中设置非同步PWM模式用调制波生成部以及过调制PWM模式 用调制波生成部，并且根据调制模式信号来适当切换使用这些个别的结构部，则能够进行 平滑的模式迀移。
[0114] 实施方式2.
[0115] 在实施方式1中，在图2所示的各调制模式的选择范围的关系中，将选择区域 (2)的过调制PffM模式的调制系数范围的下限值PMF_1设定为0. 9069，在比该值低的调 制系数的范围中，选择区域（1)的非同步PWM模式。相对于此，在实施方式2中，如图9 所示的区域（2)a那样，在调制系数PMF是PMF_1以下的区域中，将该调制系数PMF满足 PMFJKPMF彡PMF_1的区域定义为"过调制准备模式"，调制模式选择部9判别与调制系数条 件对应的调制模式，向载波生成部5以及调制波生成部6输出区域（2) a的过调制准备模式 信号作为调制模式信号。本申请中的区域（2)a的过调制准备模式、区域（2)的过调制PffM 模式、以及区域（3)的3冲击脉冲模式是基于生成与输出电压相位角指令值0$同步的选 通信号的所谓同步PWM方式的模式。
[0116] 在实施方式2中，过调制PffM用载波生成部50b以及过调制PffM用调制波生成部 60b分别执行以下的处理。另外，作为过调制PffM用载波生成部50b以及过调制PffM用调制 波生成部60b在过调制准备模式时分别输出的载波以及调制波的一个例子，在图10-1中示 出调制系数〇. 8时的载波以及调制波的波形，在图10-2中示出调制系数0. 8时的选通信号 的波形。
[0117] 另外，当需要区分在区域（2)a的过调制准备模式时生成的载波、和在区域（2)的 过调制PffM模式时生成的载波时，为便于说明，将前者称为第1载波，将后者称为第2载波。 同样地，当需要区分在区域（2)a的过调制准备模式时生成的调制波、和在区域（2)的过调 制PffM模式时生成的调制波时，将前者称为第1调制波，将后者称为第2调制波。
[0118] 过调制PffM用载波生成部50b运算输出图10-1所示那样的三角波的载波。另外， 该波形与图5-1所示的波形相同。即，过调制PffM用载波生成部50b与输出电压相位角指 令值同步地，计算并输出在调制波的零交叉时间点同样地成为0那样的同步载波。另 外，此时的状态与使在实施方式1中说明了的A x始终成为〇的状态等效。
[0119] 另外，过调制PffM用调制波生成部60b根据式（1.3)，与区域（1)的非同步PffM模 式时同样地，运算并输出进行了与调制系数PMF对应的振幅操作的三相的调制波。
[0120] 即，在区域（2)a的过调制准备模式、以及区域（2)的过调制模式这两者中，在PMF =PMF_1时由过调制PffM用载波生成部50b以及过调制PffM用调制波生成部60b生成的载 波、调制波都能够成为图5-1的波形，能够进行模式间的平滑的迀移。
[0121] 另外，一般为了从区域（1)的非同步PffM模式切换迀移到进行与输出电压相位角 指令同步的转换的同步PffM模式，有时需要不仅考虑调制系数条件而且还考虑Θ 1勺条 件，而防止发生不需要的转换。即，为了稳定地进行模式切换，优选使图9所示的真（true) 的切换点PMF_0具有某个范围。
[0122] 因此，在该实施方式2中进行如下控制：在从区域（1)的非同步PffM模式迀移到同 步PffM模式的情况下，在比向区域⑵的过调制PffM模式迀移的调制系数条件PMF_1更低 的区域中，在具有某个幅度的调制系数条件（PMFJ)附近）下，还考虑的同步条件之后， 暂时迀移到区域（2)a的过调制准备模式。
[0123] 这样，在实施方式2的电力变换装置中，在从非同步PffM模式向过调制PffM模式迀 移（以及它们的相反的迀移）时，设为经由过调制准备模式，所以能够抑制发生未意图的选 通信号、最终的逆变器电路的输出电压的波形失真等，并且进行平滑的调制模式的迀移。
[0124] 实施方式3.
[0125] 在实施方式1、2中，作为调制波生成部6计算的调制波，示出了基于式（1.3)的方 法，但即使在基于式（1.2)所示的调制波的方法中也能够成为同样的结构。在该情况下需 要注意的是，能够通过通常的三角波载波比较而输出的调制系数上限、即区域（2)的过调 制PffM模式应负责的调制系数范围的下限值PMF_1成为比实施方式1、2更小的值（参照下 述表4)。
[0126] (表4)调制波运算式和过调制PffM模式切换调制系数PMF_1
[0127]
[0128] 另外，此时的过调制PffM用调制波生成部60b计算的信号如下述表5那样。
[0129] (表5)基于式（1. 2)时的过调制PffM用调制波生成部60b的计算信号（U相）
[0130]
[0131] 另外，在上述表5中仅示出了 U相的计算信号，但关于V相、W相用的调制波，使上 述U相的调制波分别以0$为基准而偏移了 120[度]、240[度]得到的波形成为V相以及 W相的计算信号。
[0132] 另外，关于ΔΧ，在函数中逐次代入调制系数PMF来逐次计算，或者预先对函数进 行映射图数据化并根据调制系数PMF来参照，将参照值代入到上述表5的各式以及表2的 载波的样式，从而能够计算调制波以及载波。
[0133] 如以上说明那样，根据实施方式3的电力变换装置，如表5那样，可得到通过比表 2的式更简易的调制波运算而能够实现向控制器的逻辑安装这样的效果。
[0134] 实施方式4.
[0135] 作为针对三相交流负载的PffM技术，有以逆变器电路的损耗降低为主要目的的被 称为所谓二相调制的技术。它是如下技术：与由式（1.3)叙述的三次谐波重叠同样地，利 用即使三相共同的电压信号被重叠于各相电压、线间电压也不变这样的三相交流电压的特 性，设置各相交替地停止转换的期间。
[0136] 接下来，作为实施方式4的控制方法，以根据二相调制构成了实施方式2中的过调 制PffM模式以及过调制准备模式的方式为一个例子，以下进行说明。
[0137] 首先，在选择了区域（2)a的过调制准备模式的情况下，过调制PffM用调制波生成 部60b使用下式，运算调制波au、a v、aw。
[0139] 另外，使用下式来运算上式中的a u_n、α v_n、a w_n，关于a 2ph，依照下述表6来 选择计算式。
[0140]
[0141] (表6)a2ph的选择式
[0142]
[0143] 图11-1示出使用了该实施方式4的控制方法的调制波的波形。另外，在图11-1 中，同样地示出了与输出电压相位角指令值Θ#同步的载波的波形。如表6那样，选择三相 共同信号a 2ph，从而如图11-1所示，设置在各相中调制波始终成为"1"的区间、始终成为 "-1"的区间，所以作为与载波的利用比较部7进行的比较结果，如图11-2所示，成为使转换 停止的区间。
[0144] 二相调制是与式（1. 3)所示的三次谐波重叠同样地，能够比式（1. 2)所示的利用 一般的调制波的调制提高调制系数上限的方法，向过调制PWM模式的迀移点与实施方式1 同样地成为PMF_1 = π八2 V 3)。此处，下述表7示出根据调制系数条件选择了区域（2) 的过调制PWM模式时的过调制PWM用调制波生成部60b中的输出信号生成方法。另外，图 12-1~图12-3不出输出信号的一个例子。
[0145] (表7)基于二相调制时的过调制PffM用调制波生成部60b的计算信号（U相）
[0146]
[0147] 另外，在上述表7中，仅示出了 U相的计算信号，但关于V相、W相用的载波，使上 述U相的载波分别以0$为基准而偏移了 120[度]、240[度]得到的波形成为V相以及W 相的计算信号。
[0148] 另外，关于ΔΧ，在函数中逐次代入调制系数PMF来逐次计算，或者预先对函数进 行映射图数据化并根据调制系数PMF来参照该映射图数据，将参照值代入到上述表7的各 式，从而能够计算载波以及调制波。
[0149] 这样，在实施方式4的电力变换装置中，根据具有原来转换停止期间的二相调制， 如本申请中的期间Χ1、Χ2那样定义转换停止期间，进行与调制系数PMF对应的操作，所以能 够在降低逆变器电路2的转换损耗的同时，实现超过可进行原来的二相调制的调制系数上 限值"冗八2 V 3) "的过调制，并且还能够进行直至调制系数1为止的平滑的转移。
[0150] 实施方式5.
[0151] 在实施方式1~4中，在任意一个PffM模式中都通过设