专利名称：移相装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及包含移动体通信终端的无线通信设备上使用的移相装置。
背景技术：
正交调制信号的调制装置所使用的90度移相器为了得到正确的正交信号，要求高精度地实现90度相位差和等振幅。
图9示出作为最简单结构的90度移相器的第1现有技术。该90度移相器在由电阻R11和电容C11构成的高通滤波器结构的电路中使输入信号的相位相移+45度。此外，在由电阻R12和电容C12构成的低通滤波器结构的电路中使输入信号的相位相移-45度。而且，通过从两电路分别输出相移了+45度的信号和相移了-45度的信号，从而生成相位彼此相差90度的正交信号。
在上述现有技术的90度移相器中，受元件值的离散或集成电路内寄生成分的影响，90度相位差和振幅会产生误差。
通过具有用来抵消该相位误差和振幅误差的补偿电路，可以输出正确的正交信号。作为这样的90度移相装置，例如有专利文献1等示出的相位补偿电路。
图10示出专利文献1中记载的90度移相装置。该90度移相装置具有以下的构成。即，使用具有利用控制信号使图9的CR移相器中的电阻R11、R12的电阻值发生变化的可变电阻VR1、VR2的可变移相器111。而且，使该可变移相器111的2个输出输入到90度相位比较器100中，将相位比较器100的相位比较结果信号作为移相控制信号121，反馈给可变移相器111。由此，在稳态下，利用移相控制信号121调整可变电阻VR1、VR2的电阻值，使可变移相器111的2个输出的相位差变成90度。
再有，在图10中，示出了将电阻R11、R12变成可变电阻VR1、VR2之后的可变移相器111。但是，也可以使用将电容C11、C12变成可变电容之后的可变移相器。这时，利用移相控制信号121调整可变电容的电容值。
再有，可变电阻例如如图11A所示，由FET构成。此外，可变电容例如如图11B所示，由二极管构成。
专利文献1特开平8-18397号公报但是，在图10的现有技术的构成中，输出信号的频率和输入信号的频率不能有差别。此外，必须从可变移相器取出由相位比较器确定的相位差和具有同一相移旋转量的输出信号。由于可由CR可变移相器等简单结构的可变移相器生成的相移旋转量有限，故简单的结构难以输出具有较大相移旋转量的信号。
此外，在图10的现有技术的构成中，可变移相器111的输入和输出电压有差别。因此，若在可变移相器111的输入端子和输出端子之间串联连接可变电阻或可变电容，则可变电阻的电阻值或可变电容的电容值随两端电位的变化而变化，使可变移相器工作不稳定。因此，不能生成具有准确的90度相位差的信号。
发明内容
本发明的目的在于提供一种移相装置，能从可变移相器中取出相对输入信号具有由相位比较器确定的相位差的1/N(N是大于等于2的整数)相移旋转量的输出信号。
本发明的另一个目的在于提供一种移相装置，能够使输出信号的频率是输入信号频率的N倍。
本发明的又一个目的在于提供一种移相装置，能够生成具有准确的相位差的2个信号。
在本发明的移相装置中，可以只使用不使用可变电容的CR可变移相器。该CR可变移相器在输入输出端子之间串联连接固定的电容，输出端子与FET的漏极相连接，FET的栅极与控制信号连接，FET的源极接地。FET起可变电阻的作用。由此，由于FET的源极和漏极之间的电位固定，故即使可变移相器的输出发生变化，可变电阻的电阻值也固定不变，可变移相器工作稳定。
上述结构基于下面的考虑。首先，作为即使输出振幅发生变化相移旋转量也稳定不变的电路，最好使用由固定电容和由MOS晶体管构成的可变电阻组成的可变移相器。这是因为，考虑到若源极接地，即使漏极电压发生变化，MOS晶体管的导通电阻值也一定。若使电容和电阻反过来或者使用可变电容二极管，则可能因输出变动而使可变电阻的电阻值或可变电容的电容值不稳定。
此外，由固定电容和MOS晶体管构成的可变移相器因为是1阶CR移相器，所以，不可能产生90度的相移。通过使用2倍频电路，由固定电容和MOS晶体管构成的可变移相器只要有45度的相移旋转量即可。因此，使用由固定电容和MOS晶体管构成的简单结构的可变移相器，能够容易地生成正交信号。
N倍频电路或任意可变移相器等可以将上述构成扩展后形成。N倍频扩展后的第1效果是可以从可变移相器中取出相对于输入信号具有由相位比较器确定的相位差的1/N的相移旋转量的输出信号。第2效果是可以使输出信号的频率为输入信号频率的N倍。
在本发明的移相装置中，最好使用上述可变移相器，但也可以使用其他可变移相器构成。
下面详细说明使用了上述可变移相器的移相装置。
本发明的移相装置将能把信号源的输出信号作为输入使相移旋转量发生变化的第1可变移相器和第1N倍频电路(N是大于等于2的整数)串联连接。作为第1N倍频电路的输出的第1输出信号，其相位变化是信号源的输出信号的N倍，频率也是它的N倍。
另一方面，信号源的输出信号与第2N倍频电路的输入相连接。作为第2N倍频电路的输出的第2输出信号与信号源的输出没有相位差，频率是其N倍。
当将第1输出信号和第2输出信号作为相位比较器的输入时，相位比较器输出与来自相位比较器本身所确定的相位的相位差成比例的信号。由相位比较器本身确定的相位可以是任意相位。
将相位比较器输出的信号作为第1移相控制信号，将第1移相控制信号反馈给第1可变移相器，使第1可变移相器的相移发生变化。由此，可以使第1输出信号的相移发生变化。
上述系统在作为相位比较器的输入信号的第1输出信号和第2输出信号的相位差达到由相位比较器确定的相位时稳定下来。
因此，当使用90度的相位比较器时，可以得到具有正交调制所必须的准确的90度的相位差的输出信号。再有，此时的第1可变移相器的相移旋转量是90/N度。
此外，在本发明中，根据在相位比较器中进行比较的相位，调整输出信号的相位差。此外，可以从可变移相器的输出取出输出信号的相位差的1/N的相位差信号作为输出信号。
在下面的说明中，作为一个例子，设相位比较器的相位差是90度，N倍频电路的N＝2。
在上述本发明的移相装置中，即使第1输出信号和第2输出信号的相位差是90度，其振幅也因第1可变移相器的增益而未必相等。
在上述构成中，作为用来使振幅相等的第1装置，可以考虑使第1输出信号与第1增益限制电路的输入端连接，使第2输出信号与第2增益限制电路的输入端连接。这样，作为第1增益限制电路的输出的第3输出信号和作为第2增益限制电路的输出的第4输出信号可以实现作为准确的正交信号的90度相位差和等振幅。
此外，在上述构成中，作为用来使振幅相等的第2装置，可以考虑使第1输出信号与可变增益放大器的输入连接，使可变增益放大器的输出的第3输出信号和第2输出信号与电平比较器的输入端相连接，将电平比较器的输出作为增益控制信号反馈给可变增益放大器。这样，因为当电平比较器的输入相等时，系统达到稳定状态，故第3输出信号和第2输出信号可以实现作为准确的正交信号的90度相位差和等振幅。
此外，在上述构成中，作为用来使振幅相等的第3装置，可以考虑在第1可变移相器和第1二倍频电路之间串联连接第1增益限制电路，使第2增益限制电路串联连接在第2二倍频电路的前一级。这样，由于第1二倍频电路的输入电平和第2二倍频电路的输入电平相等，故第1输出信号和第2输出信号可以实现作为准确的正交信号的90度相位差和等振幅。
此外，在上述构成中，作为用来使振幅相等的第4装置，可以考虑在第1可变移相器和第1二倍频电路之间串联连接可变增益放大器，使可变增益放大器的输出和第2二倍频电路的输入信号与电平比较器的输入端连接，将电平比较器的输出作为增益控制信号反馈给可变增益放大器。这样，由于当电平比较器的输入相等时，系统达到稳定状态，故可变增益放大器的输出和第2二倍频电路的输入信号相等。结果，第1输出信号和第2输出信号可以实现作为准确的正交信号的90度相位差和等振幅。
此外，在上述构成中，作为用来使振幅相等的第5装置，可以考虑将第1二倍频电路作为增益可控的可变增益二倍频电路，将可变增益二倍频电路的输出(第1输出信号)和第2二倍频电路的输出(第2输出信号)输入给电平比较器，将电平比较器的输出作为增益控制信号反馈给可变增益二倍频电路。这样，因当电平比较器的输入相等时，系统达到稳定状态，故可变增益二倍频电路和第2二倍频电路的输出信号相等。结果，第1输出信号和第2输出信号可以实现作为准确的正交信号的90度相位差和等振幅。
再有，在上述构成中，为了使振幅相等，也可以构成为使第1和第2N倍频电路分别具有增益限制功能。
此外，与第1可变移相器并联设置1个或多个可变移相器(第2可变移相器)，将第1移相控制信号反馈给分别并联连接的第2可变移相器。最好向与第1可变移相器并联设置的第2可变移相器输入信号源的输出，或者输入信号源的输出的反相信号，利用第2移相控制信号使相移旋转量发生变化。此外，最好将相位比较器的输出作为第2移相控制信号供给第2可变移相器。此外，第1可变移相器和第2可变移相器相对于相位比较器的输出的相移旋转量最好互不相同。
当由电容和通过第1移相控制信号使电阻值可变的可变电阻构成第1可变移相器时，使与第1可变移相器并联设置的第2可变移相器的电容和第1可变移相器的电容具有不同的电容值，可变电阻使用通过第1移相控制信号来使其可变的相同的可变电阻。结果，第2可变移相器的输出可以利用电容值的选择方法得到任意的移相输出。
此外，当由电阻和通过第1移相控制信号使电容值可变的可变电容构成第1可变移相器时，第2可变移相器可以利用与第1可变移相器并联设置的第2可变移相器的电阻值的选择方法得到任意的移相输出。
此外，第1可变移相器最好具有将电容和通过第1移相控制信号能使电阻值可变的可变电阻连接形成的高通滤波器或低通滤波器的结构。
此外，第1可变移相器也可以具有将电阻和通过第1移相控制信号能使电容值可变的可变电容连接形成的高通滤波器或低通滤波器的结构。
此外，作为可变电阻，最好使用N沟道或P沟道晶体管的导通电阻或晶体管的导通电阻与电阻串联或并联连接的合成可变电阻，使第1移相控制信号与晶体管的栅极连接来改变电阻值。
此外，作为可变电容，可以使用可变电容二极管或可变电容二极管与电容串联或并联连接而成的合成可变电容。
再有，对于具有校正上述相位差和振幅差的电路的90度移相装置，也可以由差动信号构成其输入输出。
若按照本发明，例如，在正交调制装置和正交调制后信号的解调装置中，可以输出具有作为准确的正交信号的90度相位差和等振幅的正交载波信号，并可以实现高精度的正交相位调制解调方式。
此外，若按照本发明，可以从可变移相器中得到相对于输入信号的相位具有经相位比较器比较的相位的1/N的相移旋转量的输出信号。
此外，若按照本发明，可以得到输入信号的N倍频信号。
图1是表示本发明的实施例1的90度移相装置的构成的电路方框图。
图2是表示本发明的实施例2的90度移相装置的构成的电路方框图。
图3是表示本发明的实施例3的90度移相装置的构成的电路方框图。
图4是表示本发明的实施例4的90度移相装置的构成的电路方框图。
图5是表示本发明的实施例5的90度移相装置的构成的电路方框图。
图6是表示本发明的实施例6的90度移相装置的构成的电路方框图。
图7是表示本发明的实施例7的90度移相装置的构成的电路方框图。
图8是表示本发明的实施例8的90度移相装置的构成的电路方框图。
图9是表示现有技术的90度移相器的电路图。
图10是表示现有技术的另一个90度移相装置的电路方框图。
图11A、图11B是表示可变电阻和可变电容的构成的图。
图12是表示一例第1可变移相器的电路图。
图13是表示另一例第1可变移相器的电路图。
图14是表示第1和第2可变移相器的具体例子的电路图。
具体实施例方式
下面，参照
本发明的实施例。
在本发明的实施例中，将相位比较器作为比较的相位为90度的90度相位比较器、N倍频电路作为2倍频电路来说明。因此，下面将本发明的移相装置作为90度移相装置来说明。
(实施例1)图1示出本发明的实施例1的90度移相装置。该90度移相装置具有信号源11、可以利用第1移相控制信号51使相移旋转量发生变化的第1可变移相器21、第1二倍频电路31、第2二倍频电路32和90度相位比较器41。这里，将信号源11的输出分成2路，分别作为第1输入信号1和第2输入信号2。
若将第1输入信号1和第2输入信号2分别写成V1、V2，则V1、V2变成V1＝V2＝A*exp(jωt)这里，A振幅ω角频率。
若将第1可变移相器21的输出写成V21，则V21变成V21＝B*exp(jωt+θ)这里，B振幅θ第1可变移相器21的相移旋转量。
若将输入与第1可变移相器21的输出端相连接的第1二倍频电路31的输出，即第1输出信号Q1写成V31，则V 31变成V31＝C*exp(j2ωt+2θ)这里，C振幅。
此外，若将作为第2二倍频电路32的输出的第2输出信号I2写成V32，则V32变成V32＝D*exp(j2ωt)这里，D振幅。
输出信号的振幅C、D因第1可变移相器21的增益的关系不一定一致。
进而，将第1输出信号Q1和第2输出信号I2分别与90度相位比较器41的2个输入端相连接。而且，将与第1输出信号Q1和第2输出信号I2的相位差成比例的相位比较结果作为第1移相控制信号51反馈给第1可变移相器21。由此，进行反馈控制，使第1输出信号Q1和第2输出信号I2的相位差一定(90度)。结果，第1输出信号Q1和第2输出信号I2可以准确地实现90度的相位差。这时，第1可变移相器21的相移旋转量θ是45度。
图12示出第1可变移相器21的具体例子。第1可变移相器21由一系列的固定电容C1和并联的MOS晶体管M1构成。具体地说，第1可变移相器21构成为使MOS晶体管M1的漏极与电容C1连接，MOS晶体管M1的源极接地，第1移相控制信号51与MOS晶体管M1的栅极连接。而且，MOS晶体管M1起可变电阻VR1的作用，由电容C1和MOS晶体管M1构成高通滤波器。再有，作为MOS晶体管，可以是N沟道晶体管，也可以是P沟道晶体管。再有，作为可变电阻，如上所述，使用了N沟道或P沟道晶体管的导通电阻，但也可以使用MOS晶体管的导通电阻与固定电阻串联或并联连接而成的合成可变电阻。
通过利用第1移相控制信号51使可变电阻VR1的电阻值发生变化，理论上可以使相移旋转量从0度变到90度。因此，通过调整第1移相控制信号51，可以使θ＝45度。
在上述构成中，即使第1可变移相器21的输入输出端的电压发生变化，因与MOS晶体管M1的栅极连接的第1移相控制信号51和连接在源极的接地之间的电压不变，故可以得到稳定的相移旋转量。
作为实施例，希望使用上述可变移相器，但也可以使用具有变换了固定电容和可变电阻的低通滤波器结构的可变移相器。
此外，也可以使用具有使用了上述可变电容和固定电阻的高通滤波器或低通滤波器结构的可变移相器。这里，作为可变电容，最好使用可变电容二极管或可变电容二极管与固定电容串联或并联连接而成的合成可变电容。
(实施例2)在上述实施例1的图1的90度移相装置中，虽然能准确地实现90度相位差，但振幅不一定相等。第1输入信号1通过第1可变移相器21，但第2输入信号2不通过可变移相器，故第1输出信号Q1和第2输出信号I2之间的振幅误差变大。
图2示出本发明的实施例2。实施例2和实施例1一样，是一种90度移相装置，除了能实现准确的90度相位差之外，还能够得到等振幅的输出信号。
该90度移相装置使第1增益限制电路61的输入与第1输出信号Q1连接，将第1增益限制电路61的输出作为第3输出信号Q3。此外，使第2增益限制电路62的输入与第2输出信号I2连接，将第2增益限制电路62的输出作为第4输出信号I4。因此，第3输出信号Q3和第4输出信号I4等振幅。相位差保持90度不变。
再有，也可以代替第1和第2增益限制电路61、62，而使第1和第2二倍频电路31、32本身具有增益限制功能。利用该构成，也可以使第1输出信号Q1的振幅和第2输出信号I2的振幅相等。
(实施例3)图3示出本发明的实施例3。实施例3和实施例1一样，是一种90度移相装置，除了能实现准确的90度相位差之外，还能够得到等振幅的输出信号。
该90度移相装置使可变增益放大器71的输入与第1输出信号Q1连接，将可变增益放大器71的输出作为第3输出信号Q3。此外，使电平比较器81的输出与第2输出信号I2和第3输出信号Q3连接。而且，将电平比较器81的输出作为增益控制信号91反馈给可变增益放大器71。
由此，可以控制可变增益放大器71的增益，使第2输出信号I2的振幅和第3输出信号Q3的振幅相等。因此，第3输出信号Q3和第2输出信号I2等振幅。相位差保持90度不变。
(实施例4)图4示出本发明的实施例4。实施例4和实施例1一样，是一种90度移相装置，除了能实现准确的90度相位差之外，还能够得到等振幅的输出信号。
该90度移相装置在第1可变移相器21和第1二倍频电路31之间串联连接第1增益限制电路61，在信号源11和第2二倍频电路32之间串联连接第2增益限制电路62。
由此，对第1二倍频电路31的输入振幅和对第2二倍频电路32的输入振幅相等，所以，若第1二倍频电路31和第2二倍频电路32的增益相等，则第1输出信号Q1和第2输出信号I2等振幅。相位差保持90度不变。
(实施例5)图5示出本发明的实施例5。实施例5和实施例1一样，是一种90度移相装置，除了能实现准确的90度相位差之外，还能够得到等振幅的输出信号。
该90度移相装置在第1可变移相器21和第1二倍频电路31之间串联连接可变增益放大器71，使可增益放大器71的输出和第2输入信号与电平比较器81的2个输入相连接。而且，将电平比较器81的输出作为增益控制信号91反馈给可变增益放大器71。
由此，控制可变增益放大器71的增益，使第2输入信号2的振幅和可变增益放大器71输出的振幅相等。结果，对第1二倍频电路31的输入振幅和对第2二倍频电路32的输入振幅相等，因此，若第1二倍频电路31和第2二倍频电路32的增益相等，则第1输出信号Q1和第2输出信号I2等振幅。相位差保持90度不变。
(实施例6)图6示出本发明的实施例6。实施例6和实施例1一样，是一种90度移相装置，除了能实现准确的90度相位差之外，还能够得到等振幅的输出信号。
该90度移相装置将第1二倍频电路31置换成增益可调的可变增益二倍频电路101，使第1输出信号Q1和第2输出信号I2分别与电平比较器81的2个输入相连接。而且，将电平比较器81的输出作为增益控制信号91反馈给可变增益二倍频电路101。
由此，可以控制可变增益二倍频电路101的增益，使第1输出信号Q1的振幅和第2输出信号I2的振幅相等。因此，第1输出信号Q1和第2输出信号I2等振幅。相位差保持90度不变。
(实施例7)本发明的实施例7除了实施例1～6的各构成之外，还与第1可变移相器并联设置1个或多个第2可变移相器。作为实施例7的例子，图7示出在实施例1的结构上增加了上述结构的一种结构。这里，代表性地示出1个第2可变移相器22。而且，将90度相位比较器41的输出作为第2移相控制信号施加给第2可变移相器22，从第2可变移相器22中得到第3输出信号Q3。这里，第2移相控制信号是和第1移相控制信号51相同的信号。
具体地说，使第2可变移相器22的输入与信号源11的输出(作为代表，图示出第3输入信号3)连接，分别反馈第1移相控制信号51，从第2可变移相器22中得到第3输出信号Q3。
该90度移相装置除了实施例1的结构之外，使第2可变移相器22的输入与第1可变移相器21的输入相连接，将第1移相控制信号51施加给第1和第2可变移相器21、22。
当分别由固定的电容和通过第1移相控制信号51使电阻值可变的可变电阻构成第1和第2可变移相器21、22时，使与第1可变移相器21并联设置的第2可变移相器22中的电容的电容值和第1可变移相器21中的电容的电容值不同。此外，可变电阻同样使用通过第1移相控制信号51使电阻值可变的相同可变电阻。结果，作为第3输出信号Q3，可以利用选择电容值的方法，从第2可变移相器22得到相对于第1输入信号1具有0度～90度相移的输出。此外，当将第1输入信号的反相信号N1输入到第2可变移相器22时，作为第3输出信号Q3，可以得到相对于第1输入信号1具有-180度～-90度的相移的输出。
这里，说明未在第2可变移相器22的输出部设置倍频电路的理由。该实施例的特征是作为第3输出信号Q3，取出相对于第1输入信号Q1具有任意移相输出的信号。因此，不必进行二倍频。若第1输出信号Q1和第2输出信号I2的相位差是90度，则第1可变移相器21的输出信号相对于第1输入信号具有45度的相移旋转量。
图14作为例子示出可变移相器是图12的结构，第1可变移相器的电容是C1、第2可变移相器的电容是C2、MOS晶体管的导通电阻是Ron时的电路。下面，说明在该电路中能任意调节相移旋转量的理由。
在第2可变移相器中，若设相移旋转量是θ，则θ＝arctan(ω*Ron*C2)＝arctan(c2/c1)成立。因此，可以利用电容C2调整相移旋转量θ。
此外，在第1可变移相器中，当输入角频率是ω时，为了使相移旋转量θ变成45度，只要导通电阻Ron满足ω＝1/Ron/C1既可。因此，相移旋转量＝45度＝arctan(ω*Ron*C1)成立。
此外，当由固定电阻和通过第1移相控制信号51使电容值可变的可变电容构成第1可变移相器21时，利用与第1可变移相器并联的第2可变移相器的电阻值的选择方法，可以得到相对于第1输入信号具有0度～-90度的相移旋转量的输出并作为并联连接的第2可变移相器的输出。此外，当向第2可变移相器输入第1输入信号的反相信号N1时，作为第3输出信号Q3，可以得到相对于第1输入信号1具有180度～90度的相移旋转量的输出。
(实施例8)本发明的实施例1～6的90度移相装置可以差动构成输入输出。作为典型的例子，图8示出将实施例1的图1的90度移相装置的输入输出改成差动结构的90度移相装置。该90度移相装置使信号源11A、第1可变移相器21A、第1二倍频电路31A、第2二倍频电路32A和90度相位比较器41A变成差动输入输出的结构。
在该电路中，从信号源11A输出第1差动输入信号1A和第2差动输入信号2A，并输入到第1可变移相器21A和第2二倍频电路32A。
第1可变移相器21A的输出被输入到第1二倍频电路31A，作为第1二倍频电路31A的输出的第1输出信号Q 1和第3输出信号QB3和作为第2二倍频电路32A的输出的第2输出信号I2和第4输出信号I B4被输入到90度相位比较器41A。作为90度相位比较器41A的输出的第1移相控制信号51A和第2移相控制信号52A反馈给第1可变移相器21A。
图13示出差动输入输出结构的第1可变移相器21A的电路。这里，作为一个例子，使用图12的可变移相器。
第1可变移相器21A分别将固定电容C1和可变电阻VR1以及固定电容C2和可变电阻VR2制作成高通滤波器的结构。而且，作为可变电阻VR1、VR2使用的MOS晶体管M1、M2的源极共用，并接地或与规定的偏置电压连接。在图13中是接地。
而且，作为可变电阻VR1使用的MOS晶体管M1的栅极与第1移相控制信号51A连接，作为可变电阻VR2使用的MOS晶体管M2的栅极与第2移相控制信号52A连接。
在该可变移相器21A中，可以得到对差动输入信号Vin、VBin的差动输出信号Vout、VBout。
移相控制信号51A、52A可以共用，但最好对差动输入信号Vin、VBin分别准备移相控制信号51A、52A。通过这样的结构，即使电容C1和电容C2与作为可变电阻使用的MOS晶体管M1和MOS晶体管M2误匹配，也可以通过分别施加移相控制信号51A、52A而得到完全的差动信号输出。
在该90度移相装置中，为了实现90度相位差，利用90度相位比较器41A检测出第1输出信号Q1对第2输出信号I2的相位差。而且，将作为与上述相位差成比例的输出的第1移相控制信号51A反馈给第1可变移相器21A。由此，使第1输出信号Q1对第2输出信号I2的相位差是准确的90度。
同样，利用90度相位比较器41A检测出第3输出信号QB3对和第2输出信号I2具有差动关系的第4输出信号IB4的相位差。而且，将作为与上述相位差成比例的输出的第2移相控制信号52A反馈给第1可变移相器21A。由此，使第3输出信号QB3对第4输出信号IB4的相位差是准确的90度。
因此，若各输出信号的相位差以第2输出信号I2为基准，则如以下那样，可以得到相位差是准确的90度的差动输出信号。
I20度 Q190度 IB4180度 QB3270度再有，在上述各实施例中，作为可变移相器，可以使用由固定电容和可变电阻形成的高通滤波器的结构或低通滤波器的结构。作为此时的可变电容，例如，最好使用可变电容二极管。
本发明的移相装置可以高精度地实现具有90度相位差和等振幅的、正交调制信号的调制解调装置所必需要的准确的正交信号，可以用于包含通信模块或便携终端的无线通信设备等的电路。
权利要求
1.一种移相装置，其特征在于具有信号源、通过第1移相控制信号使相移旋转量可变的第1可变移相器、第1和第2N倍频电路、以及相位比较器，其中，N是大于等于2的整数，所述信号源的输出与所述第1可变移相器的输入以及所述第2N倍频电路的输入相连接，所述第1可变移相器的输出与所述第1N倍频电路的输入相连接，将所述第1N倍频电路的输出作为第1输出信号，将所述第2N倍频电路的输出作为第2输出信号，将所述第1输出信号和所述第2输出信号输入到所述相位比较器，将所述相位比较器的输出作为所述第1移相控制信号反馈给所述第1可变移相器，由此，控制所述第1可变移相器的相移旋转量，使所述第1输出信号和所述第2输出信号的相位差一定。
2.权利要求1记载的移相装置，其特征在于使所述第1和第2N倍频电路分别具有增益限制功能。
3.权利要求1记载的移相装置，其特征在于设置输入与所述第1输出信号相连接的第1增益限制电路，设置输入与所述第2输出信号相连接的第2增益限制电路，将所述第1增益限制电路的输出作为第3输出信号，将所述第2增益限制电路的输出作为第4输出信号。
4.权利要求1记载的移相装置，其特征在于设置输入与所述第1输出信号相连接的增益可控的可变增益放大器，将所述可变增益放大器的输出作为第3输出信号，设置输入所述第3输出信号和所述第2输出信号的电平比较器，将所述电平比较器的输出作为增益控制信号施加给所述可变增益放大器，由此，控制所述可变增益放大器的增益，使所述第3输出信号和所述第2输出信号的电平相等。
5.权利要求1记载的移相装置，其特征在于在所述第1可变移相器和所述第1N倍频电路之间设置第1增益限制电路，在所述第2N倍频电路的前一级设置第2增益限制电路。
6.权利要求1记载的移相装置，其特征在于在所述第1可变移相器和所述第1N倍频电路之间设置增益可控的可变增益放大器，设置将所述可变增益放大器的输出电平和所述第2N倍频电路的输入电平进行比较的电平比较器，将所述电平比较器的输出作为所述增益控制信号施加给所述可变增益放大器，由此，控制所述可变增益放大器的增益，使所述可变增益放大器的输出信号和所述第2N倍频电路的输入信号的电平相等。
7.权利要求1记载的移相装置，其特征在于将所述第1N倍频电路作为增益可控的可变增益N倍频电路，设置将所述可变增益N倍频电路的输出电平和所述第2N倍频电路的输出电平进行比较的电平比较器，将所述电平比较器的输出作为所述增益控制信号施加给所述可变增益N倍频电路，由此，控制所述可变增益N倍频电路的增益，使所述可变增益N倍频电路的输出信号和所述第2N倍频电路的输出信号的电平相等。
8.权利要求1记载的移相装置，其特征在于进而设置1个或多个第2可变移相器，将所述信号源的输出作为输入，或将所述信号源的输出的反相信号作为输入，并可以利用第2移相控制信号使相移旋转量发生变化。
9.权利要求8记载的移相装置，其特征在于将所述相位比较器的输出作为所述第2移相控制信号，提供给所述第2可变移相器。
10.权利要求9记载的移相装置，其特征在于所述第1可变移相器和所述第2可变移相器的与所述相位比较器的输出相对应的相移旋转量互不相同。
11.权利要求1记载的移相装置，其特征在于所述信号源、所述第1可变移相器、所述第1和第2N倍频电路、和所述相位比较器的各输入输出是差动结构。
12.权利要求1记载的移相装置，其特征在于所述第1可变移相器具有将电容和通过所述第1移相控制信号使电阻值可变的可变电阻连接而成的高通滤波器或低通滤波器的结构。
13.权利要求12记载的移相装置，其特征在于作为可变电阻，使用N沟道或P沟道晶体管的导通电阻、或所述晶体管的导通电阻与电阻串联或并联连接而成的合成可变电阻，使所述第1移相控制信号与所述晶体管的栅极相连接来改变电阻值。
14.权利要求1记载的移相装置，其特征在于所述第1可变移相器具有将电阻和通过所述第1移相控制信号使电容值可变的可变电容连接而成的高通滤波器或低通滤波器的结构。
15.权利要求14记载的移相装置，其特征在于作为所述可变电容，使用所述可变电容二极管、或所述可变电容二极管与电容串联或并联连接而成的合成可变电容。
全文摘要
具有信号源、通过移相控制信号使相移旋转量可变的可变移相器、第1和第2二倍频电路、和90度相位比较器。信号源的输出与可变移相器的输入和第2二倍频电路的输入相互连接，可变移相器的输出与第1二倍频电路的输入相连接，将第1二倍频电路1的输出作为第1输出信号，将第2二倍频电路的输出作为第2输出信号。而且，将第1输出信号和第2输出信号输入到90度相位比较器。利用从90度相位比较器输出的移相控制信号使可变移相器的相移旋转量发生变化。由此，实现准确的90度的相位差。等振幅通过具有校正电路来实现。
文档编号H03H11/02GK1750395SQ200510103878
公开日2006年3月22日 申请日期2005年9月16日 优先权日2004年9月16日
发明者田中崇敏, 田边充, 片冈茂 申请人:松下电器产业株式会社