专利名称：功率放大器、功率放大器的控制方法以及无线通信装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及在便携式终端设备等无线通信装置中低失真、高效率地对数字信号的 调制波进行功率放大的功率放大器、功率放大器的控制方法以及无线通信装置。
背景技术：
例如，对于便携式终端等无线通信装置的发送端中所使用的功率放大器来说，为 了处理经过数字调制(如，振幅调制、相位调制等)后的信号(数字信号的调制 波)，要求其提高输出信号的线性，即，实现低失真。
并且，为了延长无线通信装置的电池寿命，要求功率放大器降低其功率的消耗， 即，实现高效率。
通过使输出级进行A类功率放大，可实现功率放大器的低失真性能。 然而，较之于具有B类功率放大器的无线通信装置，具有A类功率放大器的无线 通信装置在无信号状态下的电流(即无功电流idle current)会增大。
因此，具有A类功率放大器的无线通信装置，其消耗功率就会增大，从而难以实
现低功耗。
对此，为了实现低功耗，在无线通信装置中，使输出级以A类工作方式和B类工 作方式之间的中间特性进行工作，即、使输出级以AB类工作方式进行功率放大的技 术成了主流。
一般来说，在A类功率放大器中，直到输出功率接近该功率放大器自身的饱和输 出功率为止，其增益大致维持一定值。另一方面，AB类功率放大器的增益，其一般随 输出功率的上升而发生较大的变动。因此，较之于A类功率放大器，AB类功率放大器 的线性特性会发生较大的恶化。
若使用已发生线性恶化的AB类功率放大器来放大经数字调制后的信号，则功率 放大器的输出功率的频语便会扩大。而功率放大器的输出功率的频谱发生扩大时，该 输出功率便会成为目标频道的相邻频道的干扰波。对此，作为现有技术，专利文献1 (日本国专利申请特开2002-84144号公报； 2002年3月22日公开)中揭示了一种以低失真、高效率为目的的功率放大器。
在专利文献1所揭示的功率放大器中，为了抑制线性恶化，对输出级以AB类方 式进行工作的功率放大器采用了以下所述的技术。
图13是表示专利文献1中的功率放大器的电路结构图。
在图13所示的功率放大器中，对于串联连接有电阻4以及电容器5的失真补偿电 路(调整电路)21,其通过可变阻抗元件2与后级的用于放大信号的双极晶体管102 (以下称为晶体管102)的基极端相连接。
具体为，晶体管102的基极端与可变阻抗元件2的一端相连接，可变阻抗元件2 的另一端与电阻4的一端相连接，电阻4的另一端与电容器5的一端相连接，电容器5 的另一端接地。
此外，图13所示的功率放大器还包括具有电源电压端子1和电阻3的直流电流 调整元件22、前级的用以放大信号的双极晶体管101 (以下称为晶体管101)、输入 端子103、输出端子104、输入匹配电路105、级间匹配电路106、输出匹配电路 107、两个电源电压端子108、以及电源电压端子109。
在图13所示的功率放大器中，将未通过失真补偿电路21进行失真补偿的、晶体 管101的基极偏置端设定为A类工作方式或接近于A类的AB类工作方式。
另一方面，在图13所示的功率放大器中，将经失真补偿电路21进行失真补偿 的、晶体管102的基极偏置端设定为B类工作方式或接近于B类的AB类工作方式。
对于晶体管101来说，由于其以A类或接近于A类的AB类进行工作，因此其具 有以下特性，即，当输入功率上升而接近该晶体管101的饱和输出功率时，其增益会 减少。
另一方面，对于晶体管102来说，由于其以B类或接近于B类的AB类方式进行 工作，因此其具有以下特性，即，当输入功率上升而接近该晶体管102的饱和输出功 率时，其增益会增加。
由此，对于前级与后级，其输出功率相对于输入功率的失真特性大致呈相反特 性，所以在整体功率放大器中，能够抵消分别在前级和后级中所发生的失真现象。
其结果，通过专利文献1所揭示的功率放大器能够改善输出功率相对于输入功率 的失真特性。另外，就上述失真的抵消程度而言，可以通过调整失真补偿电路21中电阻4的电阻值及/或电容器5的静电电容来进行调整，其中，失真补偿电路21将作为晶体管102的偏置电路的一部分。偏置电路是指向晶体管102的基极端(基极偏置端)提供规定偏置电流的电路，该偏置电路由失真补偿电路21、可变阻抗元件2以及直流电流调整元件22所构成。
根据以上结构，专利文献1所揭示的功率放大器可实现低功耗、低失真(相对于输出功率的增益偏差较小)。
然而，专利文献1所揭示的功率放大器在实现低功耗、低失真的同时，出现了功率放大器的饱和输出功率下降的问题。
以下，参照图13说明上述问题。
图13所示的功率放大器的饱和输出功率取决于偏置电路的输出阻抗，该偏置电路的输出阻抗是指偏置电路对作为输出级的晶体管102的基极端的阻抗。
一般来说，上述偏置电路的输出阻抗较大的情况下，当随着输入功率的上升，基极电流增大时，在晶体管102的基极端上则会发生因上述阻抗导致其电压下降的现象。该电压的下降将导致晶体管102的基极电压的下降，从而晶体管102的输出功率也随之降低。结果，功率放大器的输出级的增益降低，导致饱和输出功率的降低。
因此，为了抑制晶体管102的基极电压的下降，并抑制图13所示功率放大器的饱和输出功率的降低，优选尽量减小偏置电路的阻抗。
在此，在图13所示的功率放大器中，设电源电压端子1的阻抗为无限大、可变阻抗元件2的阻抗为Zd、失真补偿电路21的阻抗为Zc时，偏置电路的阻抗Zb可用以下数学式(1 )来表示。
Zb=Zc+Zd ……(1 )
其中，失真补偿电路21的阻抗Zc是指串联连接有电阻值为Rc的电阻4和静电电容为Cc的电容器5所形成的串联电路的阻抗。
为了将偏置电路的阻抗Zb减少到最小，需要尽可能地减小可变阻抗元件2的阻抗Zd，且需要使失真补偿电路21的阻抗Zc为最小。为了使失真补偿电路21的阻抗Zc达到最小，从理想上而言，可以设定电阻4的电阻值Rc为0,并设定电容器5的静电电容Cc为无限大。
然而，另一方面，在实现功率放大器的低失真、高效率性能时，为了抵消分别在
6前级(晶体管101)和后级(晶体管102)中所发生的失真现象，就失真补偿电路21而言，需要将电阻4的电阻值Rc和/或电容器5的静电电容Cc调整为某特定的最佳值。因此，难以同时对饱和输出功率以及振幅失真两者均进行最优化。
发明内容
本发明鉴于上述问题而进行开发的，其目的在于提供一种能够实现低失真、高效率且能够减少饱和输出功率下降的功率放大器。
为了解决上迷问题，本发明提供一种功率放大器，该功率放大器具有多个由双极晶体管构成的放大级、构成多个上述放大级中的输出级并连接于输出级双极晶体管的基极端上的输出级偏置电路、以及构成上迷输出级的前级的放大级并连接于前级双极晶体管的基极端上的前级偏置电路，该功率放大器的特征在于，还具有输出级失真补偿电路，用于设定上述输出级偏置电路的输出阻抗，使得上述输出级双极晶体管的饱和输出功率成为最大输出功率；前级失真补偿电路，用于根据在上述饱和输出功率为最大输出功率时上述输出级双极晶体管的输出功率相对于输入功率的振幅失真特性、以及上述前级双极晶体管的输出功率相对于输入功率的振幅失真特性来设定上述前级偏置电路的输出阻抗，使得抵消上述功率放大器的输出功率相对于输入功率的振幅失真。
另外，为解决上述问题，本发明提供一种功率放大器的控制方法，其中，该功率放大器具有多个由双极晶体管构成的放大级、构成多个上述放大级中的输出级并连接于输出级双极晶体管的基极端上的输出级偏置电路、以及构成上述输出级的前级的放大级并连接于前级双极晶体管的基极端上的前级偏置电路，该功率放大器的控制方法的特征在于设定上述输出级偏置电路的输出阻抗，以使得上述输出级双极晶体管的饱和输出功率为最大输出功率；以及根据在上述饱和输出功率为最大输出功率时上述输出级双极晶体管的输出功率相对于输入功率的振幅失真特性、以及上述前级双极晶体管的输出功率相对于输入功率的振幅失真特性来设定上述前级偏置电路的输出阻抗，以使得抵消上述功率放大器的输出功率相对于输入功率的振幅失真。
根据上述结构，通过输出级失真补偿电路，可设定输出级偏置电路的输出阻抗的值，使得构成输出级的输出级双极晶体管的饱和输出功率达到最大，即，该输出阻抗的值设定为足够低的值。由此能够抑制输出级双极晶体管的饱和输出功率的降低。并且，通过使输出级双极晶体管的饱和输出功率为最大，可以在抑制功率放大器饱和输出功率的降低的基础上，调整前级偏置电路的输出阻抗。此时，可根据输出级双极晶体管的输出功率相对于输入功率的振幅失真特性、以及前级双极晶体管的输出功率相对于输入功率的振幅失真特性来设定前级偏置电路的输出阻抗，以使得抵消上述功率放大器整体上的输出功率相对于输入功率的振幅失真，并使前级偏置电路的输出电压达到工作电压。由此，能够抑制上述功率放大器的炮和输出功率的降低，同时，如现有技术中的功率放大器，还可实现功率放大器的低失真、高效率性能。
本发明的其他目的、特征和优点在以下的描述中会变得十分明了。此外，以下参照附图来明确本发明的优点。
图1是表示本发明一实施方式中的功率放大器的模拟电路的结构图。
图2 (a)至图2 (d)是表示利用图1所示的模拟电路所测得的、功率放大器输出
功率特性的模拟结果的曲线图。
图3是表示本发明其他实施方式中的功率放大器的模拟电路的结构图。
图4是表示利用图3所示的模拟电路所测得的、功率放大器输出功率特性的模拟
结果的曲线图。
图5是表示利用图3所示的模拟电路所测得的、功率放大器输出功率特性的其他模拟结果的曲线图。
图6是表示利用图3所示模拟电路所测得的、功率放大器输出功率特性的其他模拟结果的曲线图。
图7是表示具有本发明功率放大器的无线通信装置的结构的电路框图。
图8是表示通常的功率放大器的基本电路结构图。
图9是表示现有技术中的功率放大器的模拟电路的结构图。
图10 (a)是表示前级双极晶体管和输出级双极晶体管的、输出功率与增益之间关系(失真特性)的曲线图；图10 (b)是表示图9所示功率放大器的输出功率与增益之间关系(失真特性)的曲线图。
图11 (a)是表示将晶体管的工作端的工作方式变为B类、AB类以及A类时该晶体管的输出功率与增益之间关系的曲线图；图11 (b)是表示将晶体管的工作端的工作方式变为B类、AB类以及A类时该晶体管的输出功率与集电极电流密度之间关系的
曲线图。
图12 (a)至图12 (d)是表示利用图9所示的模拟电路所测得的、现有功率放大器输出功率特性的模拟结果的曲线图。
图13是表示现有技术中的功率放大器的电路结构图。
具体实施例方式
下面，参照
本发明的实施方式。(基础技术)
在此，先就本发明所涉及的功率放大器的基础技术进行说明。
图8是表示本发明所涉及的功率放大器以及上述专利文献1中的功率放大器等通常功率放大器的基本电路结构图。
如图8所示的功率放大器，其具备前级的用于放大信号的双极晶体管(前级双极晶体管)201以及后级的用于放大信号的双极晶体管(输出级双极晶体管)202。
以下，为方便说明，将前级的用于放大信号的双极晶体管201简称为晶体管201,将后级的用于放大信号的双极晶体管202简称为晶体管202。
晶体管201是NPN型双极晶体管，是构成功率放大器的放大级前级的功率放大元件。
晶体管202是NPN型双极晶体管，是构成功率放大器的放大级输出级的功率放大元件。
也就是说，图8所示的功率放大器具有多个作为功率放大元件的双极晶体管，且上述每个双极晶体管对输入至该功率放大器中的信号进行逐次放大，即，图8所示的功率放大器具有由各双极晶体管在该功率放大器中作为相互不同的放大级而工作的多个放大级。
图8所示的功率放大器可以解释为具有两个放大级的功率放大器，其中晶体管201(前级)和晶体管202 (后级、输出级)分别被设为不同的放大级。
晶体管201以及晶体管202的发射极端子都接地。关于晶体管201及晶体管202的其他连接状态，将在之后和其他部件的连接关系 一同说明。
另外，图8所示的功率放大器具有输入端203、输出端204、输入匹配电路205、
9级间匹配电路206、输出匹配电路207、电源电压输入端208A及208B、电源电压端209及210、偏置电路(基极偏置电路)211及212。
输入端203是用于输入诸如经数字调制后的信号(数字信号调制波)等的端子，该信号作为功率放大器所要实施功率放大的对象。在本说明书中，将从输入端203输入至功率放大器中的功率信号称为输入功率Pin。
输出端204是将功率放大器所放大的信号输出至功率放大器外部的端子。在本说明书中，把从输出端204输出至功率放大器的外部的功率信号称为输出功率Pout。
输入匹配电路205连接于输入端子203和晶体管201的基极端子之间。该输入匹配电路205是用于防止晶体管201与输入端子203之间的信号反射而设置的电路，其对晶体管201和输入端203之间的阻抗进行匹配。
级间匹配电路206连接于晶体管201的集电极端和晶体管202的基极端之间。该级间匹配电路206在晶体管201最佳的负栽阻抗和晶体管202的输入阻抗之间进行匹配。
输出匹配电路207连接于晶体管202的集电极端和输出端204之间。该输出匹配电路207在晶体管202最佳的负载阻抗和输出端子204的阻抗(通常为50Q )之间进
行匹配。
电源电压输入端208A与晶体管201的集电极端相连接。当从电压源(未图示)向电源电压端208A输入电源电压Vccl时，该电源电压Vccl会被施加到晶体管201的集电极端上。
电源电压输入端208B与晶体管202的集电极端相连接。当从电压源(未图示)向电源电压端208B输入电源电压Vcc2时，该电源电压Vcc2会被施加到晶体管202的
集电极端上。
电源电压端209经由偏置电路(前级偏置电路)211被连接于输入匹配电路205和晶体管201的基极端之间。当从电压源(未图示)向电源电压端209输入电压Vbbl时，该电压Vbbl会被施加到偏置电路211上。该偏置电路211根据电压Vbbl产生基极偏置电流，并将该基极偏置电流提供给晶体管201的基极端。
电源电压端210经由偏置电路(输出级偏置电路)212被连接于级间匹配电路206和晶体管202的基极端之间。当从电压源(未图示)向电源电压端210输入电压Vbb2时，该电压Vbb2会被施加到偏置电路212上。该偏置电路212根据电压Vbb2生成基极偏置电流，并将该基极偏置电流提供给晶体管202的基极端。 (比较例)
在此，作为本发明的比较例，说明一下以上述图8所示的功率放大器的基本电路 结构为基础的、上述专利文献1所揭示的功率放大器(以下称其为"现有功率放大 器")的模拟电路以及利用该模拟电路所测得的输出功率特性的模拟结果。
图9是表示上述现有功率放大器的模拟电路的结构图。
如图9所示，用模拟电路来表示上述现有功率放大器，即，在上述图8所示的功 率放大器的基本电路结构中具有偏置电路2U、偏置电路212以及失真补偿电路(输出 级失真补偿电路)220。偏置电路211具备二极管Dl及D2、电阻R1及R2、以及双极 晶体管T1;偏置电路212具备二极管D3及D4、电阻R3、双极晶体管T2;失真补偿 电路(输出级失真补偿电路)220具备电阻221和电容器222。
电阻Rl的一端连接电源电压端209,而另一端则连接二极管D2的阳极和双极晶 体管Tl的基极端。二极管D2的阴极连接二极管Dl的阳极。二极管Dl的阴极接地。 双极晶体管Tl的集电极端经由电源电压端213与用于提供直流电源电压Vdcl的直流 电源(未图示)相连接。双极晶体管Tl的发射极端连接稳定电阻(前级基极镇流电 阻)R2的一端。该稳定电阻R2用于防止晶体管201的热失控，其另一端连接于输入 匹配电路205与晶体管201的基极端之间。
电阻R3的一端连接电源电压端210,而另一端则连接二极管D4的阳极和双极晶 体管T2的基极端。二极管D4的阴极连接二极管D3的阳极。二极管D3的阴极接地。 双极晶体管T2的集电极端经由电源电压端214与用于提供直流电源电压Vdc2的直流 电源(未图示)相连接。双极晶体管T2的发射极端连接于级间匹配电路206与晶体管 202基极端之间。
此外，双极晶体管T2的基极端上连接有失真补偿电路220。该失真补偿电路220 是电阻221和电容器222的串联电路，其中，电阻221的一端与双极晶体管T2的基极 端相连接，电阻221的另一端与电容器222的一端相连接，而电容器222的另一端接地。
在此，就偏置电路211以及偏置电路212中的偏置电流的产生方式进行一下说明。
首先，说明一下直流工作(DC工作)。晶体管201以及向该晶体管201提供基极电流的双极晶体管Tl的集电极端将被施加电压。此时，若在偏置电路211上进一步施 加电压Vbbl,则双极晶体管Tl便会导通，因此基极电流会流入晶体管201中。另 外，晶体管201内则会流动与该基极电流值相对应的集电极电流(无功电流)。同样 地，晶体管202以及向该晶体管202提供基极电流的双极晶体管T2的集电极端将被施 加电压。此时，若在偏置电路212上进一步施加电压Vbb2，则双极晶体管T2便会导 通，因此基极电流会流入晶体管202中。另外，晶体管202内则会流动与该基极电流 值相对应的集电极电流(无功电流)。在此，分别来自双极晶体管Tl以及T2的无功 电流会随着电压Vbbl以及Vbb2的各电压值而变化，然而，通常偏置电压被设定为特 定值(例如2.8V),所以各无功电流则会随电阻Rl以及R3的各电阻值而定，进而根 据该无功电流的大小来分别决定晶体管201以及晶体管202的各个工作端的工作方式 (A类、AB类或B类)。此外，由于是直流工作，所以该工作端不受失真补偿电路的 阻抗的影响。
接下来，说明一下在上述直流工作中从输入端203输入调制信号(输入信号Pin) 时的工作(AC工作)。在晶体管201以及202中分别流动对应于各负栽阻抗的各集电 极电流，其中，负载阻抗是指对晶体管201以及202的各自的集电极端的负载阻 抗，而且，对应于各个集电极电流的基极电流是分别由偏置电路211以及212提供 的。连接于晶体管202的基极端的偏置电路212上增加有失真补偿电路220，当为AC 工作时，失真补偿电路220的阻抗会影响偏置电路212的输出阻抗，所以偏置电路212 的输出阻抗取决于失真补偿电路220的阻抗。例如，当失真补偿电路220满足使晶体 管202的饱和输出功率达到最大的条件时，即满足电阻211的电阻值Rx=OQ,电容器 222的静电电容Cx二无限大的条件(在后详述)时，由于双极晶体管T2的基极端(双 极晶体管T2的基极端的阻抗)相当于被交流接地，所以偏置电路212的输出阻抗会变 得非常小。
在图9所示的现有功率放大器中，未经失真补偿电路220进行失真补偿的晶体管 201的基极偏置工作端的工作方式被设定为A类或接近于A类的AB类。此时，如图 10 (a)所示，晶体管201具有其增益随输出功率的上升而减少的失真特性(即、增益 为负向失真)。
另外，在图9所示的现有式功率放大器中，经失真补偿电路220进行失真补偿的 晶体管202的基极偏置工作端的工作方式被设定为B类或接近于B类的AB类。此
12时，如图10 (a)所示，晶体管202具有其增益随输出功率的上升而增加的失真特性 (即、增益为正向失真)。
晶体管201以及晶体管202具有上述失真特性的理由如下。
图11 (a)是，将晶体管的工作端的工作方式改变为B类、AB类以及A类时、表 示该晶体管的输出功率(横轴)与增益(纵轴)之间关系的曲线图。
图11 (b)是，将晶体管的工作端的工作方式改变为B类、AB类以及A类时、表 示该晶体管的输出功率(横轴)与流动的集电极电流的电流密度(纵轴)之间关系的 曲线图。
一般来说，晶体管的增益取决于流向集电极端的电流的电流密度(发射极单位面 积上的电流值)，该电流密度越大增益便越大。
在涉及A类工作方式的晶体管201中，如图11 (b)所示，从输出功率较小的区 域开始就有电流密度足够大(约5kA/cm2)的集电极电流在流动，因此，如图11 (a)所示，能够在小信号区域(低输出功率)至大信号区域(高输出功率)的广范围 内得到大致一定的增益。然而，若提高对晶体管201的输入功率，并增加流向晶体管 201的基极电流的话，由于偏置电路211的内部阻抗导致电压下降，从而导致晶体管 201的基极电压发生下降。该基极电压的下降程度取决于偏置电路211内部阻抗(输出 阻抗)的大小。因此，若输出功率增大，晶体管201的增益便会有微量减少(参照图 11 (a))。即，进行A类工作方式的晶体管201具有其增益随输出功率的上升而减少 的失真特性。
另一方面，在涉及AB类工作方式的晶体管202中，如图11 (b)所示，输出功率 较小的区域内的集电极电流密度较小，约为2~3kA/cm2，因此，如图11 (a)所示， 输出功率较小的小信号区域内的增益较小，而输出功率较大的大信号区域内的集电极 电流便逐渐增大，从而呈现出电流密度也随之增大、以及增益增加的特性。
返回图9,通过改变电阻221的电阻值Rx及/或电容器222的静电电容Cx，失 真补偿电路220可适当改变偏置电路212的输出阻抗值。通过变更偏置电路212的输 出阻抗值，失真补偿电路220可改变晶体管202中相对于输入功率的输出功率失真特 性。
具体而言，失真补偿电路220通过合成图10(a)中所示的晶体管202的振幅失真 特性和图10 (a)中所示的晶体管201的振幅失真特性来设定连接于晶体管202基极端上的偏置电路212的输出阻抗值，以使得抵消整体现有功率放大器中输出功率相对于 输入功率的失真，从而调整晶体管202的上述失真特性。换而言之，失真补偿电路220 可改变晶体管202的上述失真特性，使得该失真特性呈现出与晶体管201的失真特性 大致相反的特性。由此，可抵消分别在构成放大器前级的晶体管201以及在构成放大 器后级(输出级)的晶体管202中所发生的失真。其结果为，在图9所示的整个现有 功率放大器中，如图10 (b)所示，输出功率Pout的振幅失真基本上被消除，即、在 输出功率Pout振幅的广范围内，增益偏差约达到OdB。
图12 (a)至图12 (d)是表示图9所示的现有功率放大器的输出功率特性的模拟 结果的曲线图。
另外，如图12 (a)至图12 (d)等，在以下将要说明的各曲线图中，纵轴表示功 率放大器的增益偏差dGainl (单位dB ),横轴表示功率放大器的输出功率Pout (单 位dBm)。
增益偏差是指，以小信号(输出功率较低)时的增益为基准(0dB)，表示在增大 输出功率时的增益变化。在线性功率放大器中，理想的是，即使输出功率增大该增益 偏差也不发生变化，即优选振幅失真较小的特性。 一般就线性功率放大器的增益偏差 对输出功率的依赖性来说，直到输出功率达到某值为止，线性功率放大器的增益偏差 保持一定，但之后不管怎么增大输入功率，增益偏差也不会增加。此时的最大输出功 率称为饱和输出功率。在线性功率放大器中，该饱和输出功率越大越好。
图12 (a)表示了将失真补偿电路220的电容器222的静电电容Cx固定设为 4pF，并将电阻221的电阻值Rx分别设为50Q、 150Q、 250Q、 350Q时，增益偏差 dGainl对输出功率的依赖性。图12 (b)是，在图12 (a)所示的曲线中，放大表示了 输出功率Pout为27dBm至33dBm的范围的曲线图。
图12 (c)表示了将失真补偿电路220的电阻221的电阻值Rx固定设为50Q， 并将电容器222的静电电容Cx分别设为lpF、 2pF、 3pF、 4pF时、增益偏差dGainl 对输出功率的依赖性。图12 (d)是，在图12 (c)所示的曲线中，放大表示了输出功 率Pout为27dBm至33dBm的范围的曲线图。
例如，在图12 (a)以及图12 (b)所示的曲线图中，失真补偿电路220的电阻 221的电阻值Rx=50Q时，饱和输出功率约为32.6dBm。在此，若将电阻值Rx从上述 50Q起依次增加到150Q、 250Q以及350^，则如同图中的曲线所示，增益偏差dGainl便发生变化。g卩，在上述现有功率放大器中，通过改变失真补偿电路220中电 阻221的电阻值Rx，能够调整相对输出功率Pout的增益偏差dGainl，从而能够实现 功率放大器的低失真性能。根据图12 (a)所示的曲线图，将失真补偿电路220的电阻 221的电阻值Rx设为250Q时，可以说图9所示的现有功率放大器的振幅失真最小。
另一方面，失真补偿电路220的电阻221的电阻值Rx越大，现有功率放大器的饱 和输出功率便越小。特别是，在失真补偿电路220的电阻221的电阻值Rx为350Q 时，如图12 (b)所示，该饱和输出功率下降到约31.4dBm，与电阻值Rx为50Q时相 比减小了约1.2dBm。
另外，例如在图12 (c)以及图12 (d)所示的曲线图中，当失真补偿电路220的 电容器222的静电电容Cx-4pF时，饱和输出功率约为32.6dBm。此时，若将静电电 容Cx从4pF起依次减少为3pF、 2pF、 lpF，则增益偏差dGainl便发生图中曲线所示 的变化。即，在上述现有功率放大器中，通过改变失真补偿电路220中电容器222的 静电电容Cx，能够调整相对于输出功率Pout的增益偏差dGainl,从而实现功率放大 器的低失真性能。此时，根据图12 (c)所示的曲线图，当失真补偿电路220的电容器 222的静电电容Cx为2pF时，可以说图9所示的现有功率放大器的振幅失真为最小。
另一方面，失真补偿电路220的电容器222的静电电容Cx越小，现有功率放大器 的饱和输出功率便越小。特别是，将失真补偿电路220的电容器222的静电电容Cx为 lpF时，如图12 (d)所示，该饱和输出功率下降到约32.1dBm，与静电电容为4pF时 相比减小了约0.5犯m。
根据以上所述，在现有功率放大器中，通过失真补偿电路220所进行的失真补偿 来实现功率放大器的低失真、高效率性能，为了实现此目的，需要适当调整电阻22
的电阻值Rx以及电容器222的静电电容Cx。然而，为了尽可能地抑制上述现有功率 放大器的饱和输出功率的下降，从理想的角度来说，需要将电阻221的电阻值Rx调整 为0,将电容器222的静电电容Cx调整为无限大。但在电阻221的电阻值Rx变大， 或电容器222的静电电容Cx变小的情况下，此类调整会导致现有功率放大器整体上饱 和输出功率下降的问题。 (实施方式1 )
下面，对本发明中 一 实施方式的功率放大器的模拟电路以及通过该模拟电路所测 得的输出功率特性的模拟结果进行说明。图1是表示本发明中一实施方式的功率放大器的模拟电路构成图。 如图1所示，以模拟电路表示本实施方式所提供的功率放大器1，其具有在图9所 示的上述现有功率放大器的模拟电路的结构基础上对其中的偏置电路211进一步增加 了失真补偿电路(前级失真补偿电路)230的结构。失真补偿电路230是电阻231和电 容器232的串联电路，优选的是，如图l所示，该串联电路与电阻R2并联连接。
在图1所示的功率放大器1中，由于所增加的失真补偿电路230与作为基极镇流 电阻的电阻R2并联连接，所以可利用电容器232的旁路效果来抑制因电阻R2所导致 的晶体管201基极电压的下降，且进一步抑制晶体管201的饱和输出功率的下降。所 以，在调整偏置电路211的输出阻抗时，优选将失真补偿电路230与电阻R2并联连 接。
失真补偿电路230基于电阻231的电阻值Ry的变化以及电容器232的静电电容 Cy的变化来适当地改变连接于晶体管201的基极端上的偏置电路211的输出阻抗。通 过改变该偏置电路211的输出阻抗，失真补偿电路230将改变晶体管201的输出功率 相对于输入功率的失真特性。
在图1所示的功率放大器1中，首先，与图9所示的现有功率放大器同样地，将 晶体管201的基极偏置工作端的工作方式设定为A类或接近于A类的AB类；并且， 将晶体管202的基极偏置工作端的工作方式设定为B类或接近于B类的AB类。此 时，晶体管201具有其增益随输出功率上升而减少的失真特性，而晶体管202具有其 增益随输出功率上升而增加的失真特性。
接着，在图1所示的功率放大器1中，将失真补偿电路220的电阻221的电阻值 Rx设为O,并将电容器222的静电电容Cx设为无限大。由此，通过失真补偿电路220 来设定偏置电路212的输出阻抗值，以使晶体管202的饱和输出功率达到最大。严格 地说，在功率放大器1以及后述的功率放大器2 (参照图3)中，电容器222的静电电 容Cx只要满足以下条件便可，即在输入功率Pin的频率下，对应该频率的静电电容 Cx的阻抗值要足够大(即，偏置电路212的阻抗要足够小)。例如，当功率放大器1 以及后述的功率放大器2的工作频率为2GHz以上时，上述静电电容Cx达到10pF左 右便可。
其后，在图1所示的功率放大器1中，通过适当地改变失真补偿电路230中电阻 231的电阻值Ry及/或电容器232的静电电容Cy来设定偏置电路211的输出阻抗
16值，从而调整晶体管201的上述失真特性。具体为，失真补偿电路230通过合成在饱和输出功率达到最大时的晶体管202的 上述失真特性以及晶体管201的上述失真特性来设定偏置电路211的输出阻抗值，以 使得抵消整体功率放大器1中输出功率相对于输入功率的失真，从而调整晶体管201 的上述失真特性。图2 (a)至图2 (d)是表示使用图1所示的上述模拟电路所测得的、功率放大器 1的输出功率特性的模拟结果的曲线图。在图2 (a)所示的曲线图中，纵轴表示功率放大器1的增益偏差dGainl ，横轴表 示功率放大器1的输出功率Pout的振幅，其中各曲线分别表示将失真补偿电路230 的电阻231的电阻值Ry分别设为0Q、 IOQ、 20Q、 30Q以及40Q时的、整体功率放 大器1中增益偏差dGainl和输出功率Pout的振幅之间的关系。图2 (b)是放大表示 了图2 (a)所示的曲线图中的、输出功率Pout为27dBm至33dBm的范围的曲线图。 在图2 (a)中以及图2 (b)中，设定失真补偿电路230中的电容器232的静电电容 Cy均为同一值(4pF)。另外，在图2(c)所示的曲线图中，纵轴表示功率放大器1的增益偏差dGainl, 横轴表示功率放大器1的输出功率Pout的振幅，其中各曲线分别表示将失真补偿电 路230的电容器232的静电电容Cy分别设为lpF、 2pF、 3pF以及4pF时的、整体功 率放大器1中增益偏差dGainl和输出功率Pout的振幅之间的关系。图2 (d)是放大 表示了图2 (c)所示的曲线图中的输出功率Pout为27dBm至33dBm的范围的曲线 图。在图2 (c)中以及图2 (d)中，设定失真补偿电路230中的电阻231的电阻值 Ry均为同一值(0Q)。此外，图2 (a)至图2(d)中所示的曲线图都是在以下条件下所测得的结果， 即在图1所示的功率放大器1的失真补偿电路220中，电阻221的电阻值Rx为 0Q,且电容器222的静电电容Cx为无限大。例如，在图2 (a)以及图2 (b)所示的曲线图中，当失真补偿电路230中的电阻 231的电阻值Ry=0Q时，饱和输出功率约为32.7dBm。此时，若将电阻值Ry从上述 0Q起依次增大到10Q、 20Q、 30Q以及40D,则增益偏差dGainl便发生图中曲线所示 的变化。即> 在功率放大器1中，通过改变失真补偿电路230中电阻231的电阻值 Ry，能够调整相对于输出功率Pout的增益偏差dGainl ，从而实现功率放大器的低失真性能。参照图2 (a)所示的曲线，可以说，当失真补偿电路230的电阻231的电阻值 Ry为30Q时功率放大器1的振幅失真最小。此外，即使失真补偿电路230的电阻231 的电阻值Ry发生变化，饱和输出功率也将维持基本稳定的状态(约32.6dBm至约 32.7dBm)。如上所述，在如图1所示的功率放大器1中，事先将失真补偿电路220中电阻221 的电阻值Rx设定为0且电容器222的静电电容Cx设定为无限大时，不论失真补偿电 路230中电阻231的电阻值Ry大小，如图2(b)所示，能够得到约为32.6dBm至 32.7dBm的高饱和输出功率。另外，例如在图2 (c)以及图2 (d)所示的曲线图中，当失真补偿电路230中电 容器232的静电电容Cy=4pF时，饱和输出功率为32.7dBm。此时，若将静电电容Cy 从上述4pF起依次减小为3pF、 2pF以及lpF,则增益偏差dGainl便发生图中曲线所 示的变化。即，在功率放大器1中> 通过改变失真补偿电路230中电容器232的静电 电容Cy，能够调整相对于输出功率Pout的增益偏差dGainl,从而实现功率放大器的 低失真性能。参照图2 (c)所示的曲线，可以说，当失真补偿电路230中电容器232 的静电电容Cy为2pF时功率放大器1的失真最小。此外，即使失真补偿电路230中电 容器232的静电电容Cy发生变化，饱和输出功率也将维持基本稳定的状态(约为 32.7dBm)。如上所述，在如图1所示的功率放大器1中，事先将失真补偿电路220中电阻221 的电阻值Rx设定为0且电容器222的静电电容Cx设定为无限大时，不论失真补偿电 路230中的电容器222的静电电容Cy大小，如图2(d)所示，能够得到约为 32.7dBm的高饱和输出功率。 (实施方式2)以下，就本发明的其他实施方式的功率放大器的模拟电路以及通过该模拟电路所 测得的输出功率特性的模拟结果进行说明。图3是表示本发明其他实施方式的功率放大器的模拟电路的结构图。 图3所示的功率放大器2,在具有图1所示功率放大器1的结构的基础上，还进一 步具有增设于偏置电路212上的失真补偿电路240 (输出级失真补偿电路)和电阻(输 出级基极镇流电阻)R12,其中，失真补偿电路240是电阻241和电容器242的串联电 路。电阻R12设置于晶体管202基极端与双极晶体管T2发射极端之间，是用于防止晶体管202的热失控的镇流电阻。图3所示的功率放大器2是在图1所示功率放大器1的结构的基础上，将所增加 的具有与失真补偿电路230相同结构(电阻241和电容器242的串联电路)及功能的 失真补偿电路240与作为基极镇流电阻的电阻R12并联连接而成的，由此可利用电容 器242的旁路效果来抑制因电阻R12所导致的晶体管202基极电压的下降，并进一步 抑制晶体管202的饱和输出功率的下降。图4是表示利用图3所示的上述模拟电路所测得的、功率放大器2的输出功率特 性的模拟结果的曲线图。在图4所示的曲线图中，纵轴表示功率放大器2的增益偏差dGainl,横轴表示功 率放大器2的输出功率Pout。图4中的曲线表示将失真补偿电路220中的电阻221 的电阻值Rx设为0Q，且将电容器222的静电电容Cx设为10pF (无限大)；将失真 补偿电路230中的电阻231的电阻值Ry设为0Q，且将电容器232的静电电容Cy设为 10pF;以及将失真补偿电路240中的电阻241的电阻值Rz设为0Q，且将电容器242 的静电电容Cz设为10pF时的、该功率放大器2整体上的增益偏差dGainl与输出功率 Pout的振幅之间的关系。换而言之，图4的曲线表示了，设定图3所示的功率放大器2 中的晶体管201以及晶体管202两者的饱和输出功率为最大时，在整体功率放大器2 中其增益偏差dGainl与输出功率Pout的振幅之间的关系。参照图4中的曲线，增益偏差dGainl维持在约O.OdB至约0.7dB之间。另外，功 率放大器2的饱和输出功率约为33.0dBm。图5是表示利用图3所示的上述模拟电路所测得的、功率放大器2的输出功率特 性的其他模拟结果的曲线图。在图5所示的曲线图中，纵轴表示功率放大器2的增益偏差dGainl,横轴表示功 率放大器2的输出功率Pout的振幅。图5中的曲线表示将失真补偿电路220中的电 阻221的电阻值Rx设为0Q或180Q (即、调整电阻值Rx),且将电容器222的静电 电容Cx设为10pF;将失真补偿电路230中的电阻231的电阻值Ry设为0Q，且将电 容器232的静电电容Cy为10pF;以及将失真补偿电路240中的电阻241的电阻值Rz 设为0Q,且将电容器242的静电电容Cz设为10pF时的、该功率放大器2整体上的增 益偏差dGainl与输出功率Pout的振幅之间的关系。参照图5中的曲线，当失真补偿电路220中的电阻221的电阻值Rx为时，即19为相同于图4中的曲线所对应的功率放大器2的条件。如图5的曲线图所示，当失真补偿电路220中的电阻221的电阻值Rx为180Q 时，输出功率Pout大约在10dBm至30dBm的范围内，增益偏差dGainl大约维持在 0dB。即、在该范围内，功率放大器2的振幅几乎不发生失真。然而，如图5中的曲线 所示，当失真补偿电路220的电阻221的电阻值Rx为180Q时，功率放大器2的饱和 输出功率约为32.0dBm，与电阻值Rx为时(约33.0dBm )相比，降低了 ldBm。图6是表示利用图3所示的上述模拟电路所测得的、功率放大器2的输出功率特 性之其他模拟结果的曲线图。在图6所示的曲线图中，纵轴表示功率放大器2的增益偏差dGainl，横轴表示功 率放大器2的输出功率Pout的振幅。图6中的曲线表示将失真补偿电路220中的电 阻221的电阻值Rx设为0Q,且将电容器222的静电电容Cx设为10pF;将失真补偿 电路230中的电阻231的电阻值Ry设为0Q或70Q (即、调整电阻值Ry),且将电容 器232的静电电容Cy设为10pF;以及将失真补偿电路240中的电阻241的电阻值Rz 设为0Q,且将电容器242的静电电容Cz设为10pF时的、该功率放大器2整体上的增 益偏差dGainl与输出功率Pout的振幅之间的关系。参照图6中的曲线，当失真补偿电路230中的电阻231的电阻值Ry为0Q时，即 为相同于图4中的曲线所对应的功率放大器2的条件。如图6的曲线图所示，当失真补偿电路230中的电阻231的电阻值Ry为70Q 时，输出功率Pout大约在10dBm至30dBm的范围内，增益偏差dGainl大约维持在约 0dB至约0.2dB。即，在该范围内，功率放大器2的增益失真大幅减小。而且，如图6 中的曲线所示，功率放大器2的饱和输出功率约为33.0dBm,与电阻值Ry为0Q时相 比几乎没有发生变化。即，如图6的曲线图所示，当失真补偿电路230中电阻231的电阻值Ry为70Q 时，能够使功率放大器2实现低失真、高效率，并且抑制功率放大器2的饱和输出功 率的下降。在上述各实施方式中所说明的功率放大器具有两个作为放大元件的晶体管，即具 有两级放大级，但本发明并不限定于此。本发明也能适用于具有三个或三个以上晶体 管，即具有三级或三级以上放大级的功率放大器。在具有三级或三级以上放大级的功率放大器中运用本发明时，只要使放大级中的构成输出级(最后级)的晶体管的饱和输出功率为最大，同时通过前级的补偿电路改 变构成该输出级之前的前级放大级的、至少1个晶体管的上述失真特性，并采用上述 方法抵消功率放大器中输出功率相对于输入功率的失真即可。 (实施方式3 )图7是表示本发明的无线通信装置之结构的电路框图，该无线通信装置具有本发 明的功率放大器。图7所示的无线通信装置30，其具有天线(发送天线)3、天线共用器32、接收 电路33、电路块35、功率放大器36以及前级电路37。其中，天线31将来自功率放大 器36的输出信号(输出功率Pout)输出至外部；天线共用器32上连接有天线31;接 收电路33连接于上述天线共用器32的输出端上；电路块35接收来自上述接收电路33 的接收信号，并具有调制解调器以及基带电路等；前级电路37接收来自上述电路块35 发来的发送信号；功率放大器36对来自上述前级电路37的发送信号进行放大，并输 出至天线共用器32中。另外，在该无线通信装置30中，上述功率放大器36与上述前 级电路37构成作为功能块的发送电路34。作为功率放大器36，可使用功率放大器1 (参照图1)或功率放大器2 (参照图 3),由此，能够实现无线通信装置30在发送时的低失真、高效率特性。在本发明所提供的功率放大器中，优选的是，上述前级双极晶体管具有增益随输 出功率的上升而减少的上述振幅失真特性，而上述输出级双极晶体管具有增益随输出 功率的上升而增加的上述振幅失真特性。为了得到上述各失真特性，优选将上述前级双极晶体管的工作方式设定为A类或 接近A类的AB类，且将上述输出级双极晶体管的工作方式设定为B类或接近B类的 AB类。另外，在本发明所提供的功率放大器的控制方法中，优选的是，进一步将上述前 级双极晶体管的工作方式设定为A类或AB类，且将上述输出级双极晶体管的工作方 式设定为B类或AB类。根据上述构成，可将来自前级双极晶体管的输出功率经由输出级双极晶体管放大 并输出至外部，由此，能够提供一种结构简单且在较广的输出功率范围内具有稳定增 益的功率放大器。另外，在本发明的功率放大器中，优选的是，上述前级失真补偿电路及/或上述输出级失真补偿电路是电阻及电容器的串联电路，通过改变上述电阻的电阻值及上迷 电容器的静电电容的两者中的至少一方，将上述前级偏置电路及/或上述输出级偏置 电路的输出阻抗值设定为目标值。
根据上述构成，可根据电阻的电阻值及/或电容器的静电电容来设定前级偏置电 路及/或输出级偏置电路的输出阻抗为目标值。另外，当上述输出级补偿电路为上述串 联电路时，理想的是，将电阻的电阻值设定为O,并将电容器的静电电容设定为无限大 时，便能使输出级偏置电路的输出阻抗为0，从而能够使输出级双极晶体管的饱和输出 功率达到最大。
另外，在本发明的功率放大器中，优选的是，上述串联电路与输出级基极镇流电 阻及/或前级基极镇流电阻并联连接，其中，该输出级基极镇流电阻连接于输出级双 极晶体管的基极端上，该前级基极镇流电阻连接于前级双极晶体管的基极端上。
根据上述构成，通过将上述串联电路与基极镇流电阻进行并联连接，可抑制由该 基极镇流电阻所导致的、施加到前级双极晶体管及/或输出级双极晶体管上的基极电 压的下降，并进一步抑制上述饱和输出功率的下降。
另外，当无线通信装置具备本发明提供的上述任意一种功率放大器、以及用于接 收来自上述功率放大器的输出信号并将该输出信号发送至外部的发送天线时，则该无 线通信装置也能实现相同的上述效果。
根据本发明，既能提供低失真、高效率的功率放大器，还能减小饱和输出功率的 下降的可能性。因此，本发明适用于便携式终端等无线通信装置中的、对数字信号的 调制波进行低失真、高效率功率放大的功率放大器、该功率放大器的控制方法、以及 具有该功率放大器的无线通信装置。
本发明并不限于上述各实施方式，可以根据权利要求所示的范围进行各种变化， 适当地组合在不同实施方式中所说明的技术手段而得到的实施方式也包含于本发明的 技术范围之内。
另外，本发明详细说明中的上述具体实施方式
或实施例仅仅是揭示本发明的技术 内容的示例，本发明并不限于上述具体示例，不应对本发明进行狭义的解释，可在本 发明的精神和权利要求的范围内进行各种变化。
2权利要求
1.一种功率放大器，具有多个由双极晶体管构成的放大级、构成多个上述放大级中的输出级并连接于输出级双极晶体管的基极端上的输出级偏置电路、以及构成上述输出级的前级的放大级并连接于前级双极晶体管的基极端上的前级偏置电路，其特征在于，还具有输出级失真补偿电路，用于设定上述输出级偏置电路的输出阻抗，使得上述输出级双极晶体管的饱和输出功率成为最大输出功率；以及前级失真补偿电路，用于根据上述饱和输出功率为最大时上述输出级双极晶体管的输出功率相对于输入功率的振幅失真特性、以及上述前级双极晶体管的输出功率相对于输入功率的振幅失真特性来设定上述前级偏置电路的输出阻抗，使得抵消上述功率放大器的输出功率相对于输入功率的振幅失真。
2. 根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于上述前级双极晶体管的上述振幅失真特性具有该前级双极晶体管的增益随输出功 率的增加而减少的特性，上述输出级双极晶体管的上述振幅失真特性具有该输出级双 极晶体管的增益随输出功率的增加而增加的特性。
3. 根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于上述前级失真补偿电路是串联连接有电阻及电容器的串联电路，上述前级失真补 偿电路通过改变上述电阻的电阻值及/或上述电容器的静电电容，将上述前级偏置电 路的输出阻抗值设定为目标值。
4. 根据权利要求3所述的功率放大器，其特征在于上述前级失真补偿电路与前级基极镇流电阻并联连接，该前级基极镇流电阻连接 于上述前级双极晶体管的基极端上。
5. 根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于 上述输出级失真补偿电路是串联连接有电阻及电容器的串联电路， 上述输出级失真补偿电路通过改变上述电阻的电阻值及/或上述电容器的静电电容，将上述输出级偏置电路的输出阻抗值设定为目标值。
6. 根据权利要求5所述的功率放大器，其特征在于上述输出级失真补偿电路与输出级基极镇流电阻并联连接，该输出级基极镇流电阻连接于上述输出级双极晶体管的基极端上。
7. —种功率放大器的控制方法，该功率放大器具有多个由双极晶体管构成的放 大级、构成多个上述放大级中的输出级并连接于输出级双极晶体管的基极端上的输出 级偏置电路、以及构成上述输出级的前级的放大级并连接于前级双极晶体管的基极端 上的前级偏置电路，该功率放大器的控制方法的特征在于设定上述输出级偏置电路的输出阻抗，使得上述输出级双极晶体管的饱和输出功 率为最大输出功率；以及根据上述饱和输出功率为最大时上述输出级双极晶体管的输出功率相对于输入功 率的振幅失真特性、以及上述前级双极晶体管的输出功率相对于输入功率的振幅失真 特性来设定上述前级偏置电路的输出阻抗，使得抵消上述功率放大器的输出功率相对 于输入功率的振幅失真。
8. 根据权利要求7所述的功率放大器的控制方法，其特征在于 将上述前级双极晶体管的工作方式设定为A类或AB类，并将上述输出级双极晶体管的工作方式设定为B类或AB类。
9. 一种无线通信装置，其包括权利要求1至6中的任意一项所述的功率放大器；以及发送天线，接收来自上述功率放大器的输出信号并向外部发送该输出信号。
全文摘要
本发明所提供一种功率放大器，其具有输出级失真补偿电路，用于设定偏置电路的输出阻抗值，使得输出级的信号放大用双极晶体管的饱和输出功率达到最大；前级失真补偿电路，根据饱和输出功率达到最大时输出级双极晶体管的输出功率相对于输入功率的振幅失真特性、以及前级的信号放大用双极晶体管的输出功率相对于输入功率的振幅失真特性来设定前级偏置电路的输出阻抗值，使得抵消上述功率放大器的输出功率相对于输入功率的振幅失真。由此，实现功率放大器的低失真、高效率性能，同时可减少饱和输出功率的降低。
文档编号H03F3/20GK101677229SQ20091015984
公开日2010年3月24日 申请日期2009年7月6日 优先权日2008年9月18日
发明者浅野宏之 申请人:夏普株式会社