专利名称：多频带匹配电路、以及多频带功率放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于放大器等的匹配电路以及功率放大器。更详细地说，涉及能够在
多个频带中同时匹配放大元件等具有频率特性的电路元件的输入输出阻抗和周边电路的 阻抗的多频带匹配电路以及包括该多频带匹配电路的多频带功率放大器。
背景技术：
今年来，随着通过无线通信提供的服务变得多样化，要求在无线机中能处理多个 频带的信号(多频带化)。例如，在无线LAN的标准的IEEE802. lla/b/g的各个标准中，规 定了 5. 2GHz带以及2. 4GHz带的两个频带。 在无线机中搭载了对无线频带的信号进行放大后提供给天线的功率放大器。由于 功率放大器是功耗大的装置，因此被要求进行高效率动作。为了满足这一要求，需要设置在 动作频带中对效率最佳化的匹配电路，当想要在不同的两个频带的双方中使效率最佳时， 通常采用通过开关将对各个频带最佳设计的电路进行切换等结构。 图13是在非专利文献1等中所公开的可放大两个频带的各个信号的双频带 功率放大器300的结构的一例，其结构为通过两个单输入双输出的SPDT(single-pole double-throw ;单刀双掷)开关30根据动作频率来切换为5. 2GHz带专用而设计的5. 2GHz 带放大器10和为2. 4GHz带专用而设计的2. 4GHz带放大器20。 构成图13的双频带功率放大器300的各个频带用放大器10、20分别如图14所示 那样由输入侧匹配电路41、放大元件60、输出侧匹配电路42构成。放大器的性能由放大元 件自身的特性和匹配电路的特性所决定，因此在各个频带用放大器10、20的放大元件60的 两端连接的各个匹配电路41、42被最佳化，以在各个频带中获得匹配。图13的双频带功率 放大器300根据动作频带，通过SPDT开关30来切换使用这样最佳化了的匹配电路所构成 的各个频带用放大器10、20，因此如果SPDT开关的插入损耗充分小，则各个放大器将会高 输出、高效率地动作。[非专利文献1]千葉耕司他、「移動機」、NTT DoCoMo于夕二力A - Y — f ;K2002 年、Vo1. 10、 No. l、p. 15-20 在以上这样的双频带功率放大器中，由于放大元件有着具有频率特性的阻抗，因 此从与使用频带相对应的匹配电路进行组合的必要出发，需要设置用于第1频带和用于第 2频带的双系统的放大器。因此，存在放大元件和输入输出匹配电路等部件数目增多，不仅 是装置会大型化，还因在各个部件中的功耗而导致电路整体的功耗增大的问题。此外，因 SPDT开关的插入损耗，还产生输出功率降低且效率下降的问题。进而，在各个频带中同时高 效率地放大两个频带的混合信号时，需要分配器以及合成器，还存在电路规模增大的问题 (例如，参照特表2003-504929号公报)。
发明内容
本发明的目的在于实现能够同时在多个频带中匹配的匹配电路，并由此实现仅凭
5一个就能够同时放大多个频带的混合信号而无需对每个频带设置多个放大器的多频带功 率放大器。 本发明的多频带功率放大器包括放大元件和本发明的多频带匹配电路。
本发明的多频带匹配电路包括第1匹配单元和第2匹配单元，多频带匹配电路被 插入到有着具有频率特性的阻抗Z工(f)的电路元件和具有预先决定的阻抗Z。的电路(以 下，称为"系统电路")之间的信号路径上，并且在两个频带中同时使电路元件的阻抗Z工(f) 与系统电路的阻抗Z。相匹配。 第1匹配单元，其一端与上述电路元件连接，将第1频带中的阻抗变换为Z。。
第2匹配单元包括串联匹配部件和并联匹配部件，该串联匹配部件是其一端与上 述第1匹配单元的另一端连接且其另一端与上述系统电路连接，并且特性阻抗与系统电路 的阻抗Z。相等的传输线路，或至少是在第1频带中与上述传输线路等效的电路，该并联匹 配部件的一端在上述串联匹配部件的另一端上与上述信号路径连接，其另一端接地。
此外，上述并联匹配部件构成为，在上述第1频带中与上述信号路径的连接点成 为阻抗开路(open)状态。并且，通过适当设计上述串联匹配部件以及上述并联匹配部件， 从而使第2频带中的阻抗与Z。匹配。 根据本发明，能够实现可同时在多个频带中匹配的匹配电路，并由此能够实现仅 凭一个就能够同时放大多个频带的混合信号而无需设置多个放大器的多频带功率放大器。
图1是实施例1的多频带匹配电路的功能方框图。
图2是表示两个频带的关系的像图。 图3是实施例1的多频带匹配电路的变形例的功能方框图。
图4是表示三个频带的关系的像图。
图5是由两段的LC谐振电路构成第1并联块的像图。
图6是图5的构成中的频率_阻抗特性图。 图7A是表示串联排列了两个实施例1的多频带匹配电路的变形例的第2匹配单 元时的构成例子的功能方框图。 图7B是表示并联排列了两个实施例1的多频带匹配电路的变形例的第2匹配单 元时的构成例子的功能方框图。 图8是实施例2的多频带匹配电路的功能方框图。
图9是表示N个频带的关系的像图。 图10是由m-l段的LC谐振电路构成第1并联块的像图。
图11是实施例4的多频带功率放大器的功能方框图。 图12是表示实施例4的多频带功率放大器的反射衰减量以及增益与频率特性的 例子的图。 图13是表示以往的多频带放大器的功能方框图的一例的图。 图14是表示以往的各频带用放大器的功能方框图的一例的图。 图15A是表示至少在中与特性阻抗为Z。的传输线路等效的电路的构成例子的图。
图15B是表示图15A的具体构成例子的图。 图15C是表示图15A的其他具体构成例子的图。 图16A是表示至少在中与特性阻抗为Z。的传输线路等效的电路的其他构成例 子的图。 图16B是表示图16A的具体构成例子的图。 图16C是表示图16A的其他具体构成例子的图。 图17是表示在实施例1中，第1并联块中采用了并联谐振电路时的构成例子的 图。 图18是表示在实施例1中，第1并联块中采用了并联谐振电路时的其他构成例子 的图。 图19是表示在实施例1中，第1并联块中采用了串联谐振器时的构成例子的图。 图20A是表示至少在以及b2中与特性阻抗为Z。的传输线路等效的电路的构成 例子的图。 图20B是表示图20A的具体构成例子的图。 图20C是表示图20A的其他具体构成例子的图。 图21A是表示至少在以及b2中与特性阻抗为Z。的传输线路等效的电路的其他 构成例子的图。 图21B是表示图21A的具体构成例子的图。 图21C是表示图21A的其他具体构成例子的图。 图22A是表示利用可变电容器来构成图20C的可变电感器的例子的图。 图22B是表示利用可变电容器来构成图21B的可变电感器的例子的图。 图22C是表示以电感器和电容器的串联连接或并联连接来构成图21A的各个元件
的例子的图。 图23是表示在实施例2中，第1并联块中采用了并联谐振电路时的构成例子的 图。 图24是表示在实施例2中，第1并联块中采用了并联谐振电路时的其他构成例子 的图。 图25是表示在实施例2中，第1并联块中采用了串联谐振器时的构成例子的图。 图26是实施例3的多频带匹配电路的功能方框图。
具体实施例方式
以下，详细说明本发明的实施方式。 [OOM][实施例1] 图1表示实施例1的匹配电路100。匹配电路100是对于图2所示那样的中心频 率为4、 f2的两个频带h、 b2的信号的匹配电路。匹配电路100被插入到有着具有频率特 性的阻抗Z工(f)的放大元件60和具有预先决定的阻抗Z。(例如50Q、75Q等)的系统电路 50之间的信号路径上。并且，匹配电路100对于Vlv使放大元件60的阻抗Zjf)与系统 电路50的阻抗Z。相匹配。 匹配电路IOO由第1匹配单元110和第2匹配单元120构成，第2匹配单元120由串联匹配部件121和并联匹配部件122构成。 第1匹配单元110的一端与放大元件60连接，并且进行阻抗变换，使得从另一端 (图1的A点)看时，放大元件60在第l频带^中的阻抗Zjf》成为Z。。第1匹配单元110 的构成是任意的，例如考虑基于传输线路和短截线(stub)的结构、基于串联电感器和并联 电容器的结构等。另外，关于放大元件60在b2中的阻抗Z工(f》，这里暂时被变换为Z(f2)。
第1匹配单元110的另一端与串联匹配部件121的一端连接，串联匹配部件121 的另一端与系统电路50连接。串联匹配部件121由特性阻抗为Z。的传输线路或至少在 中与上述传输线路等效的延迟电路构成。图15A、图16A表示至少在^中的特性阻抗与Z。 相等的电路的构成例子。这里，Zp^设为纯虚数。ZpZ2在l^中，图15A中具有以下关系
[数1] Z，- 2f。2Z'2 (1) 在图16A中具有以下关系
[数2] Z7 = Zo —Zl (2)
的情况下，分别对t^中的匹配不会带来影响。通过使用图15A、图16A所示的结构， 在第1匹配单元110中被变换的^中的匹配状态被维持而与上述的延迟电路的延迟量无 关。这里，Z"Z2只是规定了它们的关系而已，电感器和电容器、或者与其具有同样的特性的 分布常数电路或电路元件组等的具体结构可以适当选择。从而，还可以为了获得在h中的 阻抗的匹配而适当设定各个元件值。另一方面，在由传输线路构成了串联匹配部件121的 情况下，在^中的匹配被维持而与延迟量无关。因此，传输线路的延迟量可以任意设定，可 以将该延迟量用于获得h中的阻抗的匹配。作为图15A的具体例子，表示图15B和图15C。 此外，作为图16A的具体例子，表示图16B和图16C。此外，通过它们的串联连接或者与其相 当的电路，可获得同样的效果。 第1匹配单元110和串联匹配部件121被串联设置在连接系统电路50和放大元 件60的信号路径上。另一方面，并联匹配部件122以从该信号路径分支的形式，与系统电 路50和电路元件60并联地设置。 并联匹配部件122的一端在串联匹配部件121的另一端上与信号路径连接，而另 一端接地。并联匹配部件122进行b2的阻抗匹配，因此承担适当设定电抗值，用于调整阻 抗的功能。但是，并联匹配部件122不应对在第1匹配单元110中被变换的中的阻抗Z。 带来影响。为了满足这样的功能、要件，并联匹配部件122通过两个块的串联连接来构成。 第1并联块122a是对于t^的信号，起到用于从信号路径断开并联匹配部件122的开关的作 用的块。此外，第2并联块122b是在b2中的阻抗变换时，用于设定适当的电抗值的块。另 外，第2并联块122b也可以使用前端开路线路构成为电容性的电抗块。
第1并联块122a设计为在t^中与信号路径的连接点成为阻抗开路状态(=从 连接点看向并联匹配部件122侧的阻抗无限大或者大到不会对^中的匹配带来影响的程 度)。可以认为通过这样建立阻抗开路状态，无需使用开关元件来进行导通/关断(ON/ OFF)，并联匹配部件122就从信号路径被断开。作为中的阻抗开路状态的建立方法，例如由谐振频率与^相等的包括电容器C和电感器L的并联谐振电路构成等方法，但也可以 由其他任意的方法来构成。图17表示以并联谐振电路构成第1并联块122a，以前端开路线 路构成了第2并联块122b时的方框图。另外，在以并联谐振电路构成第1并联块122a时， 4、 C和L之间的关系如下式所示。
[数3] ./i =——^= ( 3 ) 另一方面，在、中，并联匹配部件122成为作为特定的电抗而存在的状态，第1并 联块122a和第2并联块122b作为一体而构成并联匹配部件122。并联匹配部件122承担 用于h中的阻抗变换的电抗值的设定功能。在通过基于电容器和电感器的并联电路来构 成第1并联块122a时，f2中的电抗Z^成为下式所示。
[数4] 因此，在以并联谐振电路构成了第1并联块122a时，若满足式(3)，并且设定C和 L使得式(4)中的Z^成为b2中的阻抗匹配所需的电抗，则不需要第2并联块122b，如图18 所示那样仅凭第1并联块122a就能够构成第1并联匹配部件122。 此外，第1并联块122a也可以如图19所示那样通过传输线路122asl和由L、C构 成的谐振频率为^的串联谐振器的组合来构成，传输线路122asl的长度为^的波长A工的 1/4波长。该结构中，在lv传输线路122asl的连接了串联谐振器的一端成为阻抗短路状 态，因此与第2并联块122b的结构无关地，传输线路122asl的另一端成为阻抗开路状态， 从而可以认为并联匹配部件122从电路中被断开。另一方面，在b2中，串联谐振器成为作 为特定的电抗存在的状态。结果，第1并联块122a和第2并联块122b作为一体而构成并 联匹配部件122，成为作为特定的电抗而存在的状态。并且，并联匹配部件122与串联匹配 部件121 —同承担用于、中的阻抗变换的电抗值的设定功能。 另外，第1并联块122a和第2并联块122b，在图1中是将第1并联块122a配置在 信号路径侧，将第2并联块122b配置在接地侧，但这一排列也可以是相反的。但是，在相反 的情况下，^中的阻抗开路部分在两个块的连接点处发生，因此存在信号路径上所连接的 第2并联块122b会对t^中的阻抗的匹配状态带来影响的顾虑。因此，这样的情况下，可通 过以集中常数元件(lumped constant element)来构成第2并联块122b的方式来减少影 响。由此，可以将与信号路径的连接点视为^中的阻抗开路状态，可以认为并联匹配部件 122从信号路径被断开。此外，当第1并联块122a这样处于接地侧的情况下，也可以通过以 长度为^中的波长的1/4的传输线路来构成第1并联块122a，从而建立阻抗开路状态。这 时，传输线路的阻抗是任意的，可以将该阻抗作为用于b2中的阻抗匹配的设计参数来使用。
通过如上那样构成各个匹配单元，关于lv在第1匹配单元110中被阻抗变换为Z。 的状态被原样维持，在P1中能够与Z。相匹配，关于lv在第1匹配单元110中被暂时变换 为不是Z。的Z (f2)，但无论是什么样的Z (f2)，通过适当设计串联匹配部件121和并联匹配 部件122，在P1中都能够与Z。相匹配。 并且，无需基于物理开关来进行切换就会自动成为以下状态，即对于^为并联匹
9配部件122从信号路径被断开，并且对于b2为并联匹配部件122与信号路径相连接。因此， 通过进行上述那样的设计，在同时输入了两个频带的信号的情况下，也能够同时获得匹配。 此外，能够实现低损耗的多频带匹配电路，其不存在当使用物理开关的情况下产生的基于 开关的导通电阻的损耗。 另外，构成匹配电路100的各个单元、各个部件以及各个块，只要能够实现各自所 承担的功能，则也可以由分布常数线路、元件或其组合，或者多个分布常数线路、多个元件 或其组合来构成。元件可以是电阻(包括可变电阻)、电容器(包括可变电容器)、电感器 (包括可变电感器)那样的线性元件和二极管等非线性二端子元件等，没有特别的限定。
此夕卜，^和f2的大小关系不是问题，但期望设为^ > f2。理由是这样构成的情 况下，容易充分确保带宽，构成并联谐振电路的各个电感器和电容器的元件值较小即可，此 外，例如将第1并联块122a设为传输线路的情况下，将高的频率设为^时能够縮短线路长 度。[变形例] 图3表示实施例1的变形例的匹配电路150。匹配电路150是对实施例1的第1 匹配单元110应用参考文献1中所公开的双频带匹配电路，例如在图4所示那样的将中心 频率设为&、f2、f3的三个频带的信号中，选择^和f3的组合或者f2和f3的组合的其中一 个，从而可同时对选择的频带的组合进行匹配的匹配电路。[参考文献1]福田敦史他、「MEMS ^ < ，企用0 t 7 A ， K >卜'電力增幅器」、 電子情報通信学会総合大会、2004年、C-2-4、 p. 39 第1匹配单元110由主匹配块151、延迟电路152、开关153和副匹配块154构成， 通过开关153的切换，将放大元件60在中的阻抗Z工(f》和在b2中的阻抗Z工(f》选择性 地变换为Z。。简单说明这一原理。延迟电路152由l^中的特性阻抗为Z。的传输线路等构 成。在^中，主匹配块151将阻抗由Zjf》变换为Z。。并且，由于延迟电路152的特性阻抗 为Z。，因此在开关153为关断(OFF)状态时，在点A能够与Z。相匹配。另一方面，在h中， 主匹配块151将阻抗由Z工(f》变换为不是Z。的Z(f2)。然后，通过适当设定延迟电路152的 延迟量和副匹配块154的电抗值，在开关153为导通(ON)状态时，无论是什么样的Z(f》， 都能够在P1中与Z。相匹配。在如上这样的原理下，从图3的A点看向P2侧的l^中的阻抗 在开关153为OFF状态时成为Z。， b2中的阻抗在开关153为ON状态时成为Z。。另一方面， 第3频带b3(中心频率f3)中的阻抗在OFF状态时被变换为Z(f3)，在0N状态时被变换为 Z' (f3)。 第2匹配单元120需要构成为，在第1匹配单元110中根据开关153的状态而关 于^或者h的其中一个获得的匹配状态(阻抗Z。)在P1中也被维持，并且，关于b3从Pl 看向P2侧的阻抗成为Z。。因此，如下那样构成。 串联匹配部件121由延迟电路构成使得不会损害bp b2中的匹配状态，该延迟电 路基于特性阻抗为Z。的传输线路，或是至少在^以及b2中与上述传输线路等效的电路。 图20A、图21A表示至少在^以及b2中与上述传输线路等效的电路的构成例子。这里，调 整可变元件，使得^、 Z2至少在以及b2的每一个中，在图20A满足式(1)，在图21A满足 式(2)。作为图20A的具体例子，表示图20B和图20C。此外，作为图21A的具体例子，表示 图21B和图21C。此外，通过它们的串联连接或者与其相当的电路，可获得同样的效果。这
10里，可变电感器大多在制造上带有困难。但是，如果是分流电感器(shunt inductor)，则可 使用可变电容器来构成可变电感器。图22A以及图22B表示分别使用可变电容器来构成图 20C以及图21B的可变电感器的例子。在图22A中设计为， 一端接地的、电感为L的电感器 和电容为C的电容器的串联连接构成串联谐振器，其谐振频率成为第n频带bn的中心频率 fn。这时，串联谐振器的另一端在4中成为阻抗短路状态，分流电感器的电感成为1^。另一 方面，在其他频率中，串联谐振器的另一端不会成为阻抗短路状态，能够将分流电感器的电 感设为1^+L2。此外，通过将构成串联谐振器的电容器设为可变电容器，能够将fn设为可变。 进而，通过使用更多的串联谐振器，能够应对更多的电感。并且，还能够将电感为L的电感 器和可变电容器的串联连接设为并非无限大的电抗元件，并与分流电感器作为一体而构成 Z1Q在图22B中，在分流电感器上连接了一端接地的电容为C的电容器。设计为作为分流 电感器的一部分的电感为L的电感器和电容为C的电容器的串联连接构成串联谐振器，其 谐振频率为fn。这时，分流电感器和串联谐振器的连接部分在fn中成为阻抗短路状态，分 流电感器的电感成为k。另一方面，在其他频率中，成为阻抗短路状态的位置不同，因此能 够对每个频率变更分流电感器的电感。此外，通过将电容器设为可变电容器，能够应对更多 的电感。进而，还能够将电感为L的电感器和可变电容器的串联连接设为并非无限大的电 抗元件，并与分流电感器作为一体而构成关于分流电感器的可变化，也能够应用于使用 同样的分流电感的其他实施例中。从而，关于上述的实施例，可设为仅利用了可变电容器， 而不利用分流可变电感器的结构。此外，也可以如图22C那样以电感器和电容器的串联连 接或并联连接来构成图21A的各个元件。这些元件的并联连接以谐振频率为界，可根据频 率而取电感性和电容性的电抗。从而，通过设计为在^、b2中分别成为所期望的电抗，能够 在各个频率中满足式(2)。这里，图22C是一例，基于同样的想法，可考虑各种变化。此外， 通过对这些各个元件使用可变设备，可考虑更多的变化。 第1并联块122a设计为在t^以及、中，与信号路径的连接点成为阻抗开路状态。 例如，考虑由可变电容器和电感器的并联电路来构成并且根据开关的状态来改变电容器的 电容，开关153为0FF状态时在^谐振，开关153为0N状态时在f2谐振的方法。此外，还考 虑通过谐振频率为f2以上且^以下的固定电容器和电感器的并联电路来构成的方法。进 而，通过图5所示那样的串联连接与各个频带对应的固定电容器和电感器的并联谐振电路 122al、122a2的结构、图23、图24那样的由关于l^的并联谐振电路122al和对其附加了电 感器或者电容器的关于b2的谐振电路122a2构成的结构，在各个频带中也能够实现阻抗开 路状态。此外，在图5的结构中，若在并联谐振电路122al的信号路径侧或在并联谐振电路 122al和并联谐振电路122a2之间插入传输线路，则通过适当设计其长度，能够将该传输线 路用于中的匹配。图6是表示在图5的结构中122al为在2. 6GHz谐振的并联谐振电 路，122a2为在1. 5GHz谐振的并联谐振电路的情况下的频率_阻抗特性的图。实线是并联 谐振电路122al的特性，虚线是串联连接了并联谐振电路122al和并联谐振电路122a2时 的特性。由图6的虚线可知，在这两个频带中能够实现阻抗开路状态。另外，在图5中将电 容器和电感器的并联谐振电路设为两段结构，但还可以通过在电容器或电感器的任一个或 两者中使用可变部件，从而以一段来构成。 进而，第1并联块122a也可以通过以下方式来构成，即图25所示那样长度为^的 波长A工的1/4波长的传输线路122asl和由Lp Q构成的谐振频率为^的串联谐振器的组合、以及在^中与传输线路122asl为一组并且长度为f2的波长、的1/4波长的传输 线路122as2和由L2、 C2构成的谐振频率为f2的串联谐振器的组合。该结构中，在b"传输 线路122asl的连接了由Q构成的串联谐振器的一端成为阻抗短路状态，因此传输线路 122asl的另一端成为阻抗开路状态，从而可认为并联匹配部件122从电路被断开。在b2， 传输线路122as2的连接了由L2、 C2构成的串联谐振器的一端成为阻抗短路状态，因此与传 输线路122as2 —体地构成波长A 2的1/4波长线路的传输线路122asl的信号路径侧端成 为阻抗开路状态，从而可以认为并联匹配部件122从电路被断开。另一方面，在lv并联匹 配部件122成为作为特定的电抗而存在的状态，第1并联块122a和第2并联块122b作为 一体而构成并联匹配部件122，承担用于b3中的阻抗变换的电抗值的设定功能。图25所示 的结构在增加匹配频带(band)数目的情况下也同样适用。此外，传输线路122asl、122as2 通过调整其长度，还能够在的匹配中使用。另一方面，在b3，成为在信号路径上连接了 特定的电抗的状态，具体地说，第1并联块122a和第2并联块122b作为一体而构成并联匹 配部件122，承担用于、中的阻抗变换的电抗值的设定功能。 但是，这里成为匹配对象的阻抗在开关153为OFF状态时为Z(f3)， ON状态时为 Z' (f》，有所不同，因此在Z(f》和Z' (f3)相差很大的情况下，例如考虑对串联匹配部件 121应用图20A或图21A的结构，或者关于第2并联块122b也构成为电抗值可变，并根据开 关153的状态来改变电抗值。 另外，第1并联块122a和第2并联块122b的排列也可以是相反的。但在此时，由 于阻抗开路部分会在两块的连接点产生，因此存在信号路径上连接的第2并联块122b对t^ 中的阻抗的匹配状态带来影响的顾虑。因此，这样的情况下，可通过以集中常数元件来构成 第2并联块122b的方式来减少影B向。由此，可以将与信号路径的连接点设为阻抗开路状态，
认为并联匹配部件122从信号路径被断开。此外，当第1并联块122a这样处于接地侧的情 况下，也可以通过例如以长度为^中的波长的1/4以上且&中的波长的1/4以下的传输线 路来构成第1并联块122a，从而建立阻抗开路状态。尤其，在两个频率分离的情况下，可以 考虑将长度设为对各个频率进行了平均之后的频率中的波长的l/4。这时，传输线路的阻抗 是任意的，可以将b3中的线路阻抗作为用于、中的匹配的设计参数来使用。
此外，还考虑如图7A所示那样，将被设定为b3中Z(f》、Z' (f3)分别与Z。相匹 配的两个第2匹配单元120'(以下称为"第2-1匹配单元120' -l'V'第2-2匹配单元 120' -2")串联连接的结构。第2-l匹配单元120' -1以及第2-2匹配单元120' -2是 如图7A所示那样对第2匹配单元120增加了开关123'的结构，开关123'配合开关153 的状态而进行切换。例如，当开关153为0FF状态时，将开关123' -l设为ON状态，开关 123' -2为0FF状态(以下称为"第1状态")，当开关153为0N状态时，将开关123' -1 设为0FF状态，开关123' -2为0N状态(以下称为"第2状态")。通过这样构成，在第l 状态下能够同时在^和b3中获得匹配，在第2状态下能够同时在b2和b3中获得匹配。但 是，在第1状态下、中对Z。的匹配需要在第2-1匹配单元120' -1中获得，并且其在通过 了第2-2匹配单元120' _2之后也需要维持，因此第2-2匹配单元120' _2的串联匹配 部件121' -2需要由特性阻抗为Z。的传输线路或基于在b3中也与上述传输线路等效的 电路的延迟电路来构成。这时，只要设计使得第l并联块122a' -l在h中，第l并联块 122a' _2在132中，各自与信号路径的连接点成为阻抗开路状态即可。进而，还考虑如图7B所示那样，将被设定为、中Z(f》、Z' (f3)分别与Z。相匹配的两个第2匹配单元120(以 下称为"第2-1匹配单元120-1 "、"第2-2匹配单元120-2")，通过两个SPDT开关123配合 着开关153的状态对连接进行切换的结构。即，在开关153为OFF状态时切换为第2-1匹 配单元120-1，在开关153为ON状态时切换为第2-2匹配单元120-2。通过这样构成，在开 关153为OFF状态时，无论Z (f3)为什么样的值，关于和b3都能够同时获得匹配，在开关 153为0N状态时，无论Z' (f3)为什么样的值，关于132和133都能够同时获得匹配。
另外，第1并联块122a和第2并联块122b的排列也可以是相反的。但在此时，由 于阻抗开路部分会在两块的连接点产生，因此存在信号路径上连接的第2并联块122b对 ^以及、中的阻抗的匹配状态带来影响的顾虑。因此，这样的情况下，可通过以集中常数 元件来构成第2并联块122b的方式来减少影响。由此，可以将与信号路径的连接点设为阻 抗开路状态，认为并联匹配部件122从信号路径被断开。此外，当第1并联块122a这样处 于接地侧的情况下，也可以通过例如以长度为^中的波长的1/4的传输线路来构成第1并 联块122a-l和122a' -l，并且以长度为f2中的波长的1/4的传输线路来构成第1并联块 122a-2和122a' -2，从而建立开路状态。
[实施例2] 图8表示实施例2的匹配电路200。匹配电路200是对于图9所示那样的中心频
率为^、&.....f,的第l至第N频带的信号的匹配电路，通过将其插入到有着具有频率特性
的阻抗Z工(f)的放大元件60和具有预先决定的阻抗Z。的电路(以下称为"系统电路50") 之间的信号路径上，使放大元件60的阻抗Z工(f)与系统电路50的阻抗Z。相匹配。
匹配电路200由第1匹配单元110和第m(m = 2、3、 . . . 、 N)匹配单元220构成。 第m匹配单元220分别由串联匹配部件221和并联匹配部件222构成(另外，关于m = 2， 为了便于说明，与实施例1同样地称为第2匹配单元120、串联匹配部件121、并联匹配部件 122)。 在匹配电路200中，第1匹配单元110和第2匹配单元120的功能与实施例1的 匹配电路IOO完全相同。因此，在t^以及h中，放大元件60在^以及h中的阻抗Zjf》 以及Z工(f2)通过第1匹配单元110和第2匹配单元120而被变换，从图8的A点看向P2侧 的阻抗都是Z。。 第m匹配单元220在第m频带bm (中心频率fm)中，对从图8的B点看向P2侧的 并非Z。的阻抗Z(fJ进行变换，使得在从C点看向P2侧时成为Z。。 第m匹配单元220的串联匹配部件221的一端与第m-l匹配单元220'的串联匹 配部件221'的一端连接，另一端与第m+l匹配单元的串联匹配部件的一端连接。但是，在 m二N(第N匹配单元220")时，另一端与系统电路50连接。第m匹配单元220的串联匹 配部件221由特性阻抗为Z。的传输线路或基于至少在第1至第m-l的频带中与上述传输 线路等效的电路的延迟电路来构成。通过这样构成，尽管存在第m匹配单元220的串联匹 配部件221，在第1至第m-l匹配单元220'的各个匹配单元中被变换的第1至第m-l频带 中的匹配状态也被维持。从而，为了获得bm中的阻抗匹配，可适当设定第m匹配单元的串 联匹配部件221。这里，至少在l^至bm的所有频带中与上述传输线路等效的电路，可通过 采用图20A、图20B、图20C、图21A、图21B、图21C、图22A、图22B、图22C等来达成。
串联匹配部件221被串联地设置在连接系统电路50和放大元件60的信号路径上。另一方面，并联匹配部件222以从该信号路径分支的形式，与系统电路50和放大元件 60并联地设置。 并联匹配部件222的一端在串联匹配部件221的另一端上与信号路径连接，而另 一端接地。并联匹配部件222为了进行bm的阻抗匹配，承担适当设定电抗值，并调整阻抗 的功能。但是，为了与^至lv工同时获得bm中的匹配，并联匹配部件222不应对在第l至 第m-l匹配单元中被变换的^至lv工中的阻抗Z。带来影响。为了满足这样的功能、要件， 并联匹配部件222通过两个块的串联连接来构成。第1并联块222a是对于至bm—工的所 有频带的信号，起到用于从信号路径断开并联匹配部件222的开关的作用的块。此外，第2 并联块222b是在bm中的阻抗变换时，用于设定适当的电抗值的块。 第1并联块222a设计为在至bm—工的所有频带中与信号路径的连接点成为阻抗 开路状态(二从连接点看向并联匹配部件222侧的阻抗无限大或者大到不会对^至lvJ勺
所有频带中的匹配带来影响的程度)。通过这样建立阻抗开路状态，无需使用开关元件来进 行导通/关断(0N/0FF)，可等效地根据频率而附加或断开并联匹配部件。作为t^至lv J勺 所有频带中的阻抗开路状态的建立方法，例如作为电容器和电感器的并联谐振电路来构成 第1并联块222a时，考虑将其构成为谐振频率为fm—工以上且^以下。尤其，在两个频率分 离的情况下，考虑以对各个中心频率进行平均后的频率作为谐振频率的、电容器和电感器 的并联谐振电路来构成。进而，通过图IO所示那样串联连接谐振频率与各个频带对应的、
电容器和电感器的并联谐振电路222al、222a2.....222a(m-l)的结构，也能够在各个频带
中实现阻抗开路状态。此外，若至少在并联谐振电路222al、222a2.....222a(m-l)的任意
一个中利用可变设备，则能够减少并联谐振电路的数目。 另外，第1并联块222a和第2并联块222b的排列也可以是相反的。但在此时，由 于阻抗开路部分会在两块的连接点产生，因此存在信号路径上连接的第2并联块222b对 t^至lv工中的阻抗的匹配状态带来影响的顾虑。因此，这样的情况下，可通过以集中常数元 件来构成第2并联块222b的方式来减少影响。由此，可以将与信号路径的连接点设为阻抗 开路状态，认为并联匹配部件222从信号路径被断开。此外，当第1并联块122a这样处于 接地侧的情况下，也可以通过例如以长度为^中的波长的1/4的传输线路构成第1并联块 122a，并以长度为^中的波长的1/4以上且fm—工中的波长的1/4以下的传输线路来构成第 1并联块222a，从而建立阻抗开路状态。这时，在两个频率分离的情况下，考虑将长度设为 对各个中心频率进行了平均之后的频率中的波长的1/4。 第m匹配单元在这样的结构下，通过适当设定串联匹配部件221和并联匹配部件 222，无论B点中的Z(fm)是什么样的值，都能够进行变换使得在C点成为Z。。
将以上那样的第m匹配单元中的bm的阻抗匹配同样地进行至m = N为止，从而能 够使从Pl看向P2侧的各个频带的阻抗都与Z。相匹配。 并且，可根据所输入的信号的频带自动地进行仅有关bm的信号的匹配的并联匹配 部件222的断开和连接，而无需使用物理开关，因此在同时被输入了第1至第N的N个频带 的信号的情况下，也能够同时获得匹配，并且，能够实现没有开关的导通电阻损耗的低损耗 的多频带匹配电路。 另外，匹配电路200的结构或匹配原理有关的其他事项与匹配电路100相同，因此 在这里省略其说明。
[实施例3] 图26表示实施例3的多频带匹配电路400的结构例子。多频带匹配电路400由 第1匹配单元410和第2匹配单元420构成，第2匹配单元420由串联匹配部件421和并联 匹配部件422构成。此外，并联匹配部件422由第1并联块422a和第2并联块422b构成。 即，结构骨架与多频带匹配电路100相同。但是，在多频带匹配电路400中，第1匹配单元 410是能够与至bm对应的多频带匹配电路。此外，作为第2匹配单元420中的串联匹配 部件421，例如应用图21B的可变电路，对第1并联块422a应用可变设备(例如电感器和可 变电容器的并联谐振电路)，对第2并联块422b应用可变设备(例如可变电容器)。通过 采用这样的结构，可重新对bm+1至bN的频带进行匹配，此外，通过调整第1并联块422a的可 变设备，能够使谐振频率在^至fm之间变化。因此，可同时对^至bm中的一个和bm+1至bN 中的一个的任意组合的两个频带进行匹配。另外，在串联匹配部件421中可利用图20A、图 20B、图20C、图21A、图21B、图21C、图22A、图22B那样的可变电路。第2并联块422b中除 了可变电容器之外，还能够利用可变电感器或与其等效的图22A、图22B等电路。
[实施例4] 通过利用在实施例1 3中说明的各个匹配电路，能够构成多频带放大器。图11 是放大元件60和在其两侧配置了输入匹配电路500a和输出匹配电路500b的多频带放大 器500的结构例子。另外，图11是利用匹配电路100作为各个匹配电路500a、500b构成 了对应两个频带的多频带放大器的例子，通过利用匹配电路200作为各个匹配电路500a、 500b，能够构成对应N频带的多频带放大器。 另外，对于放大元件60的种类没有特别限定，例如可列举FET (场效应晶体 管Field Effect Transistor) 、 HBT (异质结双极型晶体管HeterojunctionBipolar Transistor)等。 在图11所示的多频带放大器500中，对放大元件利用FET，各个匹配电路500a、 500b构成为^为2. 6GHz， f2为1. 9GHz的情况下，图12的实线表示这一情况下的频率_增 益特性，图12的虚线表示输入端口 Pl以及输出端口 P2中的频率-反射衰减特性。
第1匹配单元110利用传输线路而构成，在^中使放大元件20的阻抗Zjf》与 阻抗ZO相匹配。此外，为了不影响^中的匹配，利用与t^中的匹配阻抗相同的50Q的传 输线路作为第1串联匹配部件121。对第1并联块利用电容器，以基于电感器和电容器的并 联谐振电路来构成第2并联块从而使其谐振频率成为fj2. 6GHz)。 从图12的虚线可知，在设计频率的2. 6GHz和1. 9GHz中反射较少，获得匹配。此 外，从图12的实线可知，关于增益，在各个匹配频率中也充分获得。
权利要求
一种多频带匹配电路，被插入到有着具有频率特性的阻抗ZI(f)的电路元件和具有预先决定的阻抗Z0的电路(以下，称为“系统电路”)之间的信号路径上，并且在两个频带中使电路元件的阻抗ZI(f)与系统电路的阻抗Z0相匹配，其中，所述多频带匹配电路包括第1匹配单元，其一端与上述电路元件连接，将第1频带中的上述电路元件的阻抗变换为Z0；以及第2匹配单元，包括串联匹配部件和并联匹配部件，该串联匹配部件是其一端与上述第1匹配单元的另一端连接且其另一端与上述系统电路连接，并且特性阻抗与系统电路的阻抗Z0相等的传输线路，或至少是在第1频带中与上述传输线路等效的电路，该并联匹配部件的一端在上述串联匹配部件的另一端上与上述信号路径连接，其另一端接地，上述并联匹配部件构成为，在上述第1频带中与上述信号路径的连接点成为阻抗开路状态，通过适当设计上述串联匹配部件以及上述并联匹配部件，从而使第2频带中的上述电路元件的阻抗与Z0匹配。
2. 如权利要求l所述的多频带匹配电路，其中，上述并联匹配部件包括第1并联块和第2并联块，该第1并联块的一端与上述信号路 径连接，该第2并联块的一端与该第1并联块的另一端连接，而其另一端接地，上述第1并联块构成为，在上述第1频带中与上述信号路径的连接点成为阻抗开路状态。
3. 如权利要求l所述的多频带匹配电路，其中，上述并联匹配部件包括第2并联块和第1并联块，该第2并联块的一端与上述信号路 径连接，该第1并联块的一端与该第2并联块的另一端连接，而其另一端接地， 上述第2并联块由集中常数元件构成，上述第1并联块构成为，在上述第1频带中与上述第2并联块的连接点成为阻抗开路 状态。
4. 如权利要求2或3所述的多频带匹配电路，其中，上述第1并联块是谐振频率与上述第1频带的中心频率&相等的、电容器和电感器的 并联电路。
5. 如权利要求3所述的多频带匹配电路，其中，上述第1并联块是长度为上述第1频带的中心频率^中的波长的四分之一长度的传 输线路。
6. —种多频带匹配电路，被插入到有着具有频率特性的阻抗Z工(f)的电路元件和具有 预先决定的阻抗Z。的电路(以下，称为"系统电路")之间的信号路径上，并且在第1频带 至第N频带(N > 3，中心频率>fN)中使电路元件的阻抗Z工(f)与系统电路 的阻抗Z。相匹配，其中，所述多频带匹配电路包括第1匹配单元，其一端与上述电路元件连接，将第1频带中的上述电路元件的阻抗变换 为Z。；以及第m匹配单元，包括串联匹配部件和并联匹配部件，该串联匹配部件是其一端与第m-l匹配单元(m = 2、3.....N)的另一端连接，并且特性阻抗与系统电路的阻抗Z。相等的传输线路，或至少是在第1至第m-1的各个频带中与上述传输线路等效的电路，该并联匹配部件 的一端在上述串联匹配部件的另一端上与上述信号路径连接，其另一端接地， 第N匹配单元的串联匹配部件的另一端与上述系统电路连接，上述第m匹配单元的并联匹配部件构成为，在第1至第m-1的各个频带中与上述信号 路径的连接点成为阻抗开路状态，通过适当设计上述第m匹配单元的串联匹配部件以及上述第m匹配单元的并联匹配部 件，从而使第m频带中的上述电路元件的阻抗与Z。匹配。
7. 如权利要求6所述的多频带匹配电路，其中，上述第m匹配单元的并联匹配部件包括第1并联块和第2并联块，该第1并联块的一端 与上述信号路径连接，该第2并联块的一端与该第1并联块的另一端连接，其另一端接地，上述第1并联块构成为，在上述第1至第m-l的各个频带中，与上述信号路径的连接点 成为阻抗开路状态。
8. 如权利要求6所述的多频带匹配电路，其中，上述第m匹配单元的并联匹配部件包括第2并联块和第1并联块，该第2并联块的一端 与上述信号路径连接，该第1并联块的一端与该第2并联块的另一端连接，其另一端接地， 上述第2并联块由集中常数元件构成，上述第1并联块构成为，在上述第1至第m-l的各个频带中，与上述第2并联块的连接 点成为阻抗开路状态。
9. 如权利要求7或8所述的多频带匹配电路，其中，上述第1并联块是谐振频率为上述第m-1频带的中心频率fm—工以上且上述第1频带的 中心频率^以下的、电容器和电感器的并联电路。
10. 如权利要求7或8所述的多频带匹配电路，其中，上述第1并联块是谐振频率分别为第1至第m-1频带的中心频率^、 f2.....fm—工的、m-1段的电容器和电感器的并联电路的串联连接。
11. 如权利要求8所述的多频带匹配电路，其中，上述第1并联块由传输线路构成，其长度为上述第1频带的中心频率^中的波长的四 分之一以上，且为上述第m-1频带的中心频率fm—工中的波长的四分之一以下。
12. —种多频带匹配电路，被插入到有着具有频率特性的阻抗Z工(f)的电路元件和具有 预先决定的阻抗Z。的电路(以下，称为"系统电路")之间的信号路径上，并且在两个频带 中使电路元件的阻抗Z工(f)与系统电路的阻抗Z。相匹配，其中，所述多频带匹配电路包括第1匹配单元，其一端与上述电路元件连接，将第1至第m(m > 2)频带的任意一个频 带中的上述电路元件的阻抗变换为Z。；以及第2匹配单元，包括串联匹配部件和并联匹配部件，该串联匹配部件是其一端与上述 第1匹配单元的另一端连接，而另一端与上述系统电路连接，并且特性阻抗与系统电路的 阻抗Z。相等的传输线路，或至少是在上述第1至第m的任意一个频带中与上述传输线路等 效的电路，该并联匹配部件的一端在上述串联匹配部件的另一端上与上述信号路径连接， 其另一端接地，上述并联匹配部件构成为，在上述第1至第m的任意一个频带中，与上述信号路径的连 接点成为阻抗开路状态，通过适当设计上述串联匹配部件以及上述并联匹配部件，从而使第m+l至第N(N > 3) 的任意一个频带中的上述电路元件的阻抗与Z。匹配。
13. 如权利要求12所述的多频带匹配电路，其中，上述并联匹配部件包括第1并联块和第2并联块，该第1并联块是其一端与上述信号 路径连接的可变设备，该第2并联块是其一端与该第1并联块的另一端连接，并且其另一端 接地的可变设备，上述第1并联块构成为，在上述第1至第m的任意一个频带中，与上述信号路径的连接 点成为阻抗开路状态。
14. 如权利要求13所述的多频带匹配电路，其中， 上述第1并联块是可变电容器和电感器的并联谐振电路。
15. —种多频带功率放大器，其中，上述多频带功率放大器包括放大元件和权利要求1、6或者12中的任意一项所述的多 频带匹配电路，并且可同时放大多个频带的信号。
全文摘要
本发明提供多频带匹配电路、以及多频带功率放大器，包括第1匹配单元，在信号路径上将第1频带中的阻抗变换为Z0；以及第2匹配单元，包括串联匹配部件和并联匹配部件，该串联匹配部件是在信号路径上其一端与第1匹配单元串联连接且特性阻抗与匹配阻抗Z0相等的传输线路，或至少是在第1频带中与上述传输线路等效的电路，该并联匹配部件的一端在上述串联匹配部件的另一端上与上述信号路径连接，其另一端接地，上述并联匹配部件构成为，在上述第1频带中与上述信号路径的连接点成为阻抗开路状态，通过适当设计上述串联匹配部件以及上述并联匹配部件，从而使上述第2频带中的阻抗与Z0匹配。
文档编号H03H7/38GK101795120SQ20101010810
公开日2010年8月4日 申请日期2010年2月1日 优先权日2009年1月30日
发明者冈崎浩司, 楢桥祥一, 福田敦史 申请人:株式会社Ntt都科摩