LED驱动芯片过压检测电路及方法与流程

本发明涉及LED驱动芯片领域，尤其涉及一种LED驱动芯片过压检测电路及方法。

背景技术：

随着LED照明产业的加速发展，节能环保、可靠稳定、成本低廉等优点成为了市场上的LED及LED驱动IC主流发展方向。请参见图1，一种现有的拓扑结构的LED照明系统，其中，电感为L，RCS为采样电阻，VCS’为峰值电流检测电压，传统的LED过压检测能够解决线电压V_LINE波谷处产生的LED过压误检测，过压误检测是由于在波谷处电感L充电有限造成的。如图2所示，过压误检测通常发生在波谷处，最大导通时间关断开关功率管MSW，造成退磁时间减少，可能小于最小退磁时间，导致LED过压误检测，现有LED过压检测为了解决LED过压误检测，于是在判断过压检测时，每一周期将最大导通时间内峰值电流检测电压VCS’达到峰值电流检测阈值作为此周期判断过压检测的前提，虽然此种LED过压检测方法能有效避免LED过压误检测，但在输出空载或过压时进行频繁电源开关机调试，或是带电安装LED灯时出现的LED灯时接时不接的情况时，输出端过压了却未能及时检测，造成元器件损坏，减少LED灯寿命。

请参阅图1、图3为现有的一LED过压检测电路结构示意图，包括第一比较器11’、第一锁存器12’、最小退磁时间产生单元13’、状态比较单元14’、最大导通时间产生单元15’和计数单元16’。其中，第一比较器11’的正向输入端接检测电压VCS’，负向输入端接收峰值电流检测阈值VREF’，第一比较器11’的输出端输出比较结果信号IPK并与第一锁存器12’的复位端相连；第一锁存器12’的置位端与计数单元16’的第一输出端相连，接收置位信号R’，第一锁存器12’的输出端与计数单元16’的第一输入端相连；最小退磁时间产生单元13’的输入端接收第一控制信号PGATE，第一控制信号PGATE’是功率管MSW栅极的驱动管的栅极信号，其电平高低与功率管MSW栅极电平高低一致，最小退磁时间产生单元13’的输出端和状态比较单元14’的第二输入端相连，状态比较单元14’的第一输入端接收退磁信号TD’，其第一输出端输出第一输出信号OUT1’、第二输出端输出第二输出信号OUT2’分别与计数单元16’的第二输入端、第三输入端相连；最大导通时间产生单元15’的输入端接收第一控制信号PGATE’，其输出端输出最大导通时间信号TONMAX’，最大导通时间信号TONMAX’经过一个反相器后输出最大导通时间信号TONMAX’的反相信号TONMAXB’；计数单元16’的第四输入端接收反相信号TONMAXB’信号，计数单元16’的输出端输出过压信号OVP’。

该LED过压检测电路的工作过程为：将每周期功率管最大导通时间TONMAX’内，检测电压VCS’达到峰值电流检测阈值VREF’作为此周期进行后续LED输出过压检测的前提。若某一周期功率管最大导通时间TONMAX’内，检测电压VCS’达到峰值电流检测阈值VREF’，产生比较结果信号IPK＝1的窄脉宽信号，同时使得不会产生最大导通时间信号TONMAX’＝1，比较结果信号IPK＝1的窄脉宽信号使得使能控制信号EN_COUNTB＝0，使能控制信号ENB_COUNT＝0使能或非门，因此状态比较单元的第一输出信号OUT1’可以通过或非门传递到计数单元的计数器164’，也即可以进行后续的输出过压检测：最小退磁时间产生单元13’利用第一控制信号PGATE’在功率管MSW关断之后产生一个最小退磁时间信号TDMIN’，最小退磁时间信号TDMIN’与退磁信号TD’一同送入状态比较单元14’进行比较，若比较结果为退磁信号TD’<最小退磁时间信号TDMIN’，则状态比较单元输出第一输出信号OUT1’＝0的窄脉宽信号和第二输出信号OUT2’＝1，第一输出信号OUT1’＝0的窄脉宽信号在使能控制信号ENB_COUNT＝0的情况下通过或非门传送入计数器164’，计数器164’计数加一；若比较结果为退磁信号TD’>最小退磁时间信号TDMIN’，则状态比较单元14’输出第一输出信号OUT’＝1和第二输出信号OUT2’＝0的窄脉宽信号，第二输出信号OUT’＝2的窄脉宽信号通过与非门产生置位信号R’＝1的窄脉宽信号，一方面将计数器164’清零，另一方面将使能控制信号ENB_COUNT置为高，因此第一输出信号OUT1’无法通过或非门传送到计数器164’，使能控制信号ENB_COUNT＝1使得时钟信号CLK’＝0。若某一周期功率管最大导通时间TONMAX’内，检测电压VCS’无法达到峰值电流检测阈值VREF’，因此无法产生比较结果信号IPK＝1的窄脉宽信号，但同时会产生最大导通时间信号TONMAX’＝1，因此最大导通时间信号TONMAX’＝1使得置位信号R’＝1，计数器164’清零，同时置位信号R’＝1使得使能控制信号ENB_COUNT＝1，因此第一输出信号OUT1’无法通过或非门传递到计数器164’，时钟信号CLK’＝0，因此本周期内不进行后续的输出过压检测。后续的过压检测除了包括每周期内对检测到的退磁信号TD’与最小退磁时间信号TDMIN’进行比较，以及本周期对计数器164’计数加一或清零外，还包括计数器164’连续三周期计数加一，则产生过压信号OVP’＝1。

该电路可以排除掉输入线电压V_LINE接近输出电压时的LED过压误检测情况，例如低线电压输入，高LED输出电压，或关断电源瞬间，输入线电压V_LINE降低到接近LED输出电压V_LED几种情况。现有电路能够十分有效的避免上述LED过压误检测，但在某些特殊情况，例如输出空载或过压时进行频繁开关机调试，或者在带电安装LED灯时出现的LED灯时接时不接情况时，这两种特殊情况会使得现有LED过压检测电路发生过压检测失效故障，请参阅图4的现有LED照明系统在输出空载或过压时进行频繁开关机调试时LED过压检测失效分析图。现有的LED过压检测方法将每一周期在最大导通时间内峰值电流检测电压VCS’能达到峰值电流检测阈值VREF’作为此周期判断过压检测的前提，即若某一周期最大导通时间内峰值电流检测电压VCS’能达到峰值电流检测阈值VREF’，此周期内就不进行后续对LED检测的判断。现有LED系统的正常工作线电压V_LINE波形和正常工作的输出电压V_LED的电压波形分别如图4中弯曲虚线a和下方直虚线b所示，与正常工作时线电压V_LINE相交的虚线c为过压保护阈值VOVP，此时忽略输出电压V_LED纹波，对电源开关进行频繁的开关机调试，那么实际的输入线电压波形d和实际的输出LED电压波形e如图4中实线所示，在电源断开处输入线电压V_LINE电压下降，在电源接通处输入线电压V_LINE上升，若此时输出电压V_LED空载，那么芯片启动后输出电压V_LED电压一直上升，在某一处开始输出电压V_LED电压已经十分接近线电压V_LINE，需要注意的是，此处的输出电压V_LED并没有到达过压保护阈值VOVP，那么此时由于输出电压V_LED十分接近输入线电压V_LINE，因此电感电流上升十分缓慢，在芯片最大导通时间TONMAX’内电流峰值检测电压VCS’没有达到电流峰值检测阈值VREF’，因此在此周期内不进行后续的输出过压检测，经过若干周期后输出端的电压由于开路而越充越高，若恰好在输出端电压达到过压保护阈值VOVP之前，线电压V_LINE都十分接近输出电压V_LED，那么之后的每个周期在最大导通时间内电流峰值检测电压VCS’都无法达到电流峰值检测阈值VREF’，这样使得每个周期内都不进行后续的过压检测判断，输出电压V_LED会随着输入线电压V_LINE升高而升高，且两电压一直保持十分接近的状态，最终输出电压V_LED会超过LED过压保护阈值VOVP，之后仍然由于输出电压V_LED十分接近输入线电压V_LED而使得每个周期都会在最大导通时间内电流峰值检测电压VCS’无法达到电流峰值检测阈值VREF’，从而不进行每个周期内后续的过压检测判断，因此LED输出端极有可能在这种输出开路或过压的情况下进行频繁开关机调试发生LED过压检测失效，造成元器件损坏。

请参阅图1、图5，其中图5为现有LED照明系统在带电安装LED灯时出现的LED灯时接时不接情况时LED过压检测失效分析图。现有LED过压检测方法将每一周期在最大导通时间内峰值电流检测电压VCS’能达到峰值电流检测阈值VREF’作为此周期判断过压检测的前提，即若某一周期最大导通时间内峰值电流检测电压VCS’能达到峰值电流检测阈值VREF’，此周期内就不进行后续对LED检测的判断。线电压V_LINE和安装灯时的输出电压V_LED分别为实线f和实线g所示，虚线h为LED过压保护阈值VOVP，虚线i为正常工作时的输出电压V_LED。在第一工频周期中假设输出电压V_LED为正常工作时的电压，假设从波谷附近将灯拧下或安装时发生接触不良的过程时，拧下灯或安装灯过程的一次触碰实际上对LED系统来说输出可能发生多次接入LED和LED断开的过程，那么在LED第一次断开后，输出电压V_LED会上升，若此时恰好在波谷处，有可能使得输入线电压V_LINE波谷十分接近输出电压，而此时输出电压没有达到过压保护阈值VOVP，那么此周期不进行过压检测，之后LED又接入一下，这是一个非常短暂的接入过程，LED输出电压V_LED有所回落，若输出电压V_LED回落后仍然很接近输入线电压V_LINE，同样在此周期不进行过压检测，若在几次反复的过程中，恰好LED电压一直都低于过压保护阈值VOVP，且输出电压V_LED十分接近输入线电压V_LINE，那么每个周期在最大导通时间内峰值电流检测电压VCS’都无法达到峰值电流检测阈值VREF’，因此每个周期内都不进行后续的过压检测判断，一直到输出电压V_LED超过过压保护阈VOVP，之后仍然由于输出电压V_LED十分接近输入线电压V_LINE而使得每个周期在最大导通时间内电流峰值检测电压VCS’都无法达到电流峰值检测阈值VREF’，从而不进行每个周期内后续的过压检测判断，因此LED输出端极有可能在这种拧下灯或安装灯情况下发生LED过压检测失效，造成元器件损坏。

上述两种情况说明了目前现有的为解决LED过压误检测而得到的LED过压检测方法虽然有效的避免了过压误检测，却在某些特殊情况时对于真实的输出过压故障不能及时检测，带来了某些特定情况下LED过压检测失效的缺点。

针对现有的具有避免LED过压误检测功能的LED过压检测电路，如何避免LED过压检测失效，完善LED过压检测方法，使之更加高效、准确、安全，成为本领域技术人员亟待解决的问题。

技术实现要素：

针对上述现有技术中的不足，本发明提供一种LED驱动芯片过压检测电路及方法，可有效地避免LED过压检测失效问题，具有准确性高和稳定性强的优点。

为了实现上述目的，本发明提供一种LED驱动芯片过压检测电路，包括一检测电路本体，还包括一防过压检测失效模块，所述防过压检测失效模块连接一输入控制信号的第一控制信号输入端、一输入检测电压的检测电压输入端、一输入基准电压的基准电压输入端和所述检测电路本体，其设置为在接收到所述控制信号后，判断所述检测电压是否小于所述基准电压，并在所述检测电压小于所述基准电压时使能所述检测电路本体执行过压检测。

优选地，所述检测电路本体包括：

一第一比较器，所述第一比较器的正相输入端连接一检测电压输入端，所述第一比较器的反相输入端连接一峰值电流检测阈值输入端；

一第一锁存器，所述第一锁存器的第一输入端连接所述第一比较器的输出端；

一最小退磁时间产生单元，所述最小退磁时间产生单元的输入端连接一第一控制信号输入端；

一状态判断单元，所述状态判断单元的第一输入端连接一退磁信号输入端，所述状态判断单元的第二输入端连接所述最小退磁时间产生单元的输出端；

一最大导通时间产生单元，所述最大导通时间产生单元的输入端连接所述第一控制信号输入端，所述最大退磁时间产生单元的输出端连接所述防过压检测失效模块；以及

一计数单元，所述计数单元的第一输入端连接所述第一锁存器的输出端；所述计数单元的第二输入端连接所述状态判断单元的第一输出端；所述计数单元的第三输入端连接所述状态判断单元的第二输出端，所述计数单元的第一输出端连接所述第一锁存器的第二输入端，所述计数单元的第二输出端作为过压信号输出端。

优选地，所述计数单元包括：

一第一或非门，所述第一或非门的第一输入端连接所述计数单元的第一输入端，所述第一或非门的第二输入端连接所述计数单元的第四输入端；

一第二或非门，所述第二或非门的第一输入端连接所述第一或非门的输出端，所述第二或非门的第二输入端连接所述计数单元的第二输入端；

一第一与非门，所述与非门的第一输入端连接所述计数单元的第三输入端，所述与非门的第二输入端连接所述计数单元的第五输入端，所述第一与非门的输出端连接所述计数单元的第一输出端；以及

一计数器，所述计数器的第一输入端连接所述第二或非门的输出端，所述计数器的第二输入端连接所述第一与非门的输出端，所述计数器的输出端连接所述计数单元的第二输出端。

优选地，所述防过压检测失效模块包括：

一固定脉宽产生单元，所述固定脉宽产生单元的输入端连接所述第一控制信号输入端；

一第二比较器，所述第二比较器的正相输入端连接所述检测电压输入端，所述第二比较器的反相输入端连接一基准电压输入端；

一第二锁存器，所述第二锁存器的第一输入端连接所述固定脉宽产生单元的输出端，所述第二锁存器的第二输入端连接所述第二比较器的输出端，所述第二锁存器的输出端连接所述计数单元的第四输入端；

一反相器，所述反相器的输入端连接所述第二锁存器的输出端；以及

一第二与非门，所述第二与非门的第一输入端连接所述最大导通时间产生单元的输出端，所述第二与非门的第二输入端连接所述反相器的输出端，所述第二与非门的输出端连接所述计算单元的第五输入端。

本发明的一种LED驱动芯片过压检测方法，包括步骤：利用本发明所述的LED驱动芯片过压检测电路对一LED驱动芯片进行过压检测。

优选地，进一步包括步骤：

S1：利用所述防过压检测失效模块判断所述检测电压输入端输入的一检测电压与一基准电压的大小；

S2：如果所述检测电压小于所述基准电压继续后续步骤；否则再判断所述检测电压与所述峰值电流检测阈值输入端输入的一峰值电流检测阈值的大小，如所述检测电压小于所述峰值电流检测阈值，所述计数单元的计数清零并返回步骤S1，否则继续后续步骤；

S3：判断一退磁信号和所述最小退磁时间产生单元输出的一最小退磁时间信号的大小；

S4:如果所述退磁信号小于所述最小退磁时间信号，所述计数单元的计数加一，并继续后续步骤；否则所述计数单元的计数清零并返回步骤S1；

S5：判断所述计数单元的计数数值是否为预设值；

S6：如果是，计数单元输出一过压信号；否则返回步骤S1。

本发明通过增设防过压检测失效模块，使得检测电路本体除了在检测电压小于峰值电流检测阈值时执行过压检测外，在检测电压小于基准电压时也同样执行过压检测，克服了现有技术在某些特殊情况时对于真实的输出过压故障不能及时检测从而造成过压检测失效的缺陷，完善了LED过压检测方法，使之更加高效、准确、安全。

附图说明

图1为现有的LED照明系统的非隔离拓扑结构电路图；

图2为现有的过压检测波形图；

图3为现有的LED过压检测电路的结构示意图；

图4为现有LED照明系统在输出空载或过压时进行频繁的电源开关机调试时LED过压检测失效分析图

图5为现有LED照明系统在带电安装LED灯时出现的LED灯时接时不接情况时LED过压检测失效分析图；

图6为本发明实施例的LED驱动芯片过压检测电路的结构示意图；

图7为本发明实施例的LED驱动芯片过压检测电路检测电压小于基准电压时的工作波形对比图；

图8为本发明实施例的LED驱动芯片过压检测电路检测电压大于基准电压但小于电流峰值检测阈值时的工作波形对比图；

图9为本发明实施例的LED驱动芯片过压检测电路检测电压大于电流峰值检测阈值时的工作波形对比图；

图10为本发明实施例中输入线电压与输出电压差值在预设范围情况下进行输出过压检测的示意图；

图11为本发明实施例中输入线电压波谷处突然发生开路时的输出电压保护波形；

图12为本发明实施例的LED驱动芯片过压检测方法流程图。

具体实施方式

下面根据附图6-12，给出本发明的较佳实施例，并予以详细描述，使能更好地理解本发明的功能、特点。

请参阅图6，本发明的一种LED驱动芯片过压检测电路，用于检测图1中的LED是否过压，包括一检测电路本体1(粗线虚框以外的部分)和一防过压检测失效模块2(粗线虚框内的部分)，防过压检测失效模块2连接检测电路本体1，用于防止LED过压检测失效。

其中，检测电路本体1包括：一第一比较器11、一第一锁存器12、一最小退磁时间产生单元13、一状态判断单元14、一最大导通时间产生单元15和一计数单元16。第一比较器11的正相输入端连接一检测电压输入端，接收一检测电压VCS，第一比较器11的反相输入端连接一峰值电流检测阈值输入端，接收一峰值电流检测阈值VREF。第一锁存器12的第一输入端连接第一比较器11的输出端，接收一第一比较信号IPK1。最小退磁时间产生单元13的输入端连接一第一控制信号输入端，接收第一控制信号PGATE。状态判断单元14的第一输入端连接一退磁信号输入端，接收一退磁信号TD，状态判断单元14的第二输入端连接最小退磁时间产生单元13的输出端，接收一最小退磁时间信号TDMIN。最大导通时间产生单元15的输入端连接第一控制信号输入端，接收第一控制信号PGATE，最大导通时间产生单元15的输出端输出一最大导通时间信号TONMAX。计数单元16的第一输入端连接第一锁存器12的输出端，接收一第一使能控制信号EN1_COUNT；计数单元16的第二输入端连接状态判断单元14的第一输出端，接收一第一输出信号OUT1；计数单元16的第三输入端连接状态判断单元14的第二输出端，接收一第二输出信号OUT2，计数单元16的第一输出端连接第一锁存器12的第二输入端，计数单元16的第二输出端作为过压信号输出端，输出过压信号OVP。

进一步地，计数单元16包括：一第一或非门161、一第二或非门162、一第一与非门163和一计数器164。第一或非门161的第一输入端连接计数单元16的第一输入端，接收第一使能控制信号EN1_COUNT，第一或非门161的第二输入端连接计数单元16的第四输入端，接收一第二使能控制信号EN2_COUNT。第二或非门162的第一输入端连接第一或非门161的输出端，接收第三使能控制信号ENB_COUNT，此信号为0时，表示允许第一输出信号OUT1传递到计数器164。第二或非门162的第二输入端连接计数单元16的第二输入端，接收第一输出信号OUT1。第一与非门163的第一输入端连接计数单元16的第三输入端，接收第二输出信号OUT2，第一与非门163的第二输入端连接计数单元16的第五输入端，接收最大导通时间信号TONMAX的反相信号TONMAXB，第一与非门163的输出端连接计数单元16的第一输出端，输出一置位信号R。计数器164的第一输入端连接第二或非门162的输出端，接收一时钟信号CLK，计数器164的第二输入端连接第一与非门163的输出端，接收置位信号R，计数器164的输出端连接计数单元16的第二输出端，输出过压信号OVP。

本实施例中，防过压检测失效模块2包括：一固定脉宽产生单元21、一第二比较器22、一第二锁存器23、一反相器24和一第二与非门25。固定脉宽产生单元21的输入端连接第一控制信号输入端，接收第一控制信号PGATE。第二比较器22的正相输入端连接检测电压输入端，接收检测电压VCS，第二比较器22的反相输入端连接一基准电压输入端，接收一基准电压VCSTH。第二锁存器23的第一输入端连接固定脉宽产生单元21的输出端，接收一重置信号RESET，第二锁存器23的第二输入端连接第二比较器22的输出端，接收一第二比较信号IPK2，第二锁存器23的输出端连接计数单元16的第四输入端，输出第二使能控制信号EN2_COUNT。反相器24的输入端连接第二锁存器23的输出端。第二与非门25的第一输入端连接最大导通时间产生单元15的输出端，接收最大导通时间信号TONMAX，第二与非门25的第二输入端连接反相器24的输出端，第二与非门25的输出端连接计算单元的第五输入端，输出最大导通时间信号TONMAX的反相信号TONMAXB。

重置信号RESET信号为利用第一控制信号PGATE上升沿信号产生的具有一定脉宽TON的高电平信号，将第二使能控制信号EN2_COUNT复位为1，在TON时间内，若第二比较信号IPK2变为高，即检测电压VCS高过基准电压VCSTH，那么第二使能控制信号EN2_COUNT被置位为0，此结果将在此周期TOFF时间内一直保持，第二使能控制信号EN2_COUNT为0同时使得反相器24的输出端为1，即允许第二与非门25输出最大导通时间信号的反相信号TONMAXB，此时，若在TON时间内，第一比较信号IPK1变为高，即检测电压VCS达到峰值电流检测阈值VREF，那么最大导通时间信号TONMAX在TON时间内一直为0，因此TONMAXB为1，允许第二输出信号OUT2传递到计数器164，且此时由于第一比较信号IPK1为1，因此第三使能控制信号ENB_COUNT为0且能在此周期TOFF时间一直保持，因此可以使第一输出信号OUT1在TOFF时间传递到计数器164，检测电压VCS达到峰值电流检测阈值VREF后会关断功率管MSW，电感开L始退磁，检测退磁信号TD和最小退磁时间信号TDMIN大小，若退磁信号TD>最小退磁时间信号TDMIN，则第一输出信号OUT1保持为1，第二输出信号OUT2从1变为0，此时时钟信号CLK端保持为0，置位信号R从0为1，因此计数器164清零；若退磁信号TD<最小退磁时间信号TDMIN，则第一输出信号OUT1从1变为0，第二输出信号OUT2保持为1，此时时钟信号CLK端从0变为1，置位信号R保持为0，连续三次退磁信号TD<最小退磁时间信号TDMIN，计数器164输出端产生过压信号OVP＝1。若在最大导通时间内，第一比较信号IPK1一直为低，即检测电压VCS在最大导通时间内没有达到峰值电流检测阈值VREF，那么最大导通时间信号TONMAX在功率管导通最大导通时间后变为高电平，此信号再将功率管关断，最大导通时间信号TONMAX立刻变为0，若第一比较信号IPK1＝0，第二比较信号IPK2＝1，即在最大导通时间内有基准电压VCSTH<检测电压VCS<峰值电流检测阈值VREF，那么无论第一使能控制信号EN1_COUNT为0或1，最大导通时间信号TONMAX＝1都会使得置位信号R＝1，对计数器164进行清零。满足了检测电压VCS在基准电压VCSTH<检测电压VCS<峰值电流检测阈值VREF范围时，不对此周期进行过压检测判断，而在检测电压VCS<基准电压VCSTH时，对此周期进行过压检测，避免过压检测失效。

请参阅图6、图7，当检测电压VCS<基准电压VCSTH时，认为第一使能控制信号EN1_COUNT在此周期到来之前的初始值为0，说明前一周期可能是检测电压VCS达到峰值电流检测阈值VREF值且退磁信号TD>最小退磁时间信号TDMIN，或者可能前一周期基准电压VCSTH<检测电压VCS<峰值电流检测阈值VREF，也可能前一周期检测电压VCS<基准电压VCSTH，第一使能控制信号EN1_COUNT保持前两周期的结果。假设第一使能控制信号EN1_COUNT的初始值是0，实际也可能为1，若初始值为1，说明前一周期可能是检测电压VCS达到峰值电流检测阈值VREF且退磁信号TD<最小退磁时间信号TDMIN，或者可能前一周期检测信号VCS<基准电压VCSTH，第一使能控制信号EN1_COUNT保持前两周期的结果。无论第一使能控制信号EN1_COUNT为0或1，若在此周期有检测电压VCS<基准电压VCSTH，则第二使能控制信号EN2_COUNT为1，因此此周期第三使能控制信号ENB_COUNT为0，允许第一输出信号OUT1信号传送到计数器164。

请参阅图6、图8，当基准电压VCSTH<检测电压VCS<峰值电流检测阈值VREF时，认为第一使能控制信号EN1_COUNT在此周期到来之前的初始值为0，实际第一使能控制信号EN1_COUNT的初始值可能为0，也可能为1。默认按初始值为0，但无论第一使能控制信号EN1_COUNT的初始值为0还是为1，此周期一定会产生最大导通时间信号TONMAX＝1，将置位信号R变为1，因此此周期不进行计数，并将计数器164清零，因此第一使能控制信号EN1_COUNT的初始值不影响此周期是否进行计数，并且此周期置位信号R信号变为1后，将第一使能控制信号EN1_COUNT置为0，对下一周期发生检测电压VCS<基准电压VCSTH、基准电压VCSTH<检测电压VCS<峰值电流检测阈值VREF和检测电压VCS>峰值电流检测阈值VREF的情况都不会发生误计数的情况。

请参阅图6、图9，当检测电压VCS>峰值电流检测阈值VREF的情况，第一比较信号IPK1＝1在TOFF时间到来之前将第一使能控制信号EN1_COUNT复位为1，此时复位信号RESET已经使得第二使能控制信号EN2_COUNT＝0，所以第三使能控制信号ENB_COUNT＝0。若TOFF时间内有退磁信号TD<最小退磁时间信号TDMIN，则有第一输出信号OUT1从1变为0，第二输出信号OUT2保持为1，注意第二输出信号OUT2比第一输出信号OUT1传递快，因此第二输出信号OUT2＝1信号使置位信号R信号保持为0，此时最大导通时间信号TONMAX的反相信号TONMAXB＝1，之后第一输出信号OUT1信号从1变为0，因此时钟信号CLK从0变为1，计数器164计数加1；若TOFF时间内有退磁信号TD>最小退磁时间信号TDMIN，则有第一输出信号OUT1保持为1，第二输出信号OUT2从1变为0，因此置位信号R从0变为1，时钟信号CLK保持为0，计数器164清零。

本发明的一种LED驱动芯片过压检测电路的基准电压VCSTH设置原理如下：

防过压检测失效模块2的作用是保证每一周期将检测电压VCS>峰值电流检测阈值VREF或检测电压VCS<基准电压VCSTH作为此周期内进行后续过压检测的前提，防止LED过压检测失效。

基准电压VCSTH为人为设定，是一个较小的比较阈值，且基准电压VCSTH小于峰值电流检测阈值VREF，基准电压VCSTH设定值要考虑外围电路中的峰值电流采样电阻Rcs、电感L、功率管导通压降V_SW、输入线电压与输出电压差值和峰值电流检测阈值VREF折衷来设定。

若某一周期输入线电压V_LINE十分接近输出电压V_LED，则一定在芯片最大导通时间TONMAX内，检测电压VCS没有达到峰值电流检测阈值VREF，假设此周期检测电压VCS刚好达到基准电压VCSTH，且此时电感电流为I_CSTH，此时的输入线电压和输出电压分别为V_LINE和V_LED，那么根据BUCK电路在功率管导通时间内的公式有：

(V_LINE-V_LED-V_sw)·TONMAX＝I_CSTH·L (1)

VCSTH＝I_CSTH·R_cs (2)

根据公式(1)和(2)可得：

从上式可以看出基准电压VCSTH与线电压和输出电压之差V_LINE-V_LED之间的关系，此时的V_LINE-V_LED一方面代表了正常工作时输入线电压波谷至少要比正常工作时输出电压值高出V_LINE-V_LED，因为若实际输入线电压波谷比正常输出电压高出的值小于V_LINE-V_LED，那么会在波谷进行过压检测，但由于电感充电不足导致退磁时间TD连续几次小于最小退磁时间TDMIN，因此会产生过压检测误触发；另一方面也代表了本发明解决检测失效时，当输出电压越来越接近输入线电压，输入线电压与输出电压二者差值小于V_LINE-V_LED时，又可以进行每个周期内后续的过压检测。一旦输出电压升高到接近输入线电压使得最大导通时间TONMAX内有基准电压VCSTH<检测电压VCS<峰值电流检测阈值VREF，那么满足这种条件这几个周期不进行后续的LED输出过压检测，但由于输入线电压频率为100Hz，而输出电压频率为几十kHz甚至更大，输出空载或过压时，输出电压上升比输入线电压上升快很多，经过几个周期输出电压就会上升到使得检测电压VCS<基准电压VCSTH，此时可以进行输出过压检测。

若输出空载或者过压时，输出电压上升比输入线电压快很多，经过几个周期输出电压的值就可以上升到使检测电压VCS<基准电压VCSTH，即可在输出电压十分接近输入电压的情况下继续进行LED过压检测，但考虑到无法进行过压检测的几个周期在最大导通时间TONMAX内有基准电压VCSTH<检测电压VCS<峰值电流检测阈值VREF，这几个周期的输出电压上升到使得检测电压VCS<基准电压VCSTH才能进行保护。

图10为本发明中输入线电压V_LINE与输出电压V_LED差值在大于V1或小于V2情况下进行输出过压检测示意图，其中，V_LINE1为比输入线电压V_LINE低V1的电压值，V_LINE2为比输入线电压V_LINE低V2的电压值，当输出电压V_LED<V_LINE1时，使得最大导通时间TONMAX内检测电压VCS能达到峰值电流检测阈值VREF，输出电压V_LED＝V_LINE1时，恰好使得检测电压VCS在最大导通时间TONMAX达到峰值电流检测阈值VREF，当输出电压进入到V_LINE2<V_LED<V_LINE1范围时，使得最大导通时间TONMAX内有基准电压VCSTH<检测电压VCS<峰值电流检测阈值VREF，当输出电压V_LED进入V_LINE2<V_LED<V_LINE范围时，使得最大导通时间TONMAX内有检测电压VCS<基准电压VCSTH，对于基准电压VCSTH值的设定在于要保证V_LINE2-V_LINE1电压不要太大，至少保证输出端元器件的耐压值比过压保护阈值VOVP电压高出的值大于V_LINE2-V_LINE1。忽略两种情况时的功率管导通压降差异、R_CS电阻上的压降以及电感L上的等效串联电阻，根据上述分析有：

若在最大导通时间TONMAX内恰好使得检测电压VCS上升到基准电压VCSTH，则有：

(V₂-V_sw)·TONMAX＝I_CSTH·L (5)

VCSTH＝I_CSTH·R_cs (2)

其中I_CSTH为检测电压VCS电压上升到基准电压VCSTH时的电感电流值，VSW为功率管导通压降，V2为图6中所示V2电压。

若在最大导通时间TONMAX内恰好使得检测电压VCS电压上升到峰值电流检测阈值VREF，则有：

(V₁-V_sw)·TONMAX＝I_pk·L (6)

VREF＝I_PK·R_cs (7)

其中I_PK为检测电压VCS上升到峰值电流检测阈值VREF时的电感电流值，VSW为功率管导通压降，V2为图6中所示V2电压。

根据公式(5)和(2)有：

根据公式(6)和(7)有：

从公式(8)和(9)可以看出，峰值电流检测阈值VREF与基准电压VCSTH的比为(V₁-V_SW)与(V₂-V_SW)的比，假设VREF＝500mV，V2＝5V，V_SW＝2.5V，若VCSTH＝50mV，那么有V1＝22.5V，若VCSTH＝100mV，那么V1＝10V，理论计算忽略了电感的等效串联电阻压降，R_CS电阻压降以及两种情况时的V_SW差异，实际上电流为I_CSTH时，V_SW小一些，实际情况VREF与基准电压VCSTH比值应为：

其中V_SW1、V_SW2分别为电感电流为I_PK、I_CSTH流过功率管导通电阻RON产生的电压，V_SW1>V_SW2，V_LESR1、V_LESR2分别为电感电流为I_PK、I_CSTH流过电感L的串联寄生电阻产生的电压，V_LESR1>V_LESR2，V_CS1、V_CS2分别为电感电流为I_PK、I_CSTH流过峰值电流采样电阻R_CS的电压，V_CS1>V_CS2。

因此在基准电压VCSTH设定时要折考虑中，若设得较大，容易在波谷处发生输出过压误检测，因此，基准电压VCSTH设计范围的最大值要根据实际应用线电压波谷比输出电压至少高出多少来设定，若基准电压VCSTH设的较小，那么仍然有输出过压检测失效的可能，因此结合上述分析根据具体应用外围电路参数和芯片内部峰值电流检测阈值VREF、功率管导通电阻RON等以及输入输出电压情况进行设定。因此界定基准电压VCSTH最大值的条件是应用中线电压波谷至少比输出电压多出的值，要保证此时应用方案中检测电压VCS>＝基准电压VCSTH；界定基准电压VCSTH最小值的条件是能容许的在基准电压VCSTH<检测电压VCS<峰值电流检测阈值VREF时，输出端超过过压保护阈值VOVP，至少保证输出端元器件的耐压值比过压保护阈值VOVP电压高出此值。

例如本发明在某应用中实际上电感为3mH，芯片最大导通时间TONMAX为40us，采用电阻RCS为1.5Ω时，V2为5-7V时，基准电压VCSTH为50mV时，即不会在波谷处发生过压误检测，而且V_LINE2-V_LINE1仅为几伏，即若恰好基准电压VCSTH<检测电压VCS<峰值电流检测阈值VREF时，输出端超过过压保护阈值VOVP的值，也只会超过几伏，之后经过几个周期检测电压VCS<基准电压VCSTH，就进入过压保护，输出电压不会再上升。

请参见图11，在输入线电压V_LINE波谷附近(此时V_LINE<VOVP)，此时输出电压V_LED还没有到达过压保护阈值VOVP，输出电压V_LED上升到V1时已经十分接近输入线电压V_LINE，也会连续三次产生检测电压VCS<基准电压VCSTH情况，此时会产生过压检测信号，进入过压保护，将功率管关断，功率管关断后输出电压V_LED有可能降低，经过一段时间后再重新启动，此时的线电压可能已经升高一些，使得重启后可以正常工作一段时间，输出端电压V_LED会进一步升高，若是输出端电压V_LED升高后，又使得V_LED十分接近输入线电压V_LINE，V_LED电压上升到V2时，那么再一次进入过压保护状态，反复上述过程，V_LED电压上升到V3、V4时，直到输出端电压V_LED上升到过压保护阈值VOVP，如芯片会产生LED输出过压信号后进入LED过压保护状态，经过一段时间再次重新开启时，由于在芯片过压关断这段时间线电压会有所变化，因此每一次重启后可能会出现以下三种情况：

(1)三次检测电压VCS<基准电压VCSTH，那么结果为产生LED过压检测信号OVP＝1，输出LED基本不上升；

(2)三次检测电压VCS>峰值电流检测阈值VREF，那么由于V_LED已经达到过压保护阈值VOVP，因此能够连续判断三次退磁信号TD<最小退磁时间信号TDMIN，结果为输出LED基本不上升或上升幅度非常小，上升幅度是三次退磁将能量积累在输出电容上；

(3)基准电压VCSTH<检测电压VCS<峰值电流检测阈值VREF，不继续在本周期进行下一步的LED过压检测判断，上述分析提到当检测电压VCS在基准电压VCSTH<检测电压VCS<峰值电流检测阈值VREF变化时，根据发明内容中关于此状态输出电压上升的幅度控制在一定范围内，此状态很快会跳入到(1)或(2)状态中。

输出电压V_LED会在过压保护阈值VOVP处保持“打嗝”模式，每一次重新启动重复上述过程，直到输出电压V_LED达到过压保护阈值VOVP后不会在继续上升，或只会上升到比过压保护阈值VOVP电压高一定量的允许范围电压(输出达到过压保护阈值VOVP时，恰好处于检测电压VCS在基准电压VCSTH<检测电压VCS<峰值电流检测阈值VREF的情况)，输出元器件的耐压值通常比过压保护阈值VOVP高出一些裕量，因此对输出端元器件起到了过压保护的作用。

本发明的一种LED驱动芯片过压检测电路在某一周期是否进行过压检测的判断条件顺序依次为：1、判断检测电压VCS是否达到基准电压VCSTH，2、判断检测电压VCS是否达到峰值电流检测阈值VREF。由于这些判断是否检测的条件都发生在RESET信号的正脉冲宽度TON内，而对于此周期是否要进行过压检测，即退磁信号TD和最小退磁时间信号TDMIN大小的比较却是发生在RESET信号的负脉冲宽度TOFF时间内，因此只要将此周期是否进行过压检测的判断结果在TOFF到来之前产生并在TOFF时间保持即可，检测电压VCS是否达到基准电压VCSTH和峰值电流检测阈值VREF都发生在TON时间内，因此只要将判断结果在TOFF时保持即可，因此本发明对于此周期内是否进行过压检测的判断条件1和2的顺序可以颠倒，也可以同时判断，但实际是由于检测电压VCS在TON时间内从0开始上升，一定会先达到基准电压VCSTH，因此本发明以先对检测电压VCS是否达到基准电压VCSTH进行判断。

请参阅图6、图12，本发明的一种LED驱动芯片过压检测方法，利用本发明的LED驱动芯片过压检测电路对一LED驱动芯片进行过压检测，包括步骤：

S1：利用防过压检测失效模块2判断检测电压输入端输入的一检测电压VCS与一基准电压VCSTH的大小；

S2：如果检测电压VCS小于基准电压VCSTH继续后续步骤；否则再判断检测电压VCS与峰值电流检测阈值输入端输入的一峰值电流检测阈值VREF的大小，如检测电压VCS小于峰值电流检测阈值VREF，计数单元的计数清零并返回步骤S1，否则继续后续步骤；

S3：判断一退磁信号TD和最小退磁时间产生单元13输出的一最小退磁时间信号TDMIN的大小；

S4:如果退磁信号TD小于最小退磁时间信号TDMIN，计数单元16的计数加一，并继续后续步骤；否则计数单元16的计数清零并返回步骤S1；

S5：判断计数单元16的计数数值是否为预设值；

S6：如果是，计数单元16输出一过压信号OVP；否则返回步骤S1。

本发明的一种LED驱动芯片过压检测方法首先对检测电压VCS是否到达基准电压VCSTH进行判断，基准电压VCSTH＝k*峰值电流检测阈VREF，其中0<k<1，系数k通常选在0.1左右。若检测电压VCS电压达到基准电压VCSTH，那么再判断检测系统是否在芯片最大导通时间内检测电压VCS达到峰值电流检测阈值VREF。若没有达到，退磁信号TD有可能由于电感充电不足而小于最小退磁时间信号TDMIN，当然也有可能退磁信号TD>最小退磁时间信号TDMIN，这两种情况都不是过压故障，则不对此周期退磁信号TD和芯片内部最小退磁时间信号TDMIN进行比较，并对计数器进行清零，不产生过压信号；若在芯片最大导通时间TONMAX时间内峰值电流检测电压VCS达到峰值电流检测阈值电压VREF，则对此周期退磁时间TD和芯片内部最小退磁时间TDMIN进行比较，若比较结果为退磁信号TD>最小退磁时间信号TDMIN，则计数器清零，若比较结果为退磁信号TD<最小退磁时间信号TDMIN，则计数器加一并判断计数器连续计数是否为预设值(例如3)，若连续计数为预设值，则输出过压信号OVP，若连续计数不为预设值，则下一周期继续进入判断流程。若一开始检测信号VCS电压没有达到基准电压VCSTH，那么直接对退磁时间TD是否小于最小退磁时间TDMIN进行判断，同样，若比较结果为退磁信号TD>最小退磁时间信号TDMIN，则计数器清零，若比较结果为退磁信号TD<最小退磁时间TDMIN，则计数器加一并判断计数器连续计数是否为三，若连续计数为三，则输出过压OVP信号，若连续计数不为三，则下一周期继续进入判断流程，若在最大导通时间内检测电压VCS未达到基准电压VCSTH，那么此周期仍然对退磁时间TD和最小退磁时间TDMIN进行比较，由于电感充电不足，一定有退磁信号TD<最小退磁时间信号TDMIN，因此计数加一，此时是发生了输入电压十分接近输出电压情况，因此若连续三次即触发输出过压保护，若此时输出超过过压保护阈值VOVP一定可以保护，若此时输出端还没有达到过压保护阈值VOVP，但此时输出一定为空载或过压，才会使得输出电压V_LED十分接近输入线电压V_LINIE，使得检测电压VCS<基准电压VCSTH，因此此种情况即便在输出电压V_LED没有达到过压保护阈值VOVP之前就发生过压保护，保护之后，输出有所下降，因此保护时没有开关周期，系统不对输出端继续供电，那么保护过后输出还会继续上升，输出最终会上升到过压保护阈值VOVP，因此始终能起到输出过压保护作用，在输出没有达到过压保护阈值VOVP之前发生了几次过压保护，但此种情况一定发生在输出过压或空载情况，最终输出会上升，但不会超过过压保护阈值VOVP。

以上记载的，仅为本发明的较佳实施例，并非用以限定本发明的范围，本发明的上述实施例还可以做出各种变化。即凡是依据本发明申请的权利要求书及说明书内容所作的简单、等效变化与修饰，皆落入本发明专利的权利要求保护范围。